CN103983257A - 一种能消除微机械陀螺仪正交误差的信号处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明一种能消除微机械陀螺仪正交误差的信号处理方法，将陀螺仪驱动信号一路经移相器后变成第一解调参考信号，另一路经相同的移相器与一个90°移相器后变成与第一路解调参考信号正交的第二路解调参考信号，该两路解调参考信号分别对输入信号进行第二次相敏解调，所得信号经低通滤波后进行取和与作差；和值信号输入微分电路反馈控制第一路解调参考信号的相位值，当控制信号为零时，第一路解调参考信号V_ref1(t)的相位恰好滞后输入的角速度信号45°，和值输出纯净的正交误差信号，差值输出中正交误差被完全消除；本发明能有效减小其对有用角速度的影响，大大提高静电驱动电容式微机械陀螺仪的测量精度。

Description

一种能消除微机械陀螺仪正交误差的信号处理方法

技术领域

本发明涉及一种能消除微机械陀螺仪正交误差的信号处理方法，尤其是静电驱动电容式微机械陀螺仪。

背景技术

目前，微机械陀螺仪正交误差的抑制仍然存在诸多不足。陀螺仪是一种即使无外界参考信号也能探测出运动物体自身姿态和状态变化的传感器，其功能是敏感运动体的角速度。90年代初期，随着微机械加工技术的迅猛发展，基于MEMS技术的第三代微机械陀螺仪诞生了，该陀螺仪具有体积小、重量轻、带宽大、功耗低、抗冲击强度高等优点，被广泛应用于军事、民用领域。微机械陀螺仪的敏感结构采用体硅或者表面硅工艺加工制作而成，由于尺寸极其微小，通常为微米量级，在现有的工艺条件下，很难控制加工精度。因此，敏感结构在制造过程中存在着工艺误差。这些误差将直接影响硅微机械陀螺仪零点输出的稳定性、标度因子的非线性度、工作带宽等关键技术指标。这也制约了微机械陀螺在宇航、精确制导、精密仪器、深海探测等需要精确测量角速度信号领域的应用。敏感结构的各种工艺误差，会在微机械陀螺仪提取角速度信号的处理过程中转变成两种误差信号，即正交误差和同相误差。

微机械陀螺仪的正交误差和同相误差是角速度信号提取过程中的两种主要干扰信号，它们来源于微机械陀螺敏感结构的加工过程，是制约微机械陀螺整体性能的主要因素。在信号处理过程中减小或消除这两种误差信号不受加工工艺的制约，通用性强，是一种非常有效的技术方法。目前国内外学者在这方面的研究取得了一定的成果，但是也存在着不少缺憾，主要表现在：

1、利用同步解调技术消除正交误差时，难以实现参考信号与待解调信号的相位完全相等，实际的信号在处理过程中必然会因传输延时而产生相位误差，因此要求上述两个信号相位完全相等非常难实现，这也导致了在实际应用中，正交误差信号并不能被同步解调方法完全消除，对于这种情况导致的正交误差无法完全消除的问题，目前还没有相应的解决方案。

2、若采用静电力反馈形成闭环系统以抑制正交误差，正交误差的提取是建立在参考信号与待解调信号的相位正好相差90°的情况下，而要满足这个条件十分困难的，如何提取纯净的正交误差信号或者尽可能地消除相位误差是技术难点，目前还没有相应的解决方案。

发明内容

本发明的目的在于提供一种能够消除或有效抑制静电驱动电容式微机械陀螺仪正交误差的信号处理方法，作为微机械陀螺仪角速度信号提取方案的有益补充，能够在完成角速度信号提取的同时，补偿正交误差信号对有用Coriolis加速度信号的影响，从而改善微机械陀螺仪零点输出的稳定性、标度因子的非线性度、工作带宽等关键技术指标，大幅度地提高微机械陀螺仪的整体性能，使测量结果更为准确。

本发明一种能消除微机械陀螺仪正交误差的信号处理方法，包括如下步骤：

步骤1、角速度提取电路利用由积分器构成的电荷放大器，将电容式微机械陀螺仪敏感结构检测电容的变化值转变成电压信号，将该电压信号滤波放大后经第一次相敏解调得到与检测电容的变化量成正比的电压信号，再经低通滤波与放大后获得输入信号V_in(t)；

步骤2、陀螺仪驱动信号一路经移相器后直接变成第一路解调参考信号V_ref1(t)，该陀螺仪驱动信号另一路经相同的移相器与一个90°移相器后变成与第一路解调参考信号V_ref2(t)正交的第二路解调参考信号，该移相器用于控制两解调参考信号的相位；

步骤3、上述两路解调参考信号分别对输入信号Vin(t)进行第二次相敏解调，所得信号经低通滤波后进行取和与作差；

步骤4、将步骤3得到的和值信号输入微分电路，微分电路的输出信号作为移相器的控制信号，当控制信号为零时，移相器停止工作且其移相值不变，当控制信号不为零时，移相器将继续工作直到微分电路输出的控制信号为零时为止，即由微分电路和移相器构成的反馈系统稳定于相位差Δφ＝45°时，和值输出信号V_out9为纯净的正交误差信号，差值输出信号V_out10中，正交误差被完全消除。

采用本发明的技术方案后，将陀螺仪驱动信号一路经移相器后直接变成第一解调参考信号，另一路经相同的移相器与一个90°移相器后变成与第一路解调参考信号正交的第二路解调参考信号，该两路解调参考信号分别对输入信号进行第二次相敏解调，所得信号经低通滤波后进行取和与作差；和值信号输入微分电路反馈控制第一路解调参考信号的相位值，当控制信号为零时，第一路解调参考信号V_ref1(t)的相位恰好滞后输入的角速度信号45°，和值输出纯净的正交误差信号，差值输出中正交误差被完全消除；本发明能有效减小其对有用角速度的影响，大大提高静电驱动电容式微机械陀螺仪的测量精度。

附图说明

图1是本发明抑制正交误差的(相位误差为45·)原理图；

图2是微机械陀螺仪角速度信号的提取原理图。

以下结合附图和具体实施例对本发明作进一步详述。

具体实施方式

无论是抑制正交误差还是抑制同相误差的信号处理方法，都不能影响角速度信号的提取，因此有必要简要地介绍微机械陀螺仪角速度信号的提取方法。如图2所示，要得到输入角速度信号的数值，必须测出敏感结构检测电容的变化量，然而，检测电容的变化量极其微弱，通常都淹没在低频的1/f噪声里，为了抑制1/f噪声，角速度提取电路一般都采用高频载波调制的方法，利用积分器构成电荷放大器，将检测电容的变化值转变成电压信号，然后经过两次相敏解调，其中，第一次解调得到与检测电容的变化量成正比的电压信号；第二次解调得到与输入角速度信号成正比的电压信号。

由图1可知，第一次相敏解调后，得到的信号V_in(t)是与检测电容的变化量成正比的电压信号，理想情况下，V_in(t)中只包含角速度信号；若存在正交误差及同相误差时，V_in(t)则是角速度信号、正交误差及同相误差三者之和，可表示如下：

V_in(t)=V_cor·Ω·cos(ωt+φ)+V_in-p·cos(ωt+φ)+V_quc·sin(ωt+φ)  (1)

其中，V_cor表示Coriolis加速度信号的幅度；V_in-p表示同相误差的幅度；V_quc表示正交误差的幅度；Ω表示输入的角速度信号；ω表示微机械陀螺仪驱动信号的角频率；φ表示驱动信号的相位。从式(1)中可以看出同相误差与Coriolis加速度信号频率及相位都相等，而正交误差与Coriolis加速度信号频率相等，相位相差90°，若不存在相位误差，则第二次相敏解调的参考信号V_ref(t)就是驱动信号V_dcos(ωt+φ)，它与V_in(t)进行乘法运算，运算如下：

$\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{in}}\left(t\right)\·V_{\mathrm{ref}}\left(t\right)=(V_{\mathrm{cor}}\·V_d\·\mathrm{\Ω}\·+V_{\mathrm{in}-p}{V}_d)\·{\cos }^2(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})+V_{\mathrm{quc}}\·V_d\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})\·\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})\\ =\frac{1}{2}(V_{\mathrm{cor}}\·V_d\·\mathrm{\Ω}\·+V_{\mathrm{in}-p}\·V_d)+\frac{1}{2}(V_{\mathrm{cor}}\·V_d\·\mathrm{\Ω}\·+V_{\mathrm{in}-p}\text{\·}{V}_d)\cos (2\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\φ})+\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{puc}}\·V_d\·\sin (2\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\φ})\end{array}---\left(2\right)$

经过低通滤波消除频率为2ω的高频项，则得到的输出信号V_out1(t)为：

$V_{\mathrm{out}1}\left(t\right)=\frac{1}{2}(V_{\mathrm{cor}}\·V_d\·\mathrm{\Ω}\·+V_{\mathrm{in}-p}\·V_d)---\left(3\right)$

由此可见，第二次相敏解调的参考信号V_ref(t)为驱动信号时，最终输出信号中包含角速度信号和同相误差信号，正交误差被完全消除。

若第二次相敏解调的参考信号驱动信号正交V_ref(t)＝V_dsin(ωt+φ)，将它与V_in(t)相乘如下：

$+\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{in}}\left(t\right)\·V_{\mathrm{ref}}\left(t\right)=(V_{\mathrm{cor}}\·V_d\·\mathrm{\Ω}\·+V_{\mathrm{in}-p}{V}_d)\·\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})\·\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})+V_{\mathrm{quc}}\·V_d{\·\sin }^2(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})\\ =\frac{1}{2}(V_{\mathrm{cor}}\·V_d\·\mathrm{\Ω}\·+V_{\mathrm{in}-p}\·V_d)\sin (2\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\φ})-\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{puc}}\·V_d\cos (2\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\φ})+\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{quc}}\·V_d\end{array}---\left(4\right)$

经过低通滤波消除频率为2ω的高频项，则得到的输出信V_out2(t)为：

$V_{\mathrm{out}2}\left(t\right)=\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{quc}}\·V_d---\left(5\right)$

由此可见，若第二次相敏解调的参考信号V_ref(t)与驱动信号正交时，最终输出信号是纯净的正交误差信号。

由于交流信号在传输处理过程中必然会引起相位的偏移，因此实际中相位误差难以避免，考虑相位误差存在的情况时，V_in(t)需用如下等式来表示。

V_in(t)=V_cor·Ωcos(ωt+φ+ΔΦ)+V_in-p·cos(ωt+φ+Δφ)+V_quc·sin(ωt+φ+Δ)  (6)

式(6)中Δφ是信号处理过程引入的相位误差，此时以驱动信号作为第二次相敏解调的参考信号V_ref(t)，经过低通滤波后的最终输出信号为：

$V_{\mathrm{out}8}=\frac{1}{2}(V_{\mathrm{cor}}\·V_d\·\mathrm{\Ω}+V_{\mathrm{in}-p}\·V_d)\cos \mathrm{\Δ\φ}+\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{quc}}\·V_d\sin \mathrm{\Δ\φ}---\left(7\right)$

比较式(7)与式(3)可知，当存在相位误差时，若第二次相敏解调的参考信号为驱动信号，则最终输出信号中包含角速度和同相误差信号，也包含正交误差信号，相位误差Δφ越小，则sinΔφ越趋近于零，正交误差信号也越小。

若第二次相敏解调的参考信号V_ref(t)与驱动信号正交，也即V_ref(t)＝V_dsin(ωt+φ)，此时经过低通滤波后的最终输出信号为：

$V_{\mathrm{out}7}=\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{quc}}\·V_d\cos \mathrm{\Δ\φ}-\frac{1}{2}(v_{\mathrm{cor}}\·v_d\·\mathrm{\Ω}+V_{\mathrm{in}-p}\·V_d)\sin \mathrm{\Δ\φ}---\left(8\right)$

比较式(8)与式(5)可知，当存在相位误差时，若第二次相敏解调的参考信号V_ref(t)与驱动信号正交时，则最终输出信号中包含正交误差信号，也包含角速度和同相误差信号，相位误差Δφ越小，则sinΔφ越趋近于零，角速度和同相误差信号也越小。

将式(7)与式(8)所示信号相加有：

$\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{out}9}=V_{\mathrm{out}7}+V_{\mathrm{out}8}\\ =\frac{1}{2}(V_{\mathrm{cor}}\·V_d\·\mathrm{\Ω}+V_{\mathrm{in}-p}\·V_d)(\cos \mathrm{\Δ\φ}-\sin )+\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{quc}}\·V_d(\cos \mathrm{\Δ\φ}+\sin \mathrm{\Δ\φ})\end{array},---\left(9\right)$

将式(7)与式(8)所示信号相减并且Δφ等于45°时有：

$\begin{array}{}\end{array}\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{out}10}=V_{\mathrm{out}7}-V_{}\mathrm{out}8\\ =\frac{1}{2}(V_{\mathrm{cor}}{V}_d\·\mathrm{\Ω}+V_{\mathrm{in}-p}\·V_d)(\cos \mathrm{\Δ\φ}+\sin \mathrm{\Δ\φ})+\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{quc}}\·V_d(\sin \mathrm{\Δ\φ}-\cos \mathrm{\Δ\φ})\\ =\frac{\sqrt{2}}{2}(V_{\mathrm{cor}}\·V_d\·\mathrm{\Ω}+V_{\mathrm{in}-p}\·V_d)\end{array}---\left(10\right)$

由式(10)可以看出，当Δφ等于45°时，等式右边只包含角速度信号及同相误差信号，正交误差信号被完全消除。

通常角速度Ω是一个随时间变化的量，V_out9中的也是一个随时间变化的量，V_out9中剩下的两项和可认为是不变的，即为直流量。如果Δφ＝45°，V_out9应为直流量，反之Δφ≠45°由于角速度Ω是变化的V_out9就不是直流量。Δφ＝45°时V_out10中的正交误差为零。V_out9是直流量的话，其导数应等于零，即有下式成立：

基于以上事实可以设计一个包含移相器和微分电路的反馈控制系统，移相器通过控制解调参考信号的相位来控制相位差Δφ，微分电路用于对V_out9求一阶导以确定V_out9是否为直流量。V_out9经过微分电路后的信号作为移相器的控制信号，该控制信号为零时，移相器停止工作且其移相值不变，控制信号不为零时，移相器将继续工作直到微分电路的输出为零时为止，即由微分电路和移相器构成的反馈系统稳定于相位差Δφ＝45°，当微分电路的输出为零时相位差Δφ＝45°，V_out10中的正交误差就不存在了。

本发明一种能消除微机械陀螺仪正交误差的信号处理方法，具体包括如下步骤：

步骤1、角速度提取电路利用由积分器构成的电荷放大器，将电容式微机械陀螺仪敏感结构检测电容的变化值转变成电压信号，将该电压信号滤波放大后经第一次相敏解调得到与检测电容的变化量成正比的电压信号，再经低通滤波与放大后获得输入信号V_in(t)；

步骤2、陀螺仪驱动信号一路经移相器后直接变成第一路解调参考信号V_ref1(t)，该陀螺仪驱动信号另一路经相同的移相器与一个90°移相器后变成与第一路解调参考信号V_ref2(t)正交的第二路解调参考信号，该移相器用于控制两解调参考信号的相位；

步骤3、上述两路解调参考信号分别对输入信号V_in(t)进行第二次相敏解调，所得信号经低通滤波后进行取和与作差；

步骤4、将步骤3得到的和值信号输入微分电路，微分电路的输出信号作为移相器的控制信号，当控制信号为零时，移相器停止工作且其移相值不变，当控制信号不为零时，移相器将继续工作直到微分电路输出的控制信号为零时为止，即由微分电路和移相器构成的反馈系统稳定于相位差Δφ＝45°，当微分电路输出的控制信号为零时，相位差Δφ＝45°，和值输出信号V_out9为纯净的正交误差信号，差值输出信号V_out10中，正交误差被完全消除。

以上所述，仅是本发明较佳实施例而已，并非对本发明的技术范围作任何限制，故凡是依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何细微修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (1)

1.一种能消除微机械陀螺仪正交误差的信号处理方法，其特征在于包括如下步骤：

步骤1、角速度提取电路利用由积分器构成的电荷放大器，将电容式微机械陀螺仪敏感结构检测电容的变化值转变成电压信号，将该电压信号滤波放大后经第一次相敏解调得到与检测电容的变化量成正比的电压信号，再经低通滤波与放大后获得输入信号V_in(t)；

步骤2、陀螺仪驱动信号一路经移相器后直接变成第一路解调参考信号V_ref1(t)，该陀螺仪驱动信号另一路经相同的移相器与一个90°移相器后变成与第一路解调参考信号V_ref2(t)正交的第二路解调参考信号，该移相器用于控制两解调参考信号的相位；

步骤3、上述两路解调参考信号分别对输入信号V_in(t)进行第二次相敏解调，所得信号经低通滤波后进行取和与作差；

步骤4、将步骤3得到的和值信号输入微分电路，微分电路的输出信号作为移相器的控制信号，当控制信号为零时，移相器停止工作且其移相值不变，当控制信号不为零时，移相器将继续工作直到微分电路输出的控制信号为零时为止，即由微分电路和移相器构成的反馈系统稳定于相位差Δφ＝45°时，和值输出信号V_out9为纯净的正交误差信号，差值输出信号V_out10中，正交误差被完全消除。