CN103947105A - 电源电路 - Google Patents

电源电路 Download PDF

Info

Publication number
CN103947105A
CN103947105A CN201280057681.4A CN201280057681A CN103947105A CN 103947105 A CN103947105 A CN 103947105A CN 201280057681 A CN201280057681 A CN 201280057681A CN 103947105 A CN103947105 A CN 103947105A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
voltage
timing
control signal
mentioned
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201280057681.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN103947105B (zh
Inventor
永作俊幸
中村学
伊藤太造
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Kokusai Electric Inc
Original Assignee
Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hitachi Kokusai Electric Inc filed Critical Hitachi Kokusai Electric Inc
Publication of CN103947105A publication Critical patent/CN103947105A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN103947105B publication Critical patent/CN103947105B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
    • H03F1/0244—Stepped control
    • H03F1/025—Stepped control by using a signal derived from the input signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
    • H03F1/0216—Continuous control
    • H03F1/0222—Continuous control by using a signal derived from the input signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
    • H03F1/0216—Continuous control
    • H03F1/0222—Continuous control by using a signal derived from the input signal
    • H03F1/0227—Continuous control by using a signal derived from the input signal using supply converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H03F3/245—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
    • H03F3/3001—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor with field-effect transistors
    • H03F3/301—CMOS common drain output SEPP amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
    • H03F3/3001—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor with field-effect transistors
    • H03F3/301—CMOS common drain output SEPP amplifiers
    • H03F3/3016—CMOS common drain output SEPP amplifiers with symmetrical driving of the end stage
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/102—A non-specified detector of a signal envelope being used in an amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/411—Indexing scheme relating to amplifiers the output amplifying stage of an amplifier comprising two power stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/507—A switch being used for switching on or off a supply or supplying circuit in an IC-block amplifier circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/511—Many discrete supply voltages or currents or voltage levels can be chosen by a control signal in an IC-block amplifier circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/516—Some amplifier stages of an amplifier use supply voltages of different value

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

本发明提供一种电源电路，在进行宽频带无线通信的发送机中使用、使电源变换效率提高并降低电压电平切换的过渡时间的影响、能够改善输出信号的失真特性。具备：推挽放大部，将输入信号以推挽放大方式放大；可变电源部，通过控制信号使提供给上述推挽放大部的电源电压的电压电平可变；开关控制部(83')，基于输入信号输出对电源电压的电压电平进行控制的控制信号；定时控制部(121)，使输入信号延迟特定的时间；开关控制部(83')在控制信号的上升的情况下，在相对于定时控制部(121)的延迟时间早与电压电平切换的过渡时间相对应的定时使控制信号上升，在下降的情况下在延迟时间的定时使控制信号下降。

Description

电源电路
技术领域
本发明涉及在以宽频带(日语：帯域)的高频信号进行无线通信的发送机的功率放大器中使用的电源电路，特别涉及能够使功率变换效率提高的电源电路。
背景技术
作为对发送机的功率放大器的要求，因为设置场所的制约及安设成本的降低，强烈地要求小型轻量化。在装置的体积、重量中，用来将通过功率损失产生的热散热的散热风扇占有较多，而通过改善功率效率，能够使散热风扇变小，有利于小型轻量化。
[改善功率效率的功率放大器：图12]
作为改善功率效率的方法，有相应于被输入至功率放大器的信号的电压振幅来控制对功率放大器施加的电源电压的ET(包络跟踪、EnvelopTracking)方式、或使饱和型的功率放大器的电源电压变动的EER(包络消除与恢复、Envelop Elimination and Restoration)方式。
使用图12对ET方式及EER方式的功率放大器进行说明。图12中(a)是表示ET方式的功率放大器的概略结构图，图12中(b)是表示EER方式的功率放大器的概略结构图。
[ET方式的功率放大器：图12中(a)]
如图12中(a)所示，ET方式的功率放大器具备输入端子1、分配器2、包络线检波器3、电源电路4、主放大器6和输出端子7。
具体而言，构成为输入端子1、分配器2、主放大器6和输出端子7串联地连接，在分配器2上连接包络线检波器3、在包络线检波器3上连接电源电路4、电源电路4连接在主放大器6上而供给电源。
在ET方式中，将从输入端子1输入的RF信号用分配器2分配，将一方输入到包络线检波器3中而提取包络线，并输入至电源电路4。电源电路4使施加在主放大器6的电源电压以与主放大器6的输出的包络线等同或稍大的电压变动。
因而，施加在主放大器6的电源电压与输出信号振幅的差被抑制得较小，主放大器6能够在功率损失较小的区域中动作。
[EER方式的功率放大器：图12中(b)]
如图12中(b)所示，EER方式的功率放大器具备输入端子1、分配器2、包络线检波器3、电源电路4、RF限幅放大器5、主放大器6和输出端子7。
即，在分配器2与主放大器6之间设置RF限幅放大器5来限制向主放大器6的输入电压这一点与图12中(a)所示的ET方式的功率放大器不同。
并且，在上述结构的EER方式的功率放大器中，从输入端子1输入的RF信号被分配器2分配，一方由包络线检波器3检波，将包络线信号向电源电路4输入。并且，电源电路4使主放大器6的电源电压按照包络线信号变动。
由分配器2分配的另一方的RF信号被RF限幅放大器5将振幅变动部分除去，一边仅保持相位信息一边被主放大器6放大。
由于主放大器6的电源电压按照来自包络线检波器3的振幅信息而变动，所以振幅信息被复原，主放大器6总是以饱和状态动作，所以为高效率。
[能够高速动作的电源电路：图13]
在考虑ET方式及EER方式的功率放大器整体的效率的情况下，不仅主放大器6，电源电路4的效率也变得重要。
W－CDMA(宽带码分多址、Wideband－Code Division Multiple Access)信号及OFDM(正交频分复用、Orthogonal Frequency Division Multiplexing)信号那样的宽频带信号的包络线信号的频带较宽，电源电路4需要高速动作。
作为高速动作的电源电路，例如记载于非专利文献1及非专利文献2中(参照非专利文献1、2)。
在高速动作的电源电路中，有使用推挽放大器作为线形放大电路、使用D类电路(class D circuit)作为DC/DC变换器的结构。
使用图13对这样的电源电路的结构例进行说明。图13是表示高速动作的电源电路的例子的结构图。
如图13所示，高速动作的电源电路(高速动作用电源电路)主要由输入端子8、作为宽频带的电压源的推挽放大器12、作为控制电路的电流检测器25及迟滞比较器(滞后比较器、hysteresis comparator)26、高效率的DC/DC变换器11和输出端子9构成。
另外，推挽放大器12相当于权利要求书中记载的推挽放大部。
并且，输入端子8连接在图12所示的包络线检波器3的输出级，输出端子9连接在图12所示的主放大器6的电源端子上。
电流检测器25例如由电阻构成。
此外，DC/DC变换器11具备电压电源、开关元件13、二极管14和电感15。
关于推挽放大器12在后面叙述。
[DC/DC变换器11的动作]
对DC/DC变换器11的动作简单地说明。
在包络线检波器3的输出是DC成分的情况下，DC/DC变换器11以追随模式动作，将开关元件13以自激(自励)频率周期性地接通(开启)/断开(关闭)。
此外，如果包络线检波器3的输出为DC成分和较高频率的AC成分，则DC/DC变换器11在非追随模式(non-following)下动作，通过以AC高频成分为基本的频率将开关元件13接通(开启)/断开(关闭)。此时，DC/DC变换器11仅输出DC成分，将较高频率的AC成分从推挽放大器12输出。
[电源电路的效率]
在图13所示的高速动作用电源电路中，可以考虑通过使自激频率变高以增加能够追随的AC成分、即通过增加从高效率的DC/DC变换器11输出的能量的比例，来尝试电源电路的高效率化。
但是，在WiMAX(微波存取全球互通、Worldwide Interoperability forMicrowave Access)或LTE(长期演进、Long Term Evolution)等的宽频带的通信系统中，由于包络线也为宽频带，所以如果提高DC/DC变换器11的开关频率，则开关损失变大，电源电路的效率下降。
所以，通过设定适当的电路常数，在WiMAX或LTE等的宽频带的通信系统中，将频率较低的AC成分从效率较高的DC/DC变换器11供给，将频率较高的AC成分从推挽放大器12供给。
[电源电路的对大电流的对应]
可是，在主放大器6的输出功率较大的情况下，需要从电源电路4供给许多电流。
在图13的高速动作用电源电路中，在DC/DC变换器11中，作为开关元件13、二极管14、电感15，只要选择流过需要的电流的零件就可以。
但是，关于在推挽放大器12中使用的运算放大器，不是一般流过大电流的零件。所以，在运算放大器的输出上连接NPN晶体管和PNP晶体管，增加了能够输出的电流的容量。
[推挽放大器的结构：图13]
接着，使用图13对以往的高速动作用电源电路的推挽放大器(以往的推挽放大器)的结构进行说明。
如图13所示，以往的推挽放大器12由运算放大器16、构成偏置电路的电阻器19、二极管20、二极管21、电阻器22、推挽电路的NPN晶体管17、PNP晶体管18、直流电压源23和直流电压源24构成。
并且，在上述结构的推挽放大器12中，输入信号经过输入端子8被输入给运算放大器16的+端子，将输出信号向运算放大器的－端子反馈。
二极管20是用来补偿NPN晶体管17的基极间的电压下降的，二极管21是用来补偿PNP晶体管18的基极-发射极间的电压下降的，且与电阻器19、电阻器22一起构成偏置电路。
连接在电压值被设定为比直流电压源24高的直流电压源23上的NPN晶体管17、和连接在电压值被设定为比直流电压源23低的直流电压源24上的PNP晶体管18通过推挽动作进行放大。
并且，NPN晶体管17输出比基准电压高的电压，PNP晶体管18输出比基准电压低的电压。
NPN晶体管17及PNP晶体管18的输出波形为将正弦波半波整流后的波形，它相当于向B级偏压的放大器。推挽放大器12的输出波形为将NPN晶体管17的输出波形与PNP晶体管18的输出波形合成的波形。
[B级放大器的功率变换效率：图14]
这里，对B级放大器的功率变换效率进行说明。
B级放大器输出正弦波时的功率变换效率η已知用式1表示。
η＝π/4×Vomax/Vdd  (式1)
如果将式1就NPN晶体管17进行说明，则Vdd是直流电压源23的电源电压，Vomax是NPN晶体管17的输出电压的最大值。
在式1中，是Vomax与Vdd相同的电压的情况，即饱和输出时的电压变换效率η为78.5％，但如果最大输出电压Vomax降低，则功率变换效率η也降低。
图14是表示B级放大器的功率变换效率特性的说明图。
在图14中，表示对于输出电压的功率变换效率η，横轴的功率回退(back-off)是将Vomax/Vdd用对数表示的。
功率回退为0dB的点表示饱和输出，此时的功率变换效率η如上述那样为78.5％，如果功率回退变大(如果最大输出电压Vomax降低)，则功率变换效率η降低，功率回退是－8dB时的功率变换效率η为30％。
[推挽放大器的功率变换效率：图14]
在式1及图14中，对NPN晶体管17进行了说明，但关于PNP晶体管18也可以说是同样的，所以推挽放大器12整体的特性也可以用式1及图14表示。
另外，在推挽放大器12中，运算放大器16及偏置电路也消耗功率，但NPN晶体管17及PNP晶体管18的电流放大率hfe较大，运算放大器16的消耗功率与推挽放大器12的该值相比很小，所以推挽放大器12的功率变换效率与图14所示的特性大体一致。
[OFDM信号的包络线信号的频谱的累积概率密度分布例：图15]
这里，使用图15对OFDM信号的包络线信号的累积概率密度分布进行说明。图15是表示OFDM信号的包络线信号的累积概率密度分布的例子的说明图。
在图15中，求出带宽10MHz、PAPR(峰值平均功率比、Peak to AveragePower Ratio)：8dB的OFDM调制信号的包络线，将功率的累积概率密度分布从DC到10MHz进行标绘。
如上述那样，电源电路4将DC成分和较低的频率成分从DC/DC变换器11供给，将较高的频率成分从推挽放大器12供给，但在假如将不到3MHz从DC/DC变换器11供给、推挽放大器12供给3MHz以上的情况下，根据图15，在电源电路4供给的功率中，从DC/DC变换器11供给90％的功率，从推挽放大器12供给10％的功率。
[OFDM信号中的电源电路的功率变换效率：图14]
对OFDM信号中的电源电路4的功率变换效率进行说明。
供给DC成分和较低的频率成分的DC/DC变换器11的功率变换效率由开关元件13的开启电阻、开关损失、二极管的正向电压、电感14的损失等决定，设为ηd。
另一方面，由于OFDM信号的PAPR是8dB，所以推挽放大器12的功率变换效率根据图10可知，为功率回退(back-off)－8dB时的功率变换效率。这里，设此时的功率变换效率为ηb。
即，在电源电路4向主放大器6供给的功率中，从功率变换效率ηb的推挽放大器12供给10％，从功率变换效率ηd的DC/DC变换器11供给90％。由此，电源电路4的功率变换效率ηs可以用式2计算。
ηs＝1/(10％/ηb+90％/ηd)  (式2)
假如设为ηb＝30％，ηd＝90％计算，则为ηs＝75％。
为了将电源电路4整体的功率变换效率改善，需要提高功率变换效率较低的推挽放大器12的效率。
在以往的推挽放大器12中，连接在NPN晶体管17的集电极端子及PNP晶体管18的集电极端子上的直流电压源23及直流电压源24的电压与输出电平(level)无关且为一定，所以随着输出电平降低，功率变换效率也降低。
先行技术文献
非专利文献
非专利文献1："An Improved Power－Added Efficiency19－dBm HybridEnvelope Elimination and Restoration Power Amplifier for802.11g WLANApplications",Feipeng Wang et al.,IEEE TRANSACTIOINS ONMICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES,VOL.54,NO.12,DECEMBER2006,P.4086－4099
非专利文献2："A Class B Switch－Mode Assisted Linear Amplifier",Geoffrey R.Walker,IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS,VOL.18.No.6,NOVEMBER2003,p.1278－1285
发明的概要
发明所要解决的课题
但是，在以往的推挽放大器中，由于连接在NPN晶体管及PNP晶体管的集电极端子上的直流电压源的电压不论输出电平如何都为一定电平，所以有如果输出电平降低则功率变换效率降低的问题。
另外，在非专利文献1、2中，没有记载根据输出电平调整连接在推挽放大器的NPN晶体管及PNP晶体管的集电极端子上的直流电压源的电压。
发明内容
本发明是鉴于上述情况而做出的，目的是提供一种将连接在推挽放大器的NPN晶体管及PNP晶体管的集电极端子上的直流电压源的电压相应于输出电平调整、即使输出电平降低功率变换效率也不降低的电源电路。
用于解决课题的手段
用来解决上述以往例的问题的本发明，是被用于功率放大的电源电路，其特征在于，具备：推挽放大部，将输入信号以推挽放大方式放大；可变电源部，通过控制信号使提供给推挽放大部的电源电压的电压电平可变；定时调整部，使被输入至推挽放大部的输入信号延迟；以及控制部，输出控制信号，该控制信号基于输入信号对电源电压的电压电平进行控制；控制部在控制信号上升的情况下，在相对于定时调整部的延迟时间早与电压电平切换的过渡时间对应的定时使控制信号上升，在控制信号的下降的情况下，在延迟时间的定时使控制信号下降。
此外，本发明在上述电源电路中，其特征在于，控制部对应于控制信号的上升及下降的电压电平切换，存储有从定时调整部的延迟时间减去过渡时间后得到的时间作为定时延迟时间；在控制信号的上升的情况下，在从输入信号的定时延迟了相当于上述定时延迟时间的定时使上述控制信号上升。
此外，本发明在上述电源电路中，其特征在于，控制部存储有与控制信号的上升的切换对应的电压电平的过渡的斜率；在控制信号的上升的情况下，基于检测出的输入信号和斜率，计算使控制信号上升的定时，在计算出的定时使控制信号上升。
此外，本发明在上述电源电路中，其特征在于，控制部存储有与控制信号的下降的切换对应的电压电平的过渡的斜率；在控制信号的下降的情况下，不是在延迟时间的定时使控制信号下降，而是基于检测到的输入信号和斜率，计算使控制信号下降的定时，并在计算出的定时使控制信号下降。
此外，本发明是一种ET方式的功率放大器，其特征在于，具备：包络线检波器，对输入信号进行检波；上述电源电路，在推挽放大部的输出级设有D类电路；主放大器，将输入的信号放大；电源电路将与包络线检波器检测出的包络线对应的电源电压向主放大器供给。
此外，本发明是一种EER方式的功率放大器，其特征在于，具备：包络线检波器，对输入信号进行检波；上述电源电路，在推挽放大部的输出级设有D类电路；主放大器，将输入的信号放大；限幅放大器，限制输入信号的电压，并向主放大器输出；电源电路将与包络线检波器检测到的包络线对应的电源电压向主放大器供给。
发明的效果
根据本发明，为一种被用于功率放大的电源电路，具备：推挽放大部，将输入信号以推挽放大方式放大；可变电源部，通过控制信号使提供给推挽放大部的电源电压的电压电平可变；定时调整部，使向推挽放大部输入的输入信号延迟；控制部，输出控制信号，该控制信号基于输入信号对电源电压的电压电平进行控制；控制部在控制信号的上升的情况下，在相对于定时调整部的延迟时间早与电压电平切换的过渡时间相对应的定时使控制信号上升，在控制信号的下降的情况下，在延迟时间的定时使控制信号下降；所以，即使输出电平降低，也不使功率变换效率降低，能够降低电压电平的上升所需要的过渡时间的影响，供给追随于输出信号的上升波形的电源电压，使效率提高并防止放大部的饱和，具有能够改善输出信号的失真(畸变、distortion)特性的效果。
此外，根据本发明，由于控制部对应于控制信号的上升及下降的电压电平切换，存储有从定时调整部的延迟时间减去过渡时间后得到的时间作为定时延迟时间；在控制信号的上升的情况下，在从输入信号的定时开始延迟了相当于上述定时延迟时间的定时使上述控制信号上升；所以，具有如下效果：能够容易地进行在比输出信号早相当于过渡时间量的定时使控制信号上升的处理。
此外，根据本发明，由于控制部存储有与控制信号的上升的切换相对应的电压电平的过渡的斜率；在控制信号的上升的情况下，基于检测出的输入信号和斜率，计算使控制信号上升的定时，在该计算出的定时使控制信号上升；所以具有如下效果：在基于实际的信号波形的适当的定时使控制信号上升，即使对于包含急剧的上升的宽频带信号也使电源电压追随，能够改善输出信号的失真特性。
此外，根据本发明，由于控制部存储有与控制信号的下降的切换相对应的电压电平的过渡的斜率；在控制信号的下降的情况下，不是在延迟时间的定时使控制信号下降，而是基于检测到的输入信号和斜率，计算使控制信号下降的定时，在计算出的定时使控制信号下降；所以具有如下效果：在基于实际的信号波形的适当的定时使控制信号下降，即使对于包含急剧的下降的宽频带信号也使电源电压追随，能够改善输出信号的失真特性。
此外，根据本发明，由于为一种ET方式的功率放大器，具备：包络线检波器，对输入信号进行检波；上述电源电路，在推挽放大部的输出级设有D类电路；主放大器，将输入的信号放大；电源电路将与包络线检波器检测出的包络线相对应的电源电压向主放大器供给；所以具有如下效果：能够供给更好地追随于输出信号的上升/下降的波形的电源电压，使功率放大器整体的效率提高并改善输出信号的失真特性。
此外，根据本发明，由于为一种EER方式的功率放大器，具备：包络线检波器，对输入信号进行检波；上述电源电路，在推挽放大部的输出级设有D类电路；主放大器，将输入的信号放大；限幅放大器，限制输入信号的电压，并向主放大器输出；电源电路将与包络线检波器检测到的包络线相对应的电源电压向主放大器供给；所以具有如下效果：能够供给更好地追随于输出信号的上升/下降的波形的电源电压，使功率放大器整体的效率提高并改善输出信号的失真特性。
附图说明
图1是在有关本发明的第1实施方式的电源电路中使用的推挽放大器的结构图。
图2是表示第1推挽放大器的开关控制信号的一例及伴随其的晶体管的集电极电压及输出波形的说明图。
图3是表示第1推挽放大器的功率变换效率特性的说明图。
图4是表示对NPN晶体管17的集电极端子供给直流电压的直流电压源电路的结构例的框图。
图5是表示没有过渡时间的情况下的输出信号波形与集电极端子的电位的关系的说明图。
图6是表示NPN晶体管17的集电极电压的过渡时间的说明图。
图7是在有关本发明的第2实施方式的电源电路中使用的推挽放大器的结构图。
图8是表示第2推挽放大器的开关控制信号的控制定时的说明图。
图9是表示第2推挽放大器的输入输出信号与集电极电压的关系的说明图。
图10是将集电极电压的过渡状态下的斜率进行直线近似的情况下的说明图。
图11是表示在第2电源电路中使用的另一推挽放大器的结构的说明图。
图12中(a)是表示ET方式的功率放大器的概略结构图，图12中(b)是表示EER方式的功率放大器的概略结构图。
图13是表示高速动作的电源电路的例的结构图。
图14是表示B级放大器的功率变换效率特性的说明图。
图15是表示OFDM信号的包络线信号的累积概率密度分布的例子的说明图。
图16是表示开关控制信号C1的上升定时的计算方法的说明图。
图17是表示开关控制信号C1的下降定时的计算方法的说明图。
具体实施方式
参照附图对本发明的实施方式进行说明。
[实施方式的概要]
有关本发明的实施方式的电源电路在推挽放大器中，将串联连接着开关和直流电压源、进而在它们上并联连接着二极管的电路部作为1个电路块，具备串联连接着多个电路块的第1和第2电源电压生成电路；该第1和第2电源电压生成电路分别连接在NPN晶体管的集电极端子及PNP晶体管的集电极端子上；开关控制部输出控制信号，该控制信号根据输入信号电平，对将多个块的直流电压源连接到NPN晶体管或PNP晶体管的集电极端子上的开关的接通/断开进行控制，根据输入信号电平控制NPN晶体管及PNP晶体管的集电极电压，能够做为追随于输出电平的集电极电压，即使在输出电平较低的情况下也能够进行接近于饱和的动作，能够改善电源电路整体的功率变换效率。
此外，有关本发明的实施方式的电源电路在上述电源电路中还设有定时调整部，定时调整部将输入信号延迟一定时间，并且开关控制部在对各开关的接通/断开进行控制的控制信号的切换时，以与集电极电压的电压电平对应的电平切换的过渡时间量比该延迟时间早地进行控制信号的上升，所以能够降低集电极电压的电平切换所需要的过渡时间的影响，改善电源电路的输出波形的失真(畸变、distortion)。
此外，有关本发明的实施方式的电源电路在上述电源电路中，开关控制部基于与预先存储的集电极电压的电压电平对应的电平切换的斜率、和检测出的输入信号电平，计算控制信号的上升或下降的定时，在该定时使控制信号上升或下降，所以能够基于实际的信号波形决定控制信号的输出定时，能够改善电源电路的输出波形的失真(畸变)。
[第1实施方式：图1]
有关本发明的第1实施方式的电源电路与图13所示的以往的电源电路同样，具备推挽放大器和DC/DC变换器。
使用图1对有关本发明的第1实施方式的电源电路进行说明。图1是在有关本发明的第1实施方式的电源电路中使用的推挽放大器的结构图。
如图1所示，在有关本发明的第1实施方式的电源电路(第1电源电路)中使用的推挽放大器(第1推挽放大器)作为与图13所示的以往的推挽放大器同样的部分，具备输入端子8、输出端子10、运算放大器16、构成偏置电路的电阻器19、二极管20、二极管21、电阻器22、构成推挽电路的NPN晶体管17、PNP晶体管18、直流电压源23和直流电压源24。与以往的推挽放大器同样的结构部分相当于权利要求书中记载的推挽放大部。
并且，作为第1推挽放大器的特征部分，具备开关控制部83、连接在NPN晶体管17的集电极上的直流电压源81及多个电路块B1～B4、和连接在PNP晶体管18的集电极上的直流电压源82及多个电路块B5～B8。
设直流电压源81、82的电压分别为V9、V10。
直流电压源81及多个电路块B1～B4、直流电压源82及多个电路块B5～B8相当于权利要求书中记载的可变电源部。
[电路块B1～B4]
对NPN晶体管17侧的电路块B1～B4的结构进行说明。
电路块B1～B4分别具备直流电压源(51～54)、开关(61～64)和二极管(71～74)，在各块中，在二极管的阳极上连接着直流电压源的－侧(负侧)，在阴极上经由开关连接着直流电压源的+侧(正侧)。
进而，电路块B1的二极管71的阳极被接地，阴极连接在电路块B2的二极管72的阳极上。以下同样，电路块B3、B4的二极管73、74被串联连接，电路块B4的阴极连接在串联电压源81的－侧(负侧)。
将由串联连接的电路块B1～B4构成的电路设为第1电源电压生成电路。
并且，开关61～64由来自后述的开关控制部83的开关控制信号C1～C4控制接通/断开，将开关为开启的电路块的直流电压源的电压与直流电压源81的电压相加，将相对于基准电压为正的电压向NPN晶体管17的集电极端子施加。
即，由开关选择的直流电压源和直流电压源81为串联连接。
另外，设电路块B1～B4的直流电压源51、52、53、54的电压为V1、V2、V3、V4。
[电路块B5～B8]
同样，PNP晶体管18侧的电路块B5～B8分别具备直流电压源(55～58)、开关(65～68)和二极管(75～78)，在各块中，在二极管的阳极上连接着直流电压源的－侧，在阴极上经由开关连接着直流电压源的正侧。
此外，电路块B8的二极管78的阴极被接地，阳极连接在电路块B7的二极管77的阴极上。以下同样，电路块B6、B5的二极管76、75被串联连接，电路块B5的阳极连接在串联电压源82的+侧。
将由串联连接的电路块B5～B8构成的电路设为第2电源电压生成电路。
第1电源电压生成电路及第2电源电压生成电路相当于权利要求书中记载的可变电源部。
并且，开关65～68由来自后述的开关控制部83的开关控制信号C5～C8控制接通/断开，将开关成为开启的电路块的直流电压源的电压与直流电压源82的电压相加，将相对于基准电压为负的电压向PNP晶体管18的集电极端子施加。
即，由开关选择的直流电压源和直流电压源82为串联连接。
另外，设电路块B5～B8的直流电压源55、56、57、58的电压为V5、V6、V7、V8。
开关控制信号C1～C4、C5～C8相当于权利要求书中记载的选择信号。
[开关控制部83]
接着，对作为第1推挽放大器的特征部分的开关控制部83进行说明。
开关控制部83基于从输入端子8输入的信号(包络线信号)，输出控制电路块B1～B4的开关61、62、63、64的接通/断开的开关控制信号C1、C2、C3、C4，以使向NPN晶体管17的集电极端子施加的电压成为适当的值。
同样，开关控制部83基于包络线信号，输出控制电路块B5～B8的开关65、66、67、68的接通/断开的开关控制信号C5、C6、C7、C8，以使向PNP晶体管18的集电极端子施加的电压成为适当的值。
具体而言，开关控制部83具备将8种开关控制信号分别作为高电平(H电平，开启)或低电平(L电平，关闭)输出的控制信号生成电路，基于被输入的包络线信号，输出H电平或L电平的各开关控制信号。
开关控制部83的各控制信号生成电路例如由比较器电路构成。
由此，在第1推挽放大器中，能够根据输入信号的功率电平，对NPN晶体管17及PNP晶体管18施加追随于输出电压的集电极电压，能够使推挽放大器的功率变换效率提高、使电源电路整体的效率提高。
[第1推挽放大器的动作：图1]
首先，对电路块B1～B4、B5～B8的动作简单地说明。
在各电路块B1～B4、B5～B8中，二极管的阳极端子连接在直流电压源的负侧，阴极端子连接在直流电压源的正侧。将这样的电路块B1～B4、B5～B8串联地连接，通过控制各开关的接通/断开，能够将电压相加，并对NPN晶体管17，PNP晶体管18的集电极端子施加。
在开关为ON的情况下，将该电路块的直流电压源的电压相加，电流流过直流电压源，电路动作。此时，在二极管中，因为有正向的逆电压，所以不流经电流。
此外，在开关关闭的情况下，由于该电路块的直流电压源的电路为开放，所以不将电压相加，但电流流经二极管，电路动作。
并且，在第1推挽放大器中，开关控制部83根据从输入端子8输入的包络线信号，将开关控制信号C1～C8切换为H电平或L电平并输出，控制对应的电路块的开关的接通/断开。
由此，根据输入功率电平，将相对于基准电压为正的集电极电压对NPN晶体管17施加，将相对于基准电压为负的集电极电压对PNP晶体管18施加。
[开关控制信号和晶体管的集电极电压：图2]
接着，使用图2对第1推挽放大器的开关控制信号与晶体管的集电极电压的关系进行说明。图2是表示第1推挽放大器的开关控制信号的一例和伴随着它的晶体管的集电极电压及输出波形的说明图。
图2中(a)表示开关控制信号C1～C8的例子，关于各个开关控制信号C1～C8，各控制信号表示是使开关成为开启的状态(H电平)、还是使开关成为关闭的状态(L电平)。
在图2中(a)的例子中，开关控制信号C1到时间T1为止是L电平，时间T1～T8的期间是H电平，时间T8以后再次成为L电平。
此外，开关控制信号C8到时间T12为止是L电平，时间T12～T13的期间是H电平，时间T13以后为L电平。
图2中(b)，表示被赋予(a)的开关控制信号C1～C8的情况下的NPN晶体管17的集电极电压(节点A电压)、PNP晶体管18的集电极电压(节点B电压)和输出电压波形。另外，例如使用零(0)作为基准电压。
如上述那样，在第1推挽放大器中，在开关控制信号C1～C8是H电平的情况下，对应的开关61～68成为开启。
在图2中，首先着眼于节点A电压进行说明。
在时间从0到T1的期间中，由于开关控制信号C1～C4全部是L电平，所以开关61～64全部是关闭。
因而，电流不流到直流电压源51～54中而流经二极管71～74，对于节点A施加直流电压源81的电压V9。
另外，在本实施方式中，设二极管71～78的正向电压为零而进行说明。
接着，从时间T1到T2的期间，由于仅开关控制信号C1是H电平，其他的开关控制信号C2～C4是L电平，所以仅开关61为开启。
由于与开关61对应的直流电压源51和直流电压源81串联连接，所以节点A的电压为V9+V1。
即，将开关为开启的电路块的直流电压源的电压加上直流电压源81的电压V9，将该相加后的电压对节点A施加。
以下同样，在时间T2、T3、T4，如果开关控制信号C2、C3、C4分别为H电平，则与其对应，开关62、63、64为开启，对节点A的电压再加上电压V2、V3、V4。
进而，在时间T5、T6、T7、T8，如果开关控制信号C4、C3、C2、C1为L电平，开关64、63、62、61为关闭，则将节点A的电压如图2所示那样减去电压V4、V3、V2、V1。
关于节点B的电压，也与节点A同样，通过将由开关控制信号C5～C8控制的开关65～68切换为开启或关闭，如图2所示那样变化。在时间T9～T16的期间中变化的节点B的电压相对于时间T1～T8的节点A的电压，正负为相反。
[开关控制部83的动作：图1，图2]
接着，使用图1及图2对开关控制部83的动作进行说明。
如上述那样，开关控制部83基于根据输入信号检测出的包络线信号，将开关控制信号C1～C8作为H电平或L电平输出。
结果，对用于控制节点A的电压的开关61～64进行控制的开关控制信号C1～C4在输出波形为正时变化。
开关控制部83基于输入的包络线信号，当输出波形的电压比V9大时，使开关控制信号C1为H电平。
此外，开关控制部83当输出波形的电压比V9+V1大时，使开关控制信号C2为H电平，当输出波形的电压比V9+V1+V2大时，使开关控制信号C3为H电平，当输出波形的电压比V9+V1+V2+V3大时，使开关控制信号C4为H电平。
在其他条件下，开关控制部83使开关控制信号C1～C4为L电平。
同样，对用于控制节点B的电压的开关65～68进行控制的开关控制信号C5～C8在输出波形为负时变化。
开关控制部83基于输入的包络线信号，当输出波形的电压比－V10小时使开关控制信号C5为H电平，当输出波形的电压比－V10－V5小时使开关控制信号C6为H电平，当输出波形的电压比－V10－V5－V6小时使开关控制信号C7为H电平，当输出波形的电压比－V10－V5－V6－V7小时使开关控制信号C8为H电平。
在其他条件下，开关控制部83使开关控制信号C5～C8为L电平。
开关控制部83构成为，在这样的条件下使开关控制信号C1～C8动作，能够使用比较器电路容易地实现。也可以使该比较器电路具有滞后(迟滞、hysteresis)特性。
如图1所示，在第1推挽放大器中，开关控制部83根据从输入端子8输入的包络线信号生成开关控制信号C1～C8，所以考虑输出电平相对于输入电平的增益来设计。
此外，各直流电压源的电压V1～V10既可以是相同的电压值，也可以是分别不同的电压值。
进而，这里构成为，节点A的电压及节点B的电压分别以5个阶段变化，但是是几段都可以。
进而，在第1推挽放大器中，将输出波形与将V9、V1、V2、V3、V4或V10、V5、V6、V7、V8组合相加或相减得到的阈值比较，来决定各开关控制信号的电平(H或L)，但并不需要一定这样。
[第1推挽放大器的效率：图3]
接着，使用图3对第1推挽放大器的效率进行说明。图3是表示第1推挽放大器的功率变换效率特性的说明图。
如上述那样，在第1推挽放大器中，NPN晶体管17的集电极端子(节点A电压)及PNP晶体管18的集电极端子(节点B)电压根据输出波形而变化。
即，当输出波形较小时，通过控制节点A及节点B的电压以使集电极端子电压的绝对值也变小，第1推挽放大器以总是接近于饱和输出的状态动作。
因此，如图3所示，第1推挽放大器的功率变换效率与图14所示的以往方式相比提高。特别是，在比饱和输出低的输出中，效率提高较显著。
例如，相当于OFDM信号的功率回退(back-off)－8dB时的功率变换效率在图14的以往的推挽放大器中是30％，而在第1推挽放大器中提高到55％。
[直流电压源电路的结构：图4]
接着，使用图4，对向NPN晶体管17或PNP晶体管18的集电极端子供给直流电压的直流电压源电路的结构进行说明。图4是表示对NPN晶体管17的集电极端子供给直流电压的直流电压源电路的结构例的框图。另外，与图1所示的直流电压源51～54对应的部分赋予相同的标号。
此外，这里仅对NPN晶体管17侧的直流电压源电路进行说明，但PNP晶体管18侧的直流电压源电路也是同样的结构。
如图1所示，直流电压源51～54和直流电压源81、直流电压源55～58和直流电压源82在开关61～64、开关65～68为开启的情况下成为串联连接，所以需要做成绝缘型电源。
如图4所示，第1推挽放大器的直流电压源电路具备供给电源的输入端子201、使从输入端子201供给的电源电压平滑化的平滑电路202、开关电路203、用来将输入与多个输出绝缘的变压器204、进行输出电压的整流和平滑的整流平滑电路205～208、检测与作为目标的输出电压的误差的误差放大器209、用来在将误差信息向控制电路传递时进行绝缘的光电耦合器210、用来通过使误差信息成为最小从而控制为目标的输出电压的控制电路211、以及用来驱动开关电路203的驱动器电路212。
对上述结构的直流电压源电路的动作进行说明。
如果电压Vin被从输入端子201输入，则通过平滑电路202被平滑化，经由开关电路203向变压器204的输入侧输入。
在变压器204的输出侧，设有与各直流电压源51～54的电压值对应的匝数的线圈，相应于匝数变换后的电压经由整流平滑电路205～208分别成为直流电压源51～54的输出电压。
直流电压源51～54的电压是V1～V4，进行控制，以使直流电压源54成为目标电压V4。
具体而言，监视直流电压源54，将作为由误差放大器209检测出的直流电压源54的电压与目标电压的差的误差信号经由光电耦合器210向控制电路211输入，控制电路211改变使开关电路203接通/断开的信号的占空比以使误差信号变小，从而控制为目标电压V4。
对于直流电压源51、52、53不进行监视，只要预先设计变压器204的匝数、以使得在直流电压源54的电压为V4的情况下直流电压源51、52、53的电压为V1、V2、V3就可以。
[第1实施方式的效果]
根据有关本发明的第1实施方式的电源电路，在推挽放大器中，将串联连接了开关和直流电压源、进而对它们并联连接了二极管的电路部作为1个电路块，具备串联连接着多个电路块B1～B4的第1电源电压生成电路、和串联连接着多个电路块B5～B8的第2电源电压生成电路；第1电源电压生成电路连接在NPN晶体管17的集电极端子上，第2电源电压生成电路连接在PNP晶体管18的集电极端子上；开关控制部83根据来自包络线检波器3的输入信号的包络线信号，输出控制多个电路块B1～B8的开关61～68的接通/断开的开关控制信号C1～C8；所以具有以下效果：根据输入信号电平控制NPN晶体管17及PNP晶体管18的集电极电压以使其追随于输出信号电平，能够进行总是接近于饱和的动作，改善推挽放大器的输出电平较低的情况下的功率变换效率，能够使电源电路整体的功率变换效率提高。
进而还有以下效果：通过在例如EER方式的放大器中使用第1电源电路，能够使放大器整体的效率提高、降低消耗功率，使散热风扇变小，实现小型化、轻量化。
另外，在上述例子中构成为，直流电压源81、82总是被施加于节点A节点B，但也可以追加开关及二极管而做成电路块，与其他直流电压源同样地切换接通/断开。
此外，生成NPN晶体管17、PNP晶体管18的集电极电压的电源电压生成电路的结构并不限定于图1所示的结构，只要是根据来自开关控制部的控制信号输出不同的电压的电路，是怎样的结构都可以。
[第2实施方式]
接着，对有关本发明的第2实施方式的电源电路进行说明。
[忽视过渡时间的情况下的集电极电压的例子：图1，图5]
在对第2实施方式具体地说明之前，使用图1及图5，对在图1所示的第1推挽放大器中、没有集电极电压的电位从某个电平向下个电平过渡时的过渡时间的情况下的输出信号波形与集电极电压的关系进行说明。图5是表示没有过渡时间的情况下的输出信号波形与集电极端子的电位的关系的说明图。
另外，在图5中，表示考虑到各块的二极管的正向电压的集电极电压。
如图5所示，开关控制部83基于向NPN晶体管17及PNP晶体管18的发射极端子输出的推挽放大器的输出电压波形103与阈值Vth1～Vth8的大小关系，输出使上述电源电压生成电路的各开关61～68成为开启状态或关闭状态的开关控制信号。
另外，在图1的结构中，开关控制部83基于输入信号的包络线信号，生成对应于输出电压与阈值的关系的各开关控制信号。
结果，如果没有集电极电压切换时的过渡时间，则NPN晶体管17的集电极电压成为101所示那样的波形，PNP晶体管18的集电极电压为102所示的波形。
这里，如果设二极管71～78的正向电压分别为VF1、VF2、VF3、VF4、VF5、VF6、VF7、VF8，则例如仅在图1所示的开关61和开关62是开启状态、其他开关是关闭状态的情况下，电流经由直流电压源51、52、二极管73、74、直流电压源81向NPN晶体管17流入。
该情况下的NPN晶体管17的集电极单元的电压Vc为
Vc＝V1+V2+V9－VF3－VF4。
此外，由于NPN晶体管17及PNP晶体管18作为推挽电路动作，所以在NPN晶体管17动作的期间中，NPN晶体管17的集电极端子与发射极端子的电位差需要大到NPN晶体管17不饱和的程度。同样，在PNP晶体管18动作的期间中，PNP晶体管18的集电极端子与发射极端子的电位差需要充分大。
在集电极端子与发射极端子的电位差比晶体管的饱和电压小的情况下，晶体管饱和，在从推挽放大器输出的信号中发生失真。
所以，如图5所示，如以下这样设定判断推挽放大器的输出波形的电平的阈值(Vth1～Vth8)。
Vth1<V9－VF1－VF2－VF3－VF4－Vce(npn：sat)
Vth2<V9+V1－VF2－VF3－VF4－Vce(npn：sat)
Vth3<V9+V1+V2－VF3－VF4－Vce(npn：sat)
Vth4<V9+V1+V2+V3－VF4－Vce(npn：sat)
Vth5>－V10+VF5+VF6+VF7+VF8+Vce(pnp：sat)
Vth6>－V10－V5+VF6+VF7+VF8+Vce(pnp：sat)
Vth7>－V10－V5－V6+VF7+VF8+Vce(pnp：sat)
Vth8>－V10－V5－V6－V7+VF8+Vce(pnp：sat)
这里，Vce(npn：sat)是NPN晶体管17饱和的集电极－发射极间电压，Vce(pnp：sat)是PNP晶体管18饱和的集电极－发射极间电压。
由此，不论是通过来自开关控制部83的控制信号选择了哪个集电极电压值的情况，都能够将NPN晶体管17及PNP晶体管18的集电极端子与发射极端子的电位差确保为晶体管不饱和的程度。
[集电极电压的过渡时间：图6]
接着，使用图6，对施加于NPN晶体管17及PNP晶体管18的集电极的集电极电压的过渡时间进行说明。图6是表示NPN晶体管17的集电极电压的过渡时间的说明图。
在图6中，表示NPN晶体管17的集电极电压相对于推挽放大器12的输出波形例113的理想的波形111、和实际的波形112的例子。
在EER方式的电源电路中，追随于推挽放大器12的输出波形113的变化而使集电极电压变化。
在图6的例子中，将集电极电压的电压电平随着推挽放大器的输出波形113的电平增加而在时刻t从Vc(i)切换为下个电压电平Vc(i+1)，随着输出波形113的电平下降，再次切换为电压电平Vc(i)。
在时刻t，根据来自开关控制部83的指示，在开关61～65的某一个从关闭状态成为开启状态、施加在NPN晶体管17的集电极端上的电压从Vc(i)切换为Vc(i+1)的情况下，如果不需要使电压电平过渡的过渡时间，则如理想的信号波形111那样成为阶梯状的波形。
但是，实际的信号波形112如图6所示那样，成为伴随着有限的切换时间(过渡时间)Δt的响应。此外，PNP晶体管18的集电极电压的切换时的波形成为使波形112的上下反转的波形。
[宽频带信号的情况下]
这里，在向推挽放大器12输入的信号是宽频带的W－CDMA信号或OFDM信号的情况下，有如输出波形113所示那样具有陡峭的上升(上升沿)或下降(下降沿)的情况。
在这样的情况下，如果集电极电压的切换来不及、推挽放大器的集电极端的电位与发射极端的电位的差低于饱和电压，则晶体管饱和，在推挽放大器12的输出信号波形中发生失真。
[过渡时间的缩短]
因此，需要使集电极电压的电压电平的过渡时间变短。
过渡时间由开关61～68或开关控制部83的响应速度、内置于电路的各部中的寄生电容及寄生电感等决定，能够使用响应速度较快的元件、或寄生电容/寄生电感较小的元件，实现使电路布局最优化的程度的改善。
但是，使过渡时间充分短以便能够对宽频带信号的包络线的急剧的上升/下降反应依然困难。
此外，如果为了实现过渡时间的缩短而要将电压电平急剧地切换，则有在集电极电压中发生振幅波动那样变化的阻尼振荡的情况，如果阻尼振荡较大，则集电极端子的电位与发射极端子的电位的差变小，在输出信号中容易发生失真。
即，难以在使阻尼振荡为容许范围内的同时、将集电极电压的过渡时间充分缩短。
所以，在本发明的第2实施方式中，能够提供一种即使集电极电压的切换时的过渡时间是使阻尼振荡为容许范围内的程度的时间也能够充分地追随于宽频带信号的电平变化、不使输出信号的失真特性劣化的电源电路。
[第2实施方式的结构：图7]
有关本发明的第2实施方式的电源电路与第1电源电路同样，具备推挽放大器和DC/DC变换器。
使用图7对在有关本发明的第2实施方式的电源电路中使用的推挽放大器的结构进行说明。图7是在有关本发明的第2实施方式的电源电路中使用的推挽放大器的结构图。
如图7所示，在有关本发明的第2实施方式的电源电路(第2电源电路)中使用的推挽放大器(第2推挽放大器)的基本的结构与图1所示的第1推挽放大器相同，赋予与图1相同的标号而进行说明。
第2推挽放大器的特征是新具备定时控制部121这一点，此外，开关控制部83′的结构及动作与第1推挽放大器的开关控制部83一部分不同。
[第2推挽放大器的动作概略]
这里，对第2推挽放大器的动作简单地说明。
第2推挽放大器考虑集电极电压的过渡时间，使输入信号充分延迟，即使被输入宽频带信号的情况，集电极电压也能够充分追随。
具体而言，在第2推挽放大器中，使输入的信号延迟相当于比集电极电压的过渡时间大的一定的延迟时间(td)并输入到运算放大器16中，并且使基于不延迟的输入信号生成的控制信号C1～C8延迟相当于从该延迟时间(td)减去集电极电压的过渡时间(Δt)后的时间(td－Δt)而上升。
由此，将开关控制信号C1～C8以相对于晶体管的发射极端的输出信号早相当于过渡时间(Δt)的定时输出，即使在输入信号中有急剧的变化，集电极电压也追随于其而变化，能够防止输出信号的失真特性劣化。
另外，实际上，集电极电压的过渡时间为按照每个电压电平而不同的时间。
[第2推挽放大器的各部]
对第2推挽放大器的特征部分具体地说明。
[定时控制部121]
定时控制部121使从输入端子8输入的信号延迟相当于预先设定的特定的延迟时间td，并向运算放大器16输出。
延迟时间td为比集电极电压的哪个电压电平下的过渡时间都长的时间。
定时控制部121相当于权利要求书中记载的定时调整部。
[开关控制部83′]
开关控制部83′与第1推挽放大器的开关控制部83同样，基于从输入端子8输入的包络线信号生成开关控制信号C1～C8，但使开关控制信号的输出(电平的切换)的定时比第1推挽放大器晚。
开关控制部83′除了具备生成开关控制信号C1～C8的比较器电路以外，还具备对输出所生成的开关控制信号C1～C8的定时进行控制的控制电路。控制电路由具备处理部及存储部的微型计算机等构成。
另外，开关控制部83′相当于权利要求书中记载的控制部。
对通过来自开关控制部83′的开关控制信号C1～C8的电平(高电平或低电平)的组合所决定的NPN晶体管17及PNP晶体管18的集电极电压进行说明。
这里，考虑各电路块B1～B8的二极管71～78的正向电压(VF1～VF8)。
如果使施加于第2推挽放大器的NPN晶体管17的集电极端子的电压为Vc1～Vc5，使施加于PNP晶体管18的集电极端子的电压为Vc6～Vc10，则在图7的结构中，集电极电压的电平是10个级别，为
Vc1＝V9－VF1－VF2－VF3－VF4
Vc2＝V9+V1－VF2－VF3－VF4
Vc3＝V9+V1+V2－VF3－VF4
Vc4＝V9+V1+V2+V3－VF4
Vc5＝V9+V1+V2+V3+V5
Vc6＝－V10+VF5+VF6+VF7+VF8
Vc7＝－V10－V5+VF6+VF7+VF8
Vc8＝－V10－V5－V6+VF7+VF8
Vc9＝－V10－V5－V6－V7+VF8
Vc10＝－V10－V5－V6－V7－V8。
如上述那样，切换集电极电压时的过渡时间按照每个电压电平而不同，设为了从电压电平Vc1切换为Vc2而需要的过渡时间为Δt1。
同样，设从电压电平Vc2向Vc3的过渡时间为Δt2，从电压电平Vc3向Vc4的过渡时间为Δt3，从电压电平Vc4向Vc5的过渡时间为Δt4，从电压电平Vc6向Vc7的过渡时间为Δt5，从电压电平Vc7向Vc8的过渡时间为Δt6，从电压电平Vc8向Vc9的过渡时间为Δt7，从电压电平Vc9向Vc10的过渡时间为Δt8。
过渡时间Δt1～Δt8的值是由推挽放大器的特性、构成电路的各元件的特性及电路常数、还有功率放大器的主放大器6的特性等决定的值，是在设计阶段中能够掌握的值。
在第2推挽放大器的开关控制部83′中，预先将各集电极电压的切换电平(Vc1→Vc2、Vc2→Vc3、…Vc9→Vc10)与该电位的变化所需要的过渡时间(Δt1～Δt8)建立对应地存储。
另外，这里，过渡时间仅对控制信号的上升时(将开关开启的情况)考虑，不考虑下降时的过渡时间。
即，在开关控制部83′中，将各开关控制信号C1～C8的上升时的过渡时间作为Δt1～Δt8存储。
并且，作为第2推挽放大器的特征，在开关控制部83′中，具备存储有按照每个集电极电压的切换电平、使切换开关控制信号C1～C8的电平的定时延迟的时间(定时延迟时间)的表。
另外，由于实际上开关控制部83′基于对推挽放大器12的输入信号进行控制，所以对应于输入信号与预先设定的多个阈值的大小关系及输入信号的变化的方向、即各开关控制信号C1～C8的上升或下降而存储有定时延迟时间。
即，开关控制部83′对于各开关控制信号C1～C8，分别在存储器中存储有将上升时及下降时的定时延迟的定时延迟时间。
在第2推挽放大器中，在开关控制信号的上升的情况下(将开关开启的情况下)，作为定时延迟时间，存储有从定时控制部121的延迟时间td减去与各切换电平对应的过渡时间后的时间(td－Δt)。
此外，在开关控制信号的下降的情况下，作为定时延迟时间，存储有定时控制部121的延迟时间td。
关于各开关控制信号的定时延迟时间在后面叙述。
[第2推挽放大器的开关控制信号的定时：图8]
接着，使用图8对第2推挽放大器的开关控制信号的定时进行说明。图8是表示第2推挽放大器的开关控制信号的控制定时的说明图。
在图8中，表示从推挽放大器的输入端子8输入了输入信号131的情况下的开关控制信号C1～C8。当开关控制信号C1～C8为L电平时，对应的开关61～68为关闭状态，当开关控制信号C1～C8为H电平时，对应的开关61～68为开启状态。
开关控制部83′将输入信号131与预先存储的阈值Vth1～Vth8比较，决定开关控制信号C1～C8的电平(H电平或L电平)，并对应于输入信号131与阈值的大小关系及变化的方向在延迟了相当于预先存储的定时延迟时间的定时输出。
如图8所示，设信号波形131变得比阈值Vth1大的时刻为t1，信号波形131变得比Vth2、Vth3、Vth4大的时刻分别为t2、t3、t4。
此外，设信号波形131变得比阈值Vth5小的时刻为t9、信号波形131变得比Vth6、Vth7、Vth8小的时刻分别为t10、t11、t12。
开关控制部83′如果在时刻t1检测到信号波形131变得比阈值Vth1大，则使开关控制信号C1成为H电平，而此时，开关控制部83′从表中读取与开关控制信号C1的上升时对应的定时延迟时间，在比时刻t1延迟了相当于该定时延迟时间的定时输出切换为H电平的信号。
如上述那样，如果设开关控制信号C1的上升时的定时延迟时间为td1，则td1是从定时控制部121的延迟时间td减去开关控制信号C1的上升时的过渡时间Δt1后的时间(td1＝td－Δt1)。
同样，开关控制部83′使切换NPN晶体管17的集电极电压的开关控制信号C2～C4比时刻t2～t4延迟相当于定时延迟时间td2～td4，从L电平切换为H电平并输出。
此外，开关控制部83′使切换PNP晶体管18的集电极电压的开关控制信号C5～C6比时刻t9～t12延迟相当于定时延迟时间td9～td12，并从L电平切换为H电平。
各开关控制信号的上升时(L电平→H电平)/下降时(H电平→L电平)的定时延迟时间为以下这样。
C1上升时：td1＝td－Δt1
C2上升时：td2＝td－Δt2
C3上升时：td3＝td－Δt3
C4上升时：td4＝td－Δt4
C4下降时：td5＝td
C3下降时：td6＝td
C2下降时：td7＝td
C1下降时：td8＝td
C5上升时：td9＝td－Δt5
C6上升时：td10＝td－Δt6
C7上升时：td11＝td－Δt7
C8上升时：td12＝td－Δt8
C8下降时：td13＝td
C7下降时：td14＝td
C6下降时：td15＝td
C5下降时：td16＝td
在开关控制部83′中，在存储器中存储有上述定时延迟时间，在开关控制信号的切换时，延迟相当于对应的定时延迟时间而输出切换为H电平或L电平的信号。
由于将对推挽放大器12的输入信号131通过定时控制部121延迟相当于延迟时间td并输出，所以通过使开关控制信号延迟相当于上述定时延迟时间(td1～td16)并输出，在开关控制信号的上升时，针对推挽放大器的输出端子的信号波形，能够使对施加于集电极端子的电压进行切换的定时早相当于各过渡时间的量。
由此，在伴随着输入信号的上升的开关控制信号的上升时，能够使集电极电压的切换时的过渡时间的影响变少，能够抑制输出信号的失真特性的劣化。
[第2推挽放大器的输入输出信号和集电极电压的例子：图9]
接着，使用图9对第2推挽放大器的输入输出信号与集电极电压的关系进行说明。图9是表示第2推挽放大器的输入输出信号与集电极电压的关系的说明图。
相对于图9中(a)所示的推挽放大器的输入信号131，如图9中(b)所示，将输出信号141由定时控制部121延迟相当于规定的延迟时间td并输出。
此外，在输出信号141比基准电压大的情况下，施加于NPN晶体管17的集电极端子的集电极电压142，通过上述那样的在定时延迟时间切换的开关控制信号，在比输出信号141达到阈值还早的定时进行切换，所以追随于输出信号141的变化而阶段性地变化。
同样，在输出信号141比基准电压小的情况下，施加于PNP晶体管18的集电极电压143也追随于输出信号141的变化而阶段性地变化。
[第2实施方式的效果]
根据有关本发明的第2实施方式的电源电路，代替第1电源电路的开关控制部83而设置开关控制部83′，设置使输入信号延迟相当于特定的延迟时间td的定时控制部121，开关控制部83′对应于各开关控制信号C1～C8，存储在通过该开关控制信号上升/下降而带来的NPN晶体管17或PNP晶体管18的集电极电压的电平过渡所需要的过渡时间Δt，并且对应于各开关控制信号C1～C8而存储有上升时和下降时的定时延迟时间，在各开关控制信号C1～C8的上升时，从输入信号的定时开延迟相当于对应于该开关控制信号所存储的定时延迟时间(td－Δt)并切换为H电平，在开关控制信号的下降时，从输入信号的定时开始延迟相当于延迟时间td并切换为L电平，所以相对于由定时控制部121延迟后的信号，能够早相当于开关控制信号的上升时的集电极电压的过渡时间量而使开关控制信号上升，能够消除集电极电压的过渡时间的影响，并使其也追随于宽频带信号的急剧的上升，具有能够改善输出信号的失真特性的效果。
此外，如果使用第2电源电路作为图12所示的ET方式或EER方式的功率放大器的电源电路，则能够将良好地追随于主放大器6的输出信号电平的电源电压向主放大器6供给，具有能够使ET方式或EER方式的功率放大器整体的效率进一步提高的效果。
[第3实施方式]
对有关本发明的第3实施方式的电源电路(第3电源电路)进行说明。
第3电源电路具备推挽放大器和DC/DC变换器，是与第2电源电路同样的结构，但将推挽放大器(第3推挽放大器)12的开关控制部83′的开关控制信号的上升时的切换定时通过运算来决定。
[集电极电压的过渡状态下的斜率：图10]
首先，使用图10对集电极电压的过渡状态下的斜率进行说明。图10是将集电极电压的过渡状态下的斜率进行直线近似的情况下的说明图。
如图10所示，在集电极电压从某个电压电平Vci切换为下个电压电平Vc(i+1)的情况下，不为矩形波形，而以过渡时间Δtj平缓的上升。
在图10的例子中，在将集电极电压的过渡状态下的斜率进行直线近似的情况下，斜率s表示为
s＝(Vc(i+1)－Vci)/Δtj。
与集电极电压的切换电平对应的过渡时间(Δt)如上述那样，由推挽放大器的特性、各元件的特性及电路常数等决定，作为常数预先存储在开关控制部83′中。
因而，与集电极电压的切换电平对应的斜率s1～s16也是常数，预先被存储。
[第3推挽放大器的动作：图5，图10，图16]
使用图5、图10、图16对第3推挽放大器的特征部分进行说明。
与第2推挽放大器的说明同样，设对推挽放大器12的NPN晶体管17或PNP晶体管18的集电极端子施加的电压为Vc1～Vc10。
此外，将输入信号波形131变得比Vth1～Vth4大的时刻分别设为t1～t4，将输入信号波形131变得比Vth5～Vth8小的时刻分别设为t9～t12。
以下，为了简单，以对NPN晶体管17的集电极端施加的电压电平从Vc1切换为Vc2的情况为例进行说明。
首先，假设从输入信号变得比阈值Vth1大的时刻t1到延迟时间td的期间中所包含的任意的时刻及此时的电压电平分别为时刻tn及电压电平Vn。
进而，假设作为用来使NPN晶体管17不饱和的边界值(margin)的电压为Vm。作为Vm，设定为比NPN晶体管17的饱和电压大的电压值。
并且，开关控制部83′计算由(式3)求出的时刻ta(n)。
ta(n)＝(Vc1－(Vn+Vm))/s1+tn(式3)
这里，s1是将施加于集电极端子的电压从Vc1变化为Vc2时的斜率进行直线近似的值。
此外，Vm是相对于时刻tn时的信号的电压值Vn用来使晶体管不饱和的边界(margin)电压。
即，ta(n)在将集电极电压的变化用斜率s1的直线近似的情况下，相当于开关控制信号的上升定时(时刻)，该开关控制信号的上升定时用来供给对于任意的时刻tn的信号Vn晶体管都不饱和的集电极电压。
[ta(n)的计算方法：图16]
这里，对第3推挽放大器的开关控制信号的上升定时的计算方法进行具体地说明。
使用图16，对从时刻t1到t1+td为止的期间的任意的时刻tn的ta(n)的计算方法进行说明。图16是表示将集电极电压从Vc1切换为Vc2的情况下的开关控制信号C1的上升定时的求出方法的说明图。
为了使说明变简单，在图16中，表示基于该区间的任意的时刻T1、T2、T3的信号求出Ta(n)的情况。
如上述那样，ta(n)由(式3)求出，但如图16所示，时刻T1、T2、T3的ta(n)作为斜率s1的直线与集电极电压Vc1交叉的点被求出，该斜率s1的直线经过对各时刻的信号的电压值V1、V2、V3加上边界电压Vm后的点(Vn+Vm)。
在图16的例子中，关于时刻T1，作为经过(V1+Vm)的斜率s1的直线与Vc1的交点而求出ta(1)。
同样，对于时刻T2求出ta(2)，对于时刻T3求出ta(3)。
并且，在第3推挽放大器的开关控制部83′中，设在ta(1)～ta(3)中最早的定时即ta(2)作为从Vc1向Vc2的切换定时ta1。
通过这样选择所计算出的ta(n)中最早的定时，从而用斜率s1近似的施加于集电极的电压不会低于信号的电压Vn，能够防止晶体管的饱和。
同样，关于各集电极电压电平的切换，也根据斜率求出开关控制信号的上升时的切换定时(ta2～ta4、ta9～ta12)。ta2～ta4是开关控制信号C2～C4的上升时的切换定时，ta9～ta12是开关控制信号C5～C8的上升时的切换定时。
另外，在第3推挽放大器的开关控制部83′中，预先存储有将各开关控制信号的上升时的集电极电压的变化进行直线近似的情况下的斜率s1～s4、s9～s12。这里，s1～s4表示开关控制信号C1～C4的上升时的斜率，s9～s12表示开关控制信号C5～C8的上升时的斜率。
斜率s1～s4具有正的符号，斜率s9～s12具有负的符号。
并且，在第3推挽放大器中，开关控制部83′将输入信号的电压与阈值进行比较，基于输入信号的电平和变化的方向决定进行切换的开关控制信号，在开关控制信号的上升时进行上述运算处理，在比特定的延迟时间td早相当于超过了阈值的定时与切换定时ta1～ta4、ta9～ta12的差量的定时，进行开关控制信号的上升。
即，在第3推挽放大器中，在开关控制信号的上升的情况下，将根据输入信号和各电平下的集电极电压的过渡的斜率计算出的切换定时(ta(n))与输入信号超过阈值的时刻(t(n))的时间差、从定时控制部121的延迟时间td减去，并将计算出的时间作为各开关控制信号的定时延迟时间。
此外，在开关控制信号的下降时，做为与特定的延迟时间td匹配的定时延迟时间。
即，在第3推挽放大器中，在开关控制信号的上升时，在比延迟后的信号早的定时上升，在开关控制信号的下降时，在与延迟后的信号匹配的定时下降。
即，第3推挽放大器的各开关控制信号的上升时(L电平→H电平)/下降时(H电平→L电平)的定时延迟时间为以下这样。
C1上升时：td1＝td－(t1－ta1)
C2上升时：td2＝td－(t2－ta2)
C3上升时：td3＝td－(t3－ta3)
C4上升时：td4＝td－(t4－ta4)
C4下降时：td5＝td
C3下降时：td6＝td
C2下降时：td7＝td
C1下降时：td8＝td
C5上升时：td9＝td－(t9－ta9)
C6上升时：td10＝td－(t10－ta10)
C7上升时：td11＝td－(t11－ta11)
C8上升时：td12＝td－(t12－ta12)
C8下降时：td13＝td
C7下降时：td14＝td
C6下降时：td15＝td
C5下降时：td16＝td
由此，在比延迟了相当于Td的推挽放大器的输出信号还早的定时使开关控制信号上升，即使有集电极电压的过渡时间也能够防止晶体管的饱和，即使对于急剧的输出信号的上升也使集电极电压追随，能够改善输出信号的失真特性。
此外，即使集电极电压的下降因过渡时间而变慢，由于为超过理想的集电极电压的波形的电压，所以晶体管也不会饱和。
[第3实施方式的效果]
根据有关本发明的第3实施方式的电源电路，开关控制部83′预先存储将集电极电压的各电平下的过渡进行直线近似的情况下的斜率，将输入信号与阈值比较，并基于其大小和变化的方向决定各开关控制信号的H电平/L电平，当使开关控制信号上升时，在集电极电压以存储的斜率过渡的情况下，根据信号电压通过运算来计算作为晶体管不饱和的最早的定时的切换定时ta(n)，将从特定的延迟时间(td)减去信号超过阈值的时刻t(n)与该切换定时的差分(t(n)－ta(n))后的时间作为开关控制信号的延迟时间(定时延迟时间)，所以对于由定时控制部121延迟了相当于td的信号，能够考虑集电极电压的过渡时间而较早地使开关控制信号上升，以使晶体管不饱和，具有能够改善输出信号的失真特性的效果。
此外，根据第3电源电路，由于基于输入的信号计算ta(n)并决定定时延迟时间，所以对于宽频带信号的急剧的上升也能够迅速地应对并使集电极电压追随，具有能够改善失真特性的效果。
此外，根据第3电源电路，能够根据实际的输入波形信号决定将开关开启的最优的定时，具有使效率进一步提高的效果。
此外，由于不需要预先在存储器中存储过渡时间及定时延迟时间，所以具有能够使存储器的容量较小的效果。
此外，在第3电源电路中，在开关控制信号的下降时，不计算过渡时间，而在从输入信号的定时延迟了相当于延迟时间td的定时使开关控制信号下降，具有能够使处理变简单的效果。
进而，通过使用第3电源电路作为图12所示的ET方式及EER方式的功率放大器的电源电路，具有能够使功率放大器整体的效率进一步提高的效果。
[第4实施方式]
接着，对有关本发明的第4实施方式的电源电路(第4电源电路进行说明。
第4电源电路不仅是上升时、在下降时也通过运算决定推挽放大器(第4推挽放大器)12的开关控制部83′的开关控制信号的切换定时。
在上述第3电源电路中，在开关控制信号的下降时，在延迟了相当于延迟时间td的定时下降，确保充分的延迟时间而防止晶体管的饱和，但在第4电源电路中，使延迟时间更短，使电源电压尽可能追随于推挽放大器12的输出波形。
第4电源电路的结构是与第2、第3电源电路同样的结构，开关控制部83′的处理与第3电源电路一部分不同。
计算开关控制部83′的开关控制信号的上升时的切换定时(ta(n))和定时延迟时间(td(n))的处理与第3推挽放大器是同样的。
[第4推挽放大器的动作：图17]
对作为第4推挽放大器的特征部分的开关控制信号的下降时的定时的计算方法具体地说明。图17是将集电极电压从Vc2切换为Vc1的情况下的、开关控制信号C1的下降定时的求出方式的说明图。
与第2、第3推挽放大器的说明同样，设施加于推挽放大器12的NPN晶体管17或PNP晶体管18的集电极端子的电压为Vc1～Vc10，设输入信号波形变得比Vth1～Vth4大的时刻分别为t1～t4，设输入信号波形变得比Vth4～Vth1小的时刻为t5～t8，设输入信号波形变得比Vth5～Vth8小的时刻为t9～t12，设输入信号波形变得比Vth8～Vth5大的时刻为t13～t16。
此外，第4推挽放大器的开关控制部83′除了存储有上升时的斜率以外、还存储有下降时的斜率(s5～s8，s13～s16)，作为与集电极电压的切换电平对应的斜率。
NPN晶体管17的下降时的斜率具有负的符号，为与集电极电压以1个级别下过渡的情况下的斜率相等或比它大的斜率。
PNP晶体管18下降时的斜率具有正的符号。
以下，为了简单，以对施加于NPN晶体管17的集电极端的电压电平从Vc2切换为Vc1的情况为例进行说明。
设将该期间的集电极电压的过渡进行直线近似的情况下的斜率为s5。
如图17所示，首先，设输入信号变得比阈值Vth1小(低于阈值Vth1)的时刻为t8。
并且，设在时刻t8与比时刻t8早相当于延迟时间td的时刻(t8－td)之间所包含的任意的时刻及此时的电压电平分别为时刻tn及电压电平Vn。
进而，设作为用来使NPN晶体管17不饱和的边界的电压为Vm。
并且，开关控制部83′在该区间的任意的时刻tn，计算
ta(n)＝(Vc2－(Vn+Vm))/s5+tn。
为了使说明变简单，在图17中，表示基于该区间的任意的时刻T1、T2、T3、T4的信号求出开关控制信号C1的下降定时ta(n)的情况。
如图17所示，将时刻T1、T2、T3、T4的各自的ta(n)，作为经过对各时刻的信号的电压值V1、V2、V3、V4加上边界电压Vm后的点(Vn+Vm)的斜率s5的直线与集电极电压Vc2交叉的点求出。
在图17的例子中，对于时刻T1，作为经过(V1+Vm)的斜率s5的直线与Vc2的交点而求出ta(1)，同样，对于时刻T2求出ta(2)，对于时刻T3求出ta(3)，关于时刻T4求出ta(4)。
并且，第4推挽放大器的开关控制部83′将在ta(1)～ta(4)中最晚的定时即ta(4)作为从Vc2向Vc1的切换定时ta8。
即，如果在这样求出的切换定时使开关控制信号下降，则在集电极电压具有过渡时间而下降的情况下，通过该区间的信号，晶体管不会饱和，能够使集电极电压更追随于输出信号波形。
并且，在第4推挽放大器中，开关控制部83′将输入信号的电压与阈值比较，基于输入信号的电平和变化的方向决定进行切换的开关控制信号，在开关控制信号的上升时及下降时进行运算处理，在比特定的延迟时间td早相当于超过阈值的定时与切换定时ta1～ta12的差量的定时，进行开关控制信号的上升。
即，在第4推挽放大器中，在开关控制信号的上升/下降的情况下，从定时控制部121的延迟时间td、减去根据输入信号和各电平的集电极电压的过渡的斜率所计算出的切换定时(ta(n))与输入信号超过或低于阈值的时刻(t(n))的时间差，并将计算出的时间作为各开关控制信号的定时延迟时间。
如上述那样，在开关控制信号的上升时，将晶体管不饱和的最早的定时设为ta(n)，在下降时，将晶体管不饱和的最晚的定时设为ta(n)，所以时间差(t(n)－ta(n))在上升时比下降时的时间差大。
即，第4推挽放大器的各开关控制信号的上升时(L电平→H电平)/下降时(H电平→L电平)的定时延迟时间为以下这样。
C1上升时：td1＝td－(t1－ta1)
C2上升时：td2＝td－(t2－ta2)
C3上升时：td3＝td－(t3－ta3)
C4上升时：td4＝td－(t4－ta4)
C4下降时：td5＝td－(t5－ta5)
C3下降时：td6＝td－(t6－ta6)
C2下降时：td7＝td－(t7－ta7)
C1下降时：td8＝td－(t8－ta8)
C5上升时：td9＝td－(t9－ta9)
C6上升时：td10＝td－(t10－ta10)
C7上升时：td11＝td－(t11－ta11)
C8上升时：td12＝td－(t12－ta12)
C8下降时：td13＝td－(t13－ta13)
C7下降时：td14＝td－(t14－ta14)
C6下降时：td15＝td－(t15－ta15)
C5下降时：td16＝td－(t16－ta16)
由此，在第4推挽放大器中，不仅是上升时，在下降时也基于实际的输入信号进行运算，在比延迟了相当于Td的推挽放大器的输出信号早且晶体管不饱和的定时使控制信号下降，不仅是输出信号的上升、对于下降也使集电极电压追随，能够改善输出信号的失真特性。
[第4实施方式的效果]
根据有关本发明的第4实施方式的电源电路，开关控制部83′预先存储将集电极电压的各电平下的上升/下降的过渡进行直线近似的情况下的斜率，将输入信号与阈值比较，基于其大小和变化的方向决定各开关控制信号的H电平/L电平，在使开关控制信号上升时，计算通过信号电压晶体管不饱和的最早的定时，在使开关控制信号下降时，计算通过信号电压晶体管不饱和的最晚的定时，将该定时作为切换定时ta(n)，将从特定的延迟时间(td)减去信号超过/低于阈值的时刻t(n)与该切换定时的差量(t(n)－ta(n))后的时间作为开关控制信号的延迟时间(定时延迟时间)，所以对于由定时控制部121延迟了相当于td的信号，考虑集电极电压的过渡时间在最优的延迟时间进行开关控制信号的上升/下降，能够不使晶体管饱和而使集电极电压追随于输出信号，具有能够改善输出信号的失真特性的效果。
特别是，在第4电源电路中，由于基于实际的输入信号通过运算来计算开关控制信号的上升/下降的最优的定时，所以能够供给即使对于宽频带信号的急剧的上升或下降也迅速地追随的集电极电压，具有能够使功率变换效率提高并改善输出信号的失真的效果。
即，在第4电源电路中，能够根据实际的输入信号波形决定将开关接通/断开的最优的定时，具有使效率进一步提高的效果。
此外，通过使用第4电源电路作为图12所示的ET方式或EER方式的功率放大器的电源电路，具有能够使功率放大器整体的效率进一步提高的效果。
[应用到别的推挽放大器中的情况：图11]
接着，使用图11，对在上述第1～第4电源电路中应用了别的结构的推挽放大器的例子进行说明。图11是表示在第2电源电路中所使用的另一推挽放大器的结构的说明图。
如图11所示，另一推挽放大器的结构与图7所示的第2推挽放大器的结构大致同样，但在对NPN晶体管17供给集电极电压的第1电源电压供给电路和对PNP晶体管18供给集电极电压的第2电源电压供给电路中，与图7的推挽放大器相比，二极管的连接不同。
其他结构部分与第2推挽放大器同样，定时控制部121及开关控制部83′的动作也相同。
另一推挽放大器的第1电源电压供给电路具备由串联连接的直流电压源和开关、以及并联连接在它们上的二极管构成的块B1～B4，块B1～B4不是全部串联连接，各二极管71～74的阴极分别被连接在节点90上，连接在NPN晶体管17侧的直流电压源81的－侧(负侧)。
同样，另一推挽放大器的第2电源电压供给电路中，块B5～B8的二极管75～78分别连接在节点91上，连接在PNP晶体管18侧的直流电压源82的+侧(正侧)。
这样，通过各块的二极管独立连接在NPN晶体管17或PNP晶体管18的集电极端子上，即使在选择了直流电压源51～54中的几个的情况下，二极管都仅连接1个，所以总是仅将二极管1个的正向电压减去，能够使向NPN晶体管17及PNP晶体管18供给的电源稳定。
即，根据另一推挽放大器的结构，能够减少电流通过的二极管的数量，与如上述实施方式1～4的结构例那样通过多个二极管的情况相比，能够抑制由二极管的正向电压带来的电压下降，具有使效率进一步提高的效果。
此外，另一推挽放大器不仅是第2电源电路，还能够应用到第3、第4电源电路中。
此外，如果做成不具备定时控制部121的结构，则与第1推挽放大器同样地动作，除了第1推挽放大器的效果以外，还能够得到不论是哪个状态都能够使二极管的正向电压为一定而使电源稳定的效果。
产业上的可利用性
本发明适合于在以宽频带的高频信号进行无线通信的发送机的功率放大器中使用、使功率变换效率提高的电源电路。
标号说明
1、8输入端子；2分配器；3包络线检波器；4电源电路；5RF限幅放大器；6主放大器；7、9、10输出端子；11DC/DC变换器；12推挽放大器；13开关元件；14、20、21二极管；15电感；16运算放大器；17NPN晶体管；18PNP晶体管；19、22电阻器；23、24、51、52、53、54、55、56、57、58、81、82直流电压源；25电流检测器；26迟滞比较器；61、62、63、64、65、66、67、68开关；71、72、73、74、75、76、77、78二极管；83、83′开关控制部；101、142NPN晶体管集电极电压；102、143PNP晶体管集电极电压；103、113、141输出信号；111理想的波形；112实际的波形；121定时控制部；131输入信号；201电压电源；202平滑电路；203开关电路；204变压器；205、206、207、208整流平滑电路；209误差放大器；210光电耦合器；211控制电路；212驱动器电路。

Claims (6)

1.一种电源电路，被用于功率放大，其特征在于，
具备：
推挽放大部，将输入信号以推挽放大方式放大；
可变电源部，通过控制信号使提供给上述推挽放大部的电源电压的电压电平可变；
定时调整部，使被输入至上述推挽放大部的输入信号延迟；以及
控制部，基于上述输入信号，输出对电源电压的电压电平进行控制的控制信号；
上述控制部在上述控制信号的上升的情况下，在相对于上述定时调整部的延迟时间早与电压电平切换的过渡时间相对应的定时使控制信号上升，在上述控制信号的下降的情况下，在上述延迟时间的定时使控制信号下降。
2.如权利要求1所述的电源电路，其特征在于，
控制部对应于控制信号的上升及下降的电压电平切换，将从定时调整部的延迟时间减去过渡时间后得到的时间作为定时延迟时间进行存储；在控制信号的上升的情况下，在从输入信号的定时开始延迟了相当于上述定时延迟时间的定时使上述控制信号上升。
3.如权利要求1所述的电源电路，其特征在于，
控制部存储有与控制信号的上升的切换相对应的电压电平的过渡的斜率；在上述控制信号的上升的情况下，基于检测出的输入信号和上述斜率，计算使上述控制信号上升的定时，并在计算出的上述定时使上述控制信号上升。
4.如权利要求3所述的电源电路，其特征在于，
控制部存储有与控制信号的下降的切换相对应的电压电平的过渡的斜率；在上述控制信号的下降的情况下，不是在延迟时间的定时使控制信号下降，而是基于检测到的输入信号和上述斜率，计算使上述控制信号下降的定时，并在计算出的上述定时使上述控制信号下降。
5.一种功率放大器，是具备权利要求1所述的电源电路的包络跟踪方式即ET方式的功率放大器，其特征在于，
具备：
包络线检波器，对输入信号进行检波；以及
主放大器，将输入的信号放大；
上述电源电路是在推挽放大部的输出级设有D类电路的电源电路，将与上述包络线检波器所检测出的包络线相对应的电源电压向上述主放大器供给。
6.一种功率放大器，是具备权利要求1所述的电源电路的包络消除与恢复方式即EER方式的功率放大器，其特征在于，
具备：
包络线检波器，对输入信号进行检波；
主放大器，将输入的信号放大；以及
限幅放大器，限制输入信号的电压，并向上述主放大器输出；
上述电源电路是在推挽放大部的输出级设有D类电路的电源电路，将与上述包络线检波器所检测到的包络线相对应的电源电压向上述主放大器供给。
CN201280057681.4A 2011-11-25 2012-11-19 电源电路 Active CN103947105B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011-257502 2011-11-25
JP2011257502A JP5822683B2 (ja) 2011-11-25 2011-11-25 電源回路
PCT/JP2012/079962 WO2013077290A1 (ja) 2011-11-25 2012-11-19 電源回路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN103947105A true CN103947105A (zh) 2014-07-23
CN103947105B CN103947105B (zh) 2016-12-21

Family

ID=48469734

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201280057681.4A Active CN103947105B (zh) 2011-11-25 2012-11-19 电源电路

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9172331B2 (zh)
JP (1) JP5822683B2 (zh)
CN (1) CN103947105B (zh)
BR (1) BR112014012553B1 (zh)
WO (1) WO2013077290A1 (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106169926A (zh) * 2015-05-20 2016-11-30 福特全球技术公司 具有交错电极结构的接近传感器总成
CN106505855A (zh) * 2016-11-07 2017-03-15 南京工业大学 一种高宽带包络线跟踪电源及其控制方法
CN106533187A (zh) * 2016-11-25 2017-03-22 广州金升阳科技有限公司 驱动控制方法及电路
CN112448683A (zh) * 2021-01-29 2021-03-05 广州慧智微电子有限公司 一种推挽式射频功率放大器和电路控制方法

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2598660B1 (en) 2010-07-26 2017-03-15 Biomatrica, INC. Compositions for stabilizing dna, rna and proteins in blood and other biological samples during shipping and storage at ambient temperatures
WO2012018639A2 (en) 2010-07-26 2012-02-09 Biomatrica, Inc. Compositions for stabilizing dna, rna and proteins in saliva and other biological samples during shipping and storage at ambient temperatures
EP3249054A1 (en) 2012-12-20 2017-11-29 Biomatrica, INC. Formulations and methods for stabilizing pcr reagents
CN103532532B (zh) * 2013-08-27 2016-12-28 陕西中科天地航空模块有限公司 上下电时序控制电路
US9647610B2 (en) * 2013-09-06 2017-05-09 Qorvo Us, Inc. RF amplification device with power protection during high supply voltage conditions
US9793860B2 (en) 2013-09-06 2017-10-17 Qorvo Us, Inc. RF amplification device with power protection during high supply voltage conditions
EP3154338B1 (en) 2014-06-10 2020-01-29 Biomatrica, INC. Stabilization of thrombocytes at ambient temperatures
WO2017100212A1 (en) 2015-12-08 2017-06-15 Biomatrica, Inc. Reduction of erythrocyte sedimentation rate
WO2017145334A1 (ja) * 2016-02-25 2017-08-31 株式会社日立ハイテクノロジーズ 電源および質量分析装置
US9979352B2 (en) * 2016-03-02 2018-05-22 Qualcomm Incorporated Systems and methods for linearizing operation of a power amplifier
US11387797B2 (en) * 2019-03-15 2022-07-12 Skyworks Solutions, Inc. Envelope tracking systems for power amplifiers
US11374538B2 (en) 2019-04-09 2022-06-28 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for envelope tracking
US10791010B1 (en) * 2019-10-15 2020-09-29 Rockwell Collins, Inc. System and method for low probability of detection and low probability of intercept waveform
US11558016B2 (en) 2020-03-12 2023-01-17 Qorvo Us, Inc. Fast-switching average power tracking power management integrated circuit
US11736076B2 (en) 2020-06-10 2023-08-22 Qorvo Us, Inc. Average power tracking power management circuit
US11579646B2 (en) 2020-06-11 2023-02-14 Qorvo Us, Inc. Power management circuit for fast average power tracking voltage switching
US11894767B2 (en) 2020-07-15 2024-02-06 Qorvo Us, Inc. Power management circuit operable to reduce rush current
US11349468B2 (en) 2020-07-24 2022-05-31 Qorvo Us, Inc. Target voltage circuit for fast voltage switching
US11539290B2 (en) 2020-07-30 2022-12-27 Qorvo Us, Inc. Power management circuit operable with low battery
US11619957B2 (en) 2020-08-18 2023-04-04 Qorvo Us, Inc. Power management circuit operable to reduce energy loss
US11482970B2 (en) * 2020-09-03 2022-10-25 Qorvo Us, Inc. Power management circuit operable to adjust voltage within a defined interval(s)
US11699950B2 (en) 2020-12-17 2023-07-11 Qorvo Us, Inc. Fast-switching power management circuit operable to prolong battery life
US11906992B2 (en) 2021-09-16 2024-02-20 Qorvo Us, Inc. Distributed power management circuit

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5347230A (en) * 1991-06-20 1994-09-13 Yamaha Corporation Amplification circuit
JP2006254345A (ja) * 2005-03-14 2006-09-21 Mitsubishi Electric Corp 送信機の電力増幅装置
CN101340176A (zh) * 2007-07-02 2009-01-07 矽创电子股份有限公司 增加运算放大器回转率的装置

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS55121713A (en) * 1979-03-14 1980-09-19 Pioneer Electronic Corp Power supply circuit for power amplifier
US7965140B2 (en) * 2007-01-24 2011-06-21 Nec Corporation Power amplifier
CN102893518B (zh) 2010-05-14 2016-03-16 松下知识产权经营株式会社 放大装置
US8698558B2 (en) * 2011-06-23 2014-04-15 Qualcomm Incorporated Low-voltage power-efficient envelope tracker
KR101784885B1 (ko) * 2011-10-14 2017-10-13 삼성전자주식회사 전력증폭기에서 인터리빙 스위칭 장치 및 방법

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5347230A (en) * 1991-06-20 1994-09-13 Yamaha Corporation Amplification circuit
JP2006254345A (ja) * 2005-03-14 2006-09-21 Mitsubishi Electric Corp 送信機の電力増幅装置
CN101340176A (zh) * 2007-07-02 2009-01-07 矽创电子股份有限公司 增加运算放大器回转率的装置

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106169926A (zh) * 2015-05-20 2016-11-30 福特全球技术公司 具有交错电极结构的接近传感器总成
CN106169926B (zh) * 2015-05-20 2021-06-18 福特全球技术公司 具有交错电极结构的接近传感器总成
CN106505855A (zh) * 2016-11-07 2017-03-15 南京工业大学 一种高宽带包络线跟踪电源及其控制方法
CN106505855B (zh) * 2016-11-07 2019-09-06 南京工业大学 一种高宽带包络线跟踪电源及其控制方法
CN106533187A (zh) * 2016-11-25 2017-03-22 广州金升阳科技有限公司 驱动控制方法及电路
CN112448683A (zh) * 2021-01-29 2021-03-05 广州慧智微电子有限公司 一种推挽式射频功率放大器和电路控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
BR112014012553B1 (pt) 2020-12-29
BR112014012553A2 (pt) 2017-06-06
JP5822683B2 (ja) 2015-11-24
JP2013115482A (ja) 2013-06-10
US9172331B2 (en) 2015-10-27
CN103947105B (zh) 2016-12-21
US20140312970A1 (en) 2014-10-23
WO2013077290A1 (ja) 2013-05-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN103947105A (zh) 电源电路
JP6571071B2 (ja) 可変ブースト電源電圧を用いたエンベロープトラッカー
US7538631B2 (en) Multi-mode amplitude modulator control method
CN110708026B (zh) 改进效率的包络跟踪调制器的线性放大器
CN104272585B (zh) 高频功率放大电路用电源装置以及高频功率放大装置
CN102545662A (zh) 开关控制电路、使用其的变换器和开关控制方法
Wang et al. Hysteresis current control for multilevel converter in parallel-form switch-linear hybrid envelope tracking power supply
US20100270990A1 (en) Method and arrangement for generating current
US10418917B2 (en) Active filter topology for cascaded inverters
KR20170080518A (ko) 역률 보상 회로 및 역률 보상 회로의 구동 방법
CN107438940A (zh) 具有可重新配置的电感的开关调节器电路和方法
CN107210673A (zh) 升压装置以及转换器装置
Wang et al. Quasi-interleaved current control for switch-linear hybrid envelope-tracking power supply
Gong et al. Novel tracking power supply for linear power amplifiers
JP5725026B2 (ja) 電源変調器及びその制御方法
CN106877824A (zh) 基于fpga信号处理的包络跟踪电源控制系统及方法
Sung et al. Envelope modulator for 1.5-W 10-MHz LTE PA without AC coupling capacitor achieving 86.5% peak efficiency
KR100983684B1 (ko) 전압 발생 회로
Liu et al. High bandwidth series-form switch-linear hybrid envelope tracking power supply with reduced bandwidth envelope and step-wave edge adjustment methods
Gong et al. Design, control and performance of tracking power supply for a linear power amplifier
Zhou et al. A series-parallel-form switch-linear hybrid envelope tracking power supply with two multilevel converters sharing a voltage-level provider
US20180131280A1 (en) Power source apparatus
CN211352041U (zh) 一种功率因数校正电路
Qing et al. A novel control method for multilevel converter used inenvelope tracking power supply
Zou et al. A 10-MHz eGaN FETs based isolated class-Φ2 DCX

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant