CN103973119A - 一种lclc串并联谐振电路 - Google Patents
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Abstract
一种LCLC串并联谐振电路，涉及开关电源技术领域的软开关技术，所述的谐振电路含有一个PMOS管、一个NMOS管、两个二极管D1和D2，四个电容C1、C2、C3和C4，MOS管驱动电路和一个磁集成变压器，该电路工作于单驱模式叠加的双驱模式；该谐振电路工作周期分成并联周期和串联周期，PMOS管或NMOS管被打开的瞬间工作周期中的并联周期和串联周期产生互换，该电路的控制方法采用PFM调频控制；该电路所需元件少、体积小、效率高、成本低、开关管性能要求低、功率密度大、功率因数高、电路设计简单。
Description
技术领域
本发明涉及开关电源技术领域，具体地说是一种串并联谐振软开关电路。
背景技术
传统的电源变压器体积大、效率低，开关电源因其体积小、效率高、成本低的优点逐渐取代了传统的电源变压器。开关电源的缺点是对开关管的耐压和开关速度要求高，开关过程中有开关损耗。要解决这个问题需采用软开关技术，现在相对较好的软开关技术是LLC谐振电路。LLC电路的缺点：可用频率范围窄、对输入电压输出负载有要求、偏离谐振点效率下降、有两个不同参数的谐振腔使设计复杂。实际使用中要配合其他电路一起使用，更增加了电路的复杂性。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术中的不足之处，提供一种所需元件少、体积小、效率高、成本低、开关管性能要求低、功率密度大、功率因数高、设计简单的一种LCLC串并联谐振电路。
为了实现本发明的目的，我们将采用如下技术方案予以实施：
一种LCLC串并联谐振电路，含有MOS管驱动电路，用于驱动MOS管，其含有两个三极管Q1和Q2，Q1为PNP型三极管，Q2为NPN型三极管，其特征在于：所述的谐振电路还含有一个PMOS管、一个NMOS管、两个二极管D1和D2，四个电容C1、C2、C3和C4以及一个磁集成变压器，PMOS管的S管脚与Q1的发射极和VCC相连接，D管脚与磁集成变压器相连接，G管脚与Q1的集电极相连接，NMOS管的S管脚与Q2的发射极和地线相连接，D管脚与磁集成变压器相连接，G管脚与Q2的集电极相连接，电容C1的正极与VCC相连接，C1的负极与C2的正极相连接，C2的负极接地，C1和C2之间的连线与磁集成变压器相连接；二极管D1的正极与磁集成变压器相连接，负极与输出端和电容C4的正极相连接，C4的负极与磁集成变压器和电容C3的正极相连接，C3的负极与输出端和二极管D2的正极相连接，D2的负极与磁集成变压器相连接。
该谐振电路工作周期分成并联周期和串联周期两部分，当PMOS管打开，NMOS管关闭的时候，该谐振电路处于并联周期工作状态，在初始状态电容C1存有电势能，电压上正下负，随后电容C1放电，电压逐渐降低，电流方向是从C1的负极到正极，磁集成变压器中的电感上的磁动能逐渐增加，电容C1放电完毕，电路电势能最低磁动能最大，此刻的磁动能无变化量，不吸收也不释放能量，电路处于稳态。
当关闭PMOS管，打开NMOS管的时候，该谐振电路处于串联周期工作状态，电源VCC向电容C1充电，电流方向从C1的正极到负极，磁集成变压器中的电感中存储的磁动能向电源充电，等效于电感的磁动能直接对电容C1充电，电感中磁动能释放完毕，磁动能转换为电容C1的电势能，此刻电容C1的电压与电源VCC维持平衡即不充电也不放电，电路处于稳态。
所述的磁集成变压器两端的电压变化规律就是电容电压的变化规律呈容性，电流的变化规律先感性再容性，电压电流始终相差90度相位角。
所述的谐振电路的控制方法采用PFM调频控制，负载不影响谐振频率只影响谐振振幅，电路谐振频率固定不变。
所述的PMOS管或NMOS管被打开的瞬间该谐振电路的工作周期中的并联周期和串联周期产生互换。
PMOS管和NMOS管都关闭时，所述的谐振电路维持在电容存储电势能或者磁集成变压器存储磁动能的状态。
所述的电容C2的接入构成所述的谐振电路中串、并联谐振电路的叠加，当C1并联工作时，C2同时串联工作，当C1串联工作时，C2同时并联工作。
有益效果
一种LCLC型串并联谐振电路能实现全功率范围的软开关性，从最低频率到谐振频率之间开关管都不受应力，也无开关损耗；
该谐振电路可作为一种基本的电路拓扑，用于需要软开关的场所，对于电路的设计，开关损耗将不再是主要的矛盾。以实际应用开关电源为例，其优点有：所需元件少、体积小、效率高、成本低、开关管性能要求低、功率密度大、功率因数高、设计简单。
开关电源的体积和成本跟开关频率有着直接的关系，当不需考虑开关损耗时可以将开关频率设计的很高，越高频开关电源所需的电感电容越小电源功率密度越大，小的电感和电容可有效的降低开关电源的体积和成本；
另外这种电路开关管不受应力不需高耐压的开关管，低耐压的开关管优点是导通电阻小，这对成本降低和效率提升都要好处。
说明书附图
图1为结构示意图；
图2为并联周期工作示意图；
图3为串联周期工作示意图；
图4为频谱图；
图5为10KHz波形图；
图6为30KHz波形图；
图7为46KHz波形图；
图8为100KHz波形图；
图9为零电流开关波形图；
图10为谐振点波形图；
图11为试验数据图；
具体实施方式
结合附图说明，对本发明作进一步的说明：
如图1所示，本发明所涉及的一种LCLC串并联谐振电路，含有MOS管驱动电路，用于驱动MOS管，其含有两个三极管Q1和Q2，Q1为PNP型三极管，Q2为NPN型三极管，所述的谐振电路还含有一个PMOS管、一个NMOS管、两个二极管D1和D2，四个电容C1、C2、C3和C4以及一个磁集成变压器，PMOS管的S管脚与Q1的发射极和VCC相连接，D管脚与磁集成变压器相连接，G管脚与Q1的集电极相连接，NMOS管的S管脚与Q2的发射极和地线相连接，D管脚与磁集成变压器相连接，G管脚与Q2的集电极相连接，电容C1的正极与VCC相连接，C1的负极与C2的正极相连接，C2的负极接地，C1和C2之间的连线与磁集成变压器相连接；二极管D1的正极与磁集成变压器相连接，负极与输出端和电容C4的正极相连接，C4的负极与磁集成变压器和电容C3的正极相连接，C3的负极与输出端和二极管D2的正极相连接，D2的负极与磁集成变压器相连接。
电容C2的接入谐振电路中，实现了谐振电路中的串、并联谐振电路的叠加，当C1并联工作时，C2同时串联工作，当C1串联工作时，C2同时并联工作。
如图2-3所示，该谐振电路工作周期分成并联周期和串联周期两部分，当PMOS管打开，NMOS管关闭的时候，该谐振电路处于并联周期工作状态如图2，在初始状态电容C1存有电势能，电压上正下负，随后电容C1放电，电压逐渐降低，电流方向是从C1的负极到正极，磁集成变压器中的电感上的磁动能逐渐增加，电容C1放电完毕，电路电势能最低磁动能最大，此刻的磁动能无变化量，不吸收也不释放能量，电路处于稳态；
关闭PMOS管，打开NMOS管的时候，该谐振电路处于串联周期工作状态如图3，电源VCC向电容C1充电，电流方向从C1的正极到负极，磁集成变压器中的电感中存储的磁动能向电源充电，等效于电感的磁动能直接对电容C1充电，电感中磁动能释放完毕，磁动能转换为电容C1的电势能，此刻电容C1的电压与电源VCC维持平衡即不充电也不放电，电路处于稳态。
所述的磁集成变压器两端的电压变化规律就是电容电压的变化规律呈容性，电流的变化规律先感性再容性，电压电流始终相差90度相位角；
所述的谐振电路的控制方法采用PFM调频控制，负载不影响谐振频率只影响谐振振幅，电路谐振频率固定不变；
所述的PMOS管或NMOS管被打开的瞬间该谐振电路的工作周期中的并联周期和串联周期产生互换。
PMOS管和NMOS管都关闭时，所述的谐振电路维持在电容存储电势能或者磁集成变压器存储磁动能的状态。
我们对正反激开关、LLC电路和LCLC电路进行分析，如图4所示的频谱图分三个区域，正反激电路区域、LLC电路区域、LCLC电路区域，正反激区域位于谐振频率的右侧，LLC区域位于谐振频率附近，LCLC区域位于谐振频率左侧。横轴表示开关频率，从左向右开关频率逐渐升高。
先来分析正反激电路，一般正反激电路输入侧都是一个大滤波电容+加变压器(+电感)构成，根据公式f＝1/(2π*√LC)正反激开关电源拓扑电路的谐振频率fr很低，KHz级的开关频率远高于谐振频率所以这两种电路工作在频谱图的右侧。
当开关频率高于谐振频率时，电路特性为感性，输入电压趋于方波，输入电流趋于三角波。电感和电容电路的运行轨迹是正弦波，电感的特性为惯性，如果不遵循这个轨迹就需要施加一个外力，这个力由开关管产生，这个力的反作力就是应力。开关频率越高轨迹偏移越大开关上所受的应力越大，同时频率越高对开关的速度要求也越高，不然开关损失会很大。所以对于正反激电路需要高耐压和高开关速度的开关管。
感性电路在谐振点功率最高，随着频率的升高功率降低。如果采用调频的方式，当轻载时就需要很高的开关频率，这对开关损耗和EMC都不利，在实际应用中这两种电路普遍采用PWM调占空比的方式。
LLC电路，从频谱图上看LLC工作在谐振频率附近，主要缺点是可用开关频率范围窄，偏离谐振点效率下降。电路里有两个谐振腔，设计复杂控制复杂，为满足全范围的零电压开关ZVS，输出负载发生变化的时候输入电压也要发生相应的调整，在实际应用中都是与其它电路配合使用例如前级加PFC电路。
LCLC电路工作于频谱图的左侧，开关频率小于等于谐振频率，谐振频率可以设计的比较高。根据公式f＝1/(2π*√LC)，谐振电感电容可以取较小值。LCLC谐振电路工作于正弦和准正弦模式下，准正弦模式是对正弦模式在零电流点的拉伸，换种说法正弦波工作半个周期后暂停一段时间再开始下一半周期再暂停再半周期周而复始，电感电容的运行轨迹还是遵照着正弦波的规律，开关管不受应力所以不需要高耐压的管子，开关的速度也无高要求。
LCLC电路在谐振点处功率最高随着开关频率的降低功率降低，这个特性对轻载时非常有利可以让电路在全功率范围的都有较理想的效率曲线。
结合图5-10所示，对本发明做进一步地说明：
图5-8是开关频率由10KHz上升到100KHz，开关MOS管、变压器端电压、谐振回路电流的波形变化图。
从图5-7中可以看出在谐振点频率46KHz之前的波形都比较平滑为准正弦波，电流波形为半周期正弦波；
当开关频率超过谐振频率如图8所示，开关频率在100KHz的时候波形不再那么纯净，在开关的瞬间有多次谐波和尖峰小脉冲产生。说明谐振点前的LCLC区域开关管遵循谐振规律不受应力作用，谐振点后的正反激区域开关受应力作用而且频率越高应力越大，电压波形趋于直线，电流波形趋于三角波。
如图9所示，是MOS管电压源漏极Vds、变压器电压和谐振电路电流波形图，
从图9上能看出在开关管开关瞬间电路中电流都为零，开关开启的时候电路呈感性电流不能突变开关零电流开启，半谐振周期后谐振电流自动为零实现开关零电流关闭。
如图10所示，谐振点处的标准正弦波，相位相差90度；
结合图11所示的试验数据，对本发明做进一步地说明。
试验条件：
输入电压DC5V 输出负载R＝400欧姆
开关频率100-100KHz 输出电压最高14.9V
线圈匝数比Ns∶Np＝140∶40
变压器初级直流电阻＝0.183欧姆
变压器次级直流电阻＝3.1欧姆
最大输出功率Pout＝0.555瓦
试验结果：
限于试验条件，最高效率92.5％，效率曲线平坦比较理想。
输出电压输出功率都做了归一化处理，100表示最高输出电压和最大输出功率。
输出电压和功率都是在谐振点处最高分别向两边递减。
Claims (7)
1.一种LCLC串并联谐振电路，含有MOS管驱动电路，用于驱动MOS管，其含有两个三极管Q1和Q2，Q1为PNP型三极管，Q2为NPN型三极管，其特征在于：所述的谐振电路还含有一个PMOS管、一个NMOS管、两个二极管D1和D2，四个电容C1、C2、C3和C4以及一个磁集成变压器，PMOS管的S管脚与Q1的发射极和VCC相连接，D管脚与磁集成变压器相连接，G管脚与Q1的集电极相连接，NMOS管的S管脚与Q2的发射极和地线相连接，D管脚与磁集成变压器相连接，G管脚与Q2的集电极相连接，电容C1的正极与VCC相连接，C1的负极与C2的正极相连接，C2的负极接地，C1和C2之间的连线与磁集成变压器相连接；二极管D1的正极与磁集成变压器相连接，负极与输出端和电容C4的正极相连接，C4的负极与磁集成变压器和电容C3的正极相连接，C3的负极与输出端和二极管D2的正极相连接，D2的负极与磁集成变压器相连接。
2.根据权利要求1所述的一种LCLC串并联谐振电路，其特征在于：该谐振电路工作周期分成并联周期和串联周期两部分，当PMOS管打开，NMOS管关闭的时候，该谐振电路处于并联周期工作状态，在初始状态电容C1存有电势能，电压上正下负，随后电容C1放电，电压逐渐降低，电流方向是从C1的负极到正极，磁集成变压器中的电感上的磁动能逐渐增加，电容C1放电完毕，电路电势能最低磁动能最大，此刻的磁动能无变化量，不吸收也不释放能量，电路处于稳态。
关闭PMOS管，打开NMOS管的时候，该谐振电路处于串联周期工作状态，电源VCC向电容C1充电，电流方向从C1的正极到负极，磁集成变压器中的电感中存储的磁动能向电源VCC充电，等效于电感的磁动能直接对电容C1充电，电感中磁动能释放完毕，磁动能转换为电容C1的电势能，此刻电容C1的电压与电源VCC维持平衡即不充电也不放电，电路处于稳态。
3.根据权利要求1或2所述的一种LCLC串并联谐振电路，其特征在于：所述的磁集成变压器两端的电压变化规律就是电容电压的变化规律呈容性，电流的变化规律先感性再容性，电压电流始终相差90度相位角。
4.根据权利要求1或2所述的一种LCLC串并联谐振电路，其特征在于：所述的谐振电路的控制方法采用PFM调频控制，负载不影响谐振频率只影响谐振振幅，电路谐振频率固定不变。
5.根据权利要求1或2所述的一种LCLC串并联谐振电路，其特征在于：所述的PMOS管或NMOS管被打开的瞬间该谐振电路的工作周期中的并联周期和串联周期产生互换。
6.根据权利要求1或2所述的一种LCLC串并联谐振电路，其特征在于：PMOS管和NMOS管都关闭时，所述的谐振电路维持在电容存储电势能或者磁集成变压器存储磁动能的状态。
7.根据权利要求1所述的一种LCLC串并联谐振电路，其特征在于：所述的电容C2的接入构成所述的谐振电路中串、并联谐振电路的叠加，当C1并联工作时，C2同时串联工作，当C1串联工作时，C2同时并联工作。
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