WO2017145334A1 - 電源および質量分析装置 - Google Patents

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WO2017145334A1
WO2017145334A1 PCT/JP2016/055677 JP2016055677W WO2017145334A1 WO 2017145334 A1 WO2017145334 A1 WO 2017145334A1 JP 2016055677 W JP2016055677 W JP 2016055677W WO 2017145334 A1 WO2017145334 A1 WO 2017145334A1
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WO
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voltage
circuit
switch
output
output terminal
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Application number
PCT/JP2016/055677
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English (en)
French (fr)
Inventor
敏光 渡辺
正純 利根
浩 任田
富士夫 大西
康 照井
Original Assignee
株式会社日立ハイテクノロジーズ
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Filing date
Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01J—ELECTRIC DISCHARGE TUBES OR DISCHARGE LAMPS
    • H01J49/00—Particle spectrometers or separator tubes
    • H01J49/26—Mass spectrometers or separator tubes
    • H01J49/34—Dynamic spectrometers
    • H01J49/42—Stability-of-path spectrometers, e.g. monopole, quadrupole, multipole, farvitrons
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J1/00—Circuit arrangements for dc mains or dc distribution networks
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters

Definitions

  • the present invention relates to a power source and a mass spectrometer.
  • Patent Document 1 discloses a high-voltage power supply capable of switching between positive and negative polarities of an output voltage and a mass spectrometer using the same. Patent Document 1 describes that the polarity switching time can be set to 10 to 20 milliseconds.
  • the polarity of the high voltage applied to the vaporized sample is switched depending on whether the ion of the vaporized sample is a positive ion or a negative ion.
  • this switching time becomes long, the non-detection period of ions becomes long, and there is a problem that accurate analysis cannot be performed in the detection of quantitative values.
  • an object of the present invention is to provide a technique capable of switching and outputting the polarity of a high voltage at a higher speed.
  • a power supply according to the present invention includes a first switch circuit connected between a voltage source having a first polarity and an output terminal, a voltage source having a second polarity, and the output terminal.
  • a second switch circuit connected between the output terminal, and the first switch circuit receives a first drive signal for controlling a voltage of the output terminal as a control terminal.
  • a first switch element connected, a plurality of second switch elements cascode-connected between the first switch element and a voltage source of the first polarity, and the plurality of second switch elements A first voltage dividing circuit that divides and inputs a voltage between the voltage source of the first polarity and the output terminal to each of the control terminals, and the second switch circuit includes: A second drive signal for controlling the voltage of the output terminal is input to the control terminal; A third switch element connected to a voltage source of the second polarity, a plurality of fourth switch elements connected in cascode between the third switch element and the output terminal, and the plurality of second switch elements. And a second voltage dividing circuit for dividing and inputting a voltage between the voltage source of the second polarity and the output terminal at each control terminal of the four switch elements.
  • the polarity of the high voltage can be switched at higher speed and output.
  • the mass spectrometer measures the mass number of a sample in the form of molecules or ionic molecules. For example, in a liquid chromatograph mass spectrometer, a target sample is melted into a liquid, then ionized in a vaporized state, and the number of molecular ions separated through a mass selector called a mass filter or ion trap is detected. .
  • the mass spectrometer measures the type and quantitative value (ratio) of molecules contained in the sample based on the number of detected molecular ions.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a mass spectrometer using a power supply according to the first embodiment.
  • the mass spectrometer shown in FIG. 1 is a mass spectrometer that analyzes a sample liquid eluted from a liquid chromatograph, for example.
  • the mass spectrometer includes a control unit 1, power supplies 2 to 4, an ionization unit 5, a mass filter 6, a CD (Conversion Dynode) unit 7, a scintillator 8, and a photoelectron. And a detector 9.
  • FIG. 1 shows ion molecules A1 and A2, secondary electrons A3, and photons A4 for explanation.
  • the control unit 1 controls the entire apparatus.
  • the control unit 1 outputs a control signal for switching the polarity of the voltage output from the power sources 2 and 4 to the power sources 2 and 4.
  • the power source 2 outputs, for example, a high voltage of several kV to the ionization unit 5.
  • the power supply 2 switches the polarity of the high voltage output to the ionization unit 5 according to the control signal output from the control unit 1.
  • the power supply 3 outputs a voltage obtained by superimposing the high-frequency voltage and the DC voltage to the mass filter 6.
  • the power source 4 outputs, for example, a high voltage of several kV to the CD unit 7.
  • the power supply 4 switches the polarity of the high voltage output to the CD unit 7 according to the control signal output from the control unit 1.
  • the sample solution to be mass analyzed is enclosed in the ionization unit 5.
  • the ionization unit 5 ionizes atoms and molecules of the enclosed sample solution.
  • the ionization unit 5 ionizes the sample into positive or negative ions by a high voltage having a different polarity supplied from the power supply 2.
  • the ion molecules A1 ionized by the ionization unit 5 are sent to the mass filter 6.
  • the mass filter 6 is applied with a voltage obtained by superimposing a high-frequency voltage and a DC voltage from the power source 3.
  • the mass filter 6 forms an electric field by the applied voltage and allows only ions having a predetermined mass number to pass therethrough.
  • the ion molecules A2 having a predetermined mass number that have passed through the mass filter 6 are sent to the CD section 7.
  • the CD unit 7 is supplied with a high voltage from the power source 4.
  • the CD unit 7 forms an electric field by a high voltage supplied from the power supply 4 and attracts ion molecules A2 having a predetermined mass number that have passed through the mass filter 6. For example, a high voltage having a polarity opposite to that of the ionic molecule A2 is applied to the CD portion 7 to attract the ionic molecule A2.
  • the scintillator 8 generates photons A4 by the energy given by the secondary electrons A3.
  • the photon A4 generated by the scintillator 8 is amplified by the photoelectron detector 9.
  • the photoelectron detector 9 outputs a detection signal corresponding to the number of secondary electrons A3. That is, the photoelectron detector 9 outputs a detection signal corresponding to the number of ion molecules A2 that have passed through the mass filter 6 and reached the CD section 7.
  • the control unit 1 of the mass spectrometer outputs a control signal for switching the polarity of the output voltage to the power sources 2 and 4 in accordance with the polarity of ions to be analyzed.
  • the power supplies 2 and 4 switch the polarity of the high voltage to be output at high speed according to the control signal.
  • the mass spectrometer can alternately perform positive ion detection and negative ion detection every short time, and can shorten the period during which ions cannot be detected.
  • the mass spectrometer can create a good mass chromatogram or ion chromatogram.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the power supply 2.
  • the power supply 4 has a circuit similar to that shown in FIG. As shown in FIG. 2, the power supply 2 includes a timing control circuit 10, an oscillator 20, floating drive circuits 30 and 50, switch circuits 40 and 60, an output terminal T71, a resistor R71, and voltage sources V1 to V4. And terminals T11 to T13, terminals T31 to T36, terminals T41 to T43, terminals T51 to T56, and terminals T61 to T63.
  • the output terminal T71 is connected to the ionization unit 5. Note that the output terminal of the power supply 4 is connected to the CD section 7.
  • the control signal output from the control unit 1 is input to the terminal T11.
  • the control signals are, for example, “H (High)” and “L (Low)” signals.
  • the timing control circuit 10 When the “H” control signal is input to the terminal T11, the timing control circuit 10 outputs the “H” control signal to the terminal T12 and the “L” control signal to the terminal T13. Further, when an “L” control signal is input to the terminal T11, the timing control circuit 10 outputs an “H” control signal to the terminal T13 and outputs an “L” control signal to the terminal T12.
  • the switch circuit 40 outputs the positive voltage of the voltage source V3 to the output terminal T71 when the “H” control signal is output to the terminal T12.
  • the switch circuit 60 When the “H” control signal is output to the terminal T13, the switch circuit 60 outputs the negative voltage of the voltage source V4 to the output terminal T71.
  • the timing control circuit 10 includes a delay device 11, an AND circuit Z11, and a NAND circuit Z12.
  • the control signal of the control unit 1 is input to one end of the AND circuit Z11, and the control signal of the control unit 1 is input to the other end via the delay device 11.
  • the AND circuit Z11 outputs a control signal of “H” with a delay of “ ⁇ T” by the delay unit 11 and delayed.
  • an “L” control signal is output from the AND circuit Z11 at that timing.
  • the control signal of the control unit 1 is input to one end of the NAND circuit Z12, and the control signal of the control unit 1 is input to the other end via the delay device 11.
  • the NAND circuit Z12 outputs a control signal of “H” with a delay of “ ⁇ T” by the delay unit 11.
  • an “L” control signal is output from the NAND circuit Z12 at that timing.
  • the timing control circuit 10 when the control signal transitions from “L” to “H”, the timing control circuit 10 outputs the “H” control signal to the terminal T12 with a delay of time “ ⁇ T”. Further, when the control signal transitions from “H” to “L”, the timing control circuit 10 outputs the “H” control signal to the terminal T13 with a delay of time “ ⁇ T”. That is, as described below, the timing control circuit 10 controls “H” to be output to the terminals T12 and T13 so that the two switch circuits 40 and 60 are not turned on at the same time (including substantially the same, the same applies hereinafter). Shift the signal output timing.
  • the oscillator 20 outputs an oscillation signal to the floating drive circuits 30 and 50 via the terminals T32 and T52.
  • the oscillation signal is a clock signal of about several hundred kHz to 1 MHz, for example.
  • the floating drive circuit 30 outputs a drive signal for turning on / off the switch circuit 40 between the terminals T35 and T36 in accordance with the control signal output to the terminal T31.
  • the terminal T36 is connected to the output terminal T71.
  • the output terminal T71 transitions between a positive high voltage from the voltage source V3 and a negative high voltage from the voltage source V4. Therefore, the floating drive circuit 30 electrically insulates the timing control circuit 10 and the switch circuit 40 using a transformer (magnetic coupling), and drives the switch circuit 40 in a floating (insulated) manner.
  • the floating drive circuit 30 includes an AND circuit Z31, a transistor Tr31, capacitors C31 and C32, a transformer M31, and a diode D31.
  • a control signal output from the timing control circuit 10 is input to one end of the AND circuit Z31 via a terminal T31.
  • An oscillation signal output from the oscillator 20 is input to the other end of the AND circuit Z31 via the terminal T32.
  • the AND circuit Z31 outputs the oscillation signal input to the other end to the gate of the transistor Tr31.
  • the transistor Tr31 is, for example, an N-type MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistor.
  • the source of the transistor Tr31 is connected to the ground via the terminal T34, and the drain is connected to the voltage source V1 that supplies the voltage “VCC” via the primary side of the transformer M31 and the terminal T33.
  • the transistor Tr31 is turned on / off according to the oscillation signal (clock signal) output from the AND circuit Z31, and thereby the primary side of the transformer M31 is turned on / off between the voltage source V1 and the ground.
  • the capacitor C31 resonates with the primary winding of the transformer M31 during the off period of the transistor Tr31 and performs stable pseudo-resonance.
  • a voltage (pulse waveform) having the same period as the oscillation signal output from the oscillator 20 is induced by on / off between the voltage source V1 on the primary side and the ground.
  • the floating drive circuit 30 drives the switch circuit 40 in a floating manner by winding separation by the transformer M31.
  • the voltage induced on the secondary side of the transformer M31 is smoothed by a smoothing circuit including a diode D31 and a capacitor C22.
  • a floating drive signal corresponding to the control signal input to the terminal T31 is generated between the terminals T35 and T36.
  • the floating drive circuit 30 outputs a drive signal for turning on a transistor Tr41 of the switch circuit 40 described later between the terminals T35 and T36.
  • the floating drive circuit 30 does not output a drive signal for turning on the transistor Tr41 between the terminals T35 and T36.
  • the voltage between the terminals T35 and T36 is greater than or equal to VG (threshold voltage) of the transistor Tr41.
  • a driving signal having a voltage of 1 can be generated.
  • the floating drive circuit 50 has the same configuration as the floating drive circuit 30, and a description thereof is omitted.
  • the floating drive circuit 50 outputs a drive signal for turning on the switch circuit 60 between the terminals T55 and T56 when an “H” control signal is input to the terminal T51.
  • the floating drive circuit 50 does not output a drive signal for turning on the switch circuit 60 between the terminals T55 and T56.
  • the switch circuit 40 is connected between a voltage source V3 that outputs a positive voltage (VDD) and an output terminal T71.
  • the switch circuit 40 outputs a positive high voltage of the voltage source V3 to the output terminal T71 in response to the drive signal output to the terminals T35 and T36.
  • the switch circuit 40 is turned on when a drive signal having a voltage of VG or higher is output between the terminals T35 and T36. Thereby, the positive high voltage of the voltage source V3 is output to the output terminal T71.
  • the voltage of the voltage source V3 is a positive high voltage of 1 kV to 10 kV, for example.
  • the switch circuit 40 includes transistors Tr41 to Tr43, resistors R41 to R46, and diodes D41 to D43.
  • the transistors Tr41 to Tr43 are, for example, N-type MOS transistors.
  • the gate of the transistor Tr41 is connected to the terminal T35 via the terminal T41.
  • the source of the transistor Tr41 is connected to the terminal T36 and the output terminal T71 via the terminal T43.
  • the source of the transistor Tr41 is connected to a resistor R71 having one end connected to the ground via a terminal T43.
  • the transistors Tr42 and Tr43 are cascode-connected between the transistor Tr41 and the voltage source V3.
  • the source of the transistor Tr42 is connected to the drain of the transistor Tr41
  • the source of the transistor Tr43 is connected to the drain of the transistor Tr42
  • the drain of the transistor Tr43 is connected to the voltage source V3 via the terminal T42.
  • Resistors R41 to R43 for dividing and inputting a voltage between the voltage source V3 and the output terminal T71 are connected to the gates of the transistors Tr42 and T43.
  • the resistor R41 is connected between the gate of the transistor Tr42 and the source (output terminal T71) of the transistor Tr41.
  • the resistor R42 is connected between the gate of the transistor Tr42 and the gate of the transistor Tr43.
  • the resistor R43 is connected between the gate of the transistor Tr43 and the drain (voltage source V3) of the transistor Tr43.
  • Resistors R44 to R46 are connected in parallel between the sources and drains of the transistors Tr41 to Tr42.
  • the resistors R44 to R46 divide and apply the voltage between the voltage source V3 and the output terminal T71. With the resistors R44 to R46, the withstand voltages of the transistors Tr41 to Tr43 are equalized, and the transistors Tr41 to Tr43 can operate stably.
  • Diodes D41 to D43 are connected between the gates and sources of the transistors Tr41 to Tr43.
  • the diodes D41 to D43 are, for example, Zener diodes, and suppress overvoltage applied to the gates of the transistors Tr41 to Tr43.
  • the bleeder current is fed back to the voltage source V3 through the resistor R71.
  • the bleeder current from the voltage source V4 flows through the resistor R71, the terminal T63, the switch circuit 60, and the voltage source V4. Therefore, the terminal T43 and the terminal T63 are kept at zero potential, and the potential of the output terminal T71 is zero.
  • the switch circuit 60 will be described.
  • the switch circuit 60 is connected between a voltage source V4 that outputs a negative voltage ( ⁇ VEE) and an output terminal T71.
  • the switch circuit 40 outputs a negative high voltage of the voltage source V4 to the output terminal T71 according to the drive signal output to the terminals T55 and T56.
  • the switch circuit 60 is turned on when a drive signal having a voltage of VG or higher is output between the terminals T55 and T56. Thereby, the negative high voltage of the voltage source V4 is output to the output terminal T71.
  • the voltage of the voltage source V4 is a negative high voltage of, for example, ⁇ 1 kV to ⁇ 10 kV.
  • the switch circuit 60 includes transistors Tr61 to Tr63, resistors R61 to R66, and diodes D61 to D63.
  • the transistors Tr61 to Tr63 are, for example, N-type MOS transistors.
  • the gate of the transistor Tr61 is connected to the terminal T65 via the terminal T61.
  • the source of the transistor Tr61 is connected to the terminal T56 and the voltage source V4 via the terminal T62.
  • the transistors Tr62 and Tr63 are cascode-connected between the transistor Tr61 and the output terminal T71.
  • the source of the transistor Tr62 is connected to the drain of the transistor Tr61
  • the source of the transistor Tr63 is connected to the drain of the transistor Tr62
  • the drain of the transistor Tr63 is connected to the output terminal T71 via the terminal T63.
  • Resistors R61 to R63 for dividing and inputting a voltage between the voltage source V4 and the output terminal T71 are connected to the gates of the transistors Tr62 and T63.
  • the resistor R61 is connected between the gate of the transistor Tr62 and the source (voltage source V4) of the transistor Tr61.
  • the resistor R62 is connected between the gate of the transistor Tr62 and the gate of the transistor Tr63.
  • the resistor R63 is connected between the gate of the transistor Tr63 and the drain (output terminal T71) of the transistor Tr63.
  • Resistors R64 to R66 are connected in parallel between the sources and drains of the transistors Tr61 to Tr62.
  • the resistors R64 to R66 divide and apply the voltage between the voltage source V4 and the output terminal T71. With the resistors R64 to R66, the withstand voltages of the transistors Tr61 to Tr63 are equalized, and the transistors Tr61 to Tr63 can operate stably.
  • Diodes D61 to D63 are connected between the gates and sources of the transistors Tr61 to Tr63.
  • the diodes D61 to D63 are, for example, Zener diodes, and suppress overvoltage applied to the gates of the transistors Tr61 to Tr63.
  • the operation of the switch circuit 60 will be described.
  • the voltage between the voltage source V4 and the output terminal T71 is divided by resistors R64 to R66 and applied to the sources of the transistors Tr61 to Tr63.
  • the voltage between the voltage source V4 and the output terminal T71 is divided by resistors R61 to R63 and applied to the gates of the transistors Tr61 and Tr62. Therefore, when the potential difference between the terminal T61 and the terminal T62 is zero, that is, when the voltage of the drive signal output between the terminals T55 and T56 is zero, the transistors Tr61 to Tr63 are in the off state, Bleeder current is flowing.
  • the bleeder current flows into the voltage source V4 and returns via the resistor R71.
  • the bleeder current from the voltage source V3 flows through the resistor R71, the voltage source V3, the switch circuit 40, and the terminal T43. Therefore, the terminal T63 and the terminal T43 are kept at zero potential, and the potential of the output terminal T71 is zero.
  • the transistors Tr61 to Tr63 are turned on in the order of the transistors Tr61, Tr62, and Tr63.
  • the negative high voltage of the voltage source V4 is applied to the output terminal T71.
  • the transistors Tr61 to Tr63 are turned off in the order of the transistors Tr61, Tr62, and Tr63, and the potential of the output terminal T71. Returns to zero.
  • the switch circuit 40 is connected between the positive voltage source V3 and the output terminal T71, and the positive high voltage of the voltage source V3 is applied to the output terminal T71 by the plurality of cascode-connected transistors Tr41 to Tr43.
  • the switch circuit 60 is connected between the negative voltage source V4 and the output terminal T71, and outputs a negative high voltage of the voltage source V4 to the output terminal T71 by a plurality of cascode-connected transistors Tr61 to Tr63. .
  • the power supply 2 can switch the polarity of a high voltage at high speed.
  • FIG. 3 is a timing chart for explaining an operation example of the power supply 2.
  • the horizontal axis t shown in FIG. 3 indicates time.
  • the waveform shown in (A) indicates a control signal input to the terminal T11 in FIG.
  • the waveform shown in (B) indicates a control signal output from the delay device 11 of the timing control circuit 10.
  • the control signal having the waveform shown in (A) and the control signal having the waveform shown in (B) are input to the AND circuit Z11 of the timing control circuit 10. Therefore, the AND circuit Z11 outputs a control signal having a waveform shown in (C) obtained by ANDing the waveform shown in (A) and the waveform shown in (B).
  • the control signal having the waveform shown in (C) is output to the floating drive circuit 30.
  • control signal having the waveform shown in (A) and the control signal having the waveform shown in (B) are input to the NAND circuit Z12 of the timing control circuit 10. Therefore, the NAND circuit Z12 outputs a control signal having the waveform shown in (D), which is the NAND of the waveform shown in (A) and the waveform shown in (B).
  • the control signal having the waveform shown in (D) is output to the floating drive circuit 50.
  • the waveform shown in (E) shows the waveform of the voltage output from the output terminal T71.
  • a drive signal for turning on the switch circuit 40 is output from the floating drive circuit 30.
  • the positive high voltage “VDD” of the voltage source V3 is output to the terminal T71.
  • a drive signal for turning on the switch circuit 60 is output from the floating drive circuit 50.
  • the negative high voltage “ ⁇ VEE” of the voltage source V4 is output to the output terminal T71.
  • the ON / OFF transition time of the switch circuits 40 and 60 has a time difference due to the delay device 11 of the timing control circuit 10.
  • the power supply 2 can charge / discharge the load connected to the output terminal T71 at high speed while preventing a through current due to the conduction between the voltage source V3 and the voltage source V4.
  • the switch circuit 40 connected between the positive voltage source V3 and the output terminal T71 has the transistor Tr41 connected to the output terminal T71 to which the drive signal is input, the transistor Tr41, and the voltage source.
  • R41 to R43 The switch circuit 60 connected between the negative voltage source V4 and the output terminal T71 has a cascode between the transistor Tr61 connected to the voltage source V4 to which the drive signal is input and between the transistor Tr61 and the output terminal T71.
  • the transistors Tr62 and Tr63 connected to each other and a plurality of resistors R61 to R63 for dividing and inputting the voltage between the voltage source V4 and the output terminal T71 at the gates of the plurality of transistors Tr62 and Tr63, respectively.
  • the power supply 2 can switch and output the polarity of a high voltage at higher speed.
  • the power supply 2 can switch and output the high voltage of the voltage sources V3 and V4 at 0.5 msec.
  • the power source 2 can be realized with a simple configuration, and the cost can be reduced.
  • the mass spectrometer can perform quantitative analysis of positive and negative ions with high accuracy in a short time.
  • resistors R44 to R46 are connected in parallel to the transistors Tr41 to Tr43, respectively, and resistors R64 to R66 are connected in parallel to the transistors Tr61 to Tr63.
  • the withstand voltages of the transistors Tr41 to Tr43, Tr61 to Tr63 are equal, and the transistors Tr41 to Tr43, Tr61 to Tr63 can operate stably even with a transient change.
  • the power source 2 includes floating drive circuits 30 and 50 that electrically insulate the switch circuits 40 and 60 and the timing control circuit 10 between the switch circuits 40 and 60 and the timing control circuit 10. As a result, the power source 2 drives the switch circuit 40 connected between the voltage source V3 and the output terminal T71 and the switch circuit 60 connected between the voltage source V4 and the output terminal T71 at high speed. Can do.
  • the floating drive circuit has a plurality of transformers. As a result, the withstand voltage applied to each transformer is lowered so that it can cope with a higher voltage of the voltage source.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of the power supply 2 according to the second embodiment. 4, the same components as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. Below, a different part from FIG. 2 is demonstrated.
  • the power supply 2 has a floating drive circuit 80, resistors R81 and R82, terminals T81 to T87, a floating drive circuit 90, resistors R91 and R92, and terminals T91 to T97.
  • the floating drive circuit 90 has the same configuration as the floating drive circuit 80, and the description thereof is omitted.
  • the control signal and the oscillation signal are input to the terminals T81 and T82.
  • the voltage of the voltage source V1 is input to the terminal T83.
  • drive signals are output in the same manner as the terminals T35 and T36 in FIG.
  • the floating drive circuit 80 includes an AND circuit Z81, a transistor Tr81, capacitors C81 and C82, transformers M81 and M82, and a diode D81.
  • the primary side of AND circuit Z81, transistor Tr81, capacitor C81, and transformer M81 is the same as the primary side of AND circuit Z31, transistor Tr31, capacitor C31, and transformer M31 shown in FIG. To do.
  • Transformers M81 and M82 are connected in series.
  • the secondary side of the transformer M81 is connected to the primary side of the transformer M82.
  • a voltage (pulse waveform) having the same period as the oscillation signal output from the oscillator 20 is induced on the secondary side of the transformer M82.
  • the voltage induced on the secondary side of the transformer M82 is smoothed by a smoothing circuit including a diode D81 and a capacitor C82. As a result, a floating drive signal is generated between the terminals T86 and T87 in accordance with the control signal input to the terminal T81.
  • the resistors R81 and R82 are connected in series between the output terminal T71 and the ground.
  • One end on the secondary side of the transformer M81 and one end on the primary side of the transformer M82 are connected between the resistor R81 and the resistor R82 via a terminal T85.
  • the potential at one end on the secondary side of the transformer M81 and the potential at one end on the primary side of the transformer M82 are held at the potential obtained by dividing the potential at the output terminal T71 by the resistors R81 and R82.
  • the potential of the terminal T85 is held at an intermediate potential (1/2) of the potential of the output terminal T71, and the withstand voltages of the transformers M81 and M82 can be made equal.
  • the example of the two transformers M81 and M82 connected in series has been described, but three or more transformers may be connected in series.
  • the number of resistors connected in series between the output terminal T71 and the ground is increased in accordance with the number of transformers connected in series. Then, the connection point of each transformer is held at a potential divided by a plurality of resistors.
  • the floating drive circuits 80 and 90 have a plurality of transformers M81 and M82 connected in series.
  • the floating drive circuits 80 and 90 can drive the switch circuits 40 and 60 in a floating manner even when the voltage sources V3 and V4 that output a voltage having a larger absolute value are used.
  • the floating drive circuits 80 and 90 are provided with a plurality of transformers and resistors, for example, even when the absolute values of the voltages of the voltage sources V3 and V4 exceed 10 kV. 60 can be driven in a floating manner.
  • the floating drive circuit electrically insulates the timing control circuit and the switch circuit by the photocoupler.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the power supply 2 according to the third embodiment. 5, the same components as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. Below, a different part from FIG. 2 is demonstrated.
  • the power supply 2 has a floating drive circuit 100, terminals T101 to T105, a floating drive circuit 110, and terminals T111 to T115.
  • the floating drive circuit 110 has a configuration similar to that of the floating drive circuit 100, and a description thereof is omitted.
  • a control signal is input to the terminal T101 in the same manner as the terminal T31 in FIG. Similarly to the terminal T33 in FIG. 2, the voltage of the voltage source V1 is input to the terminal T102.
  • the drive signals are output from the terminals T104 and T105, similarly to the terminals T35 and T36 of FIG.
  • the floating drive circuit 100 includes a transistor Tr101 and photocouplers PT101 to PT103.
  • the transistor Tr101 is, for example, an N-type MOS transistor.
  • the gate of the transistor Tr101 is connected to the terminal T101, and a control signal output from the timing control circuit 10 is input thereto.
  • the drain of the transistor Tr101 is connected to one end of each light emitting side diode of the photocouplers PT101 to PT103.
  • the source of the transistor Tr101 is connected to the ground via the terminal T103.
  • each light emitting side diode of the photocouplers PT101 to PT103 is connected to a voltage source V1 via a terminal T102.
  • the light receiving side diodes of the photocouplers PT101 to PT103 are connected in series. Both ends of the light receiving side diodes connected in series are connected to terminals T104 and T105.
  • the transistor Tr101 When the “H” control signal is input to the terminal T101, the transistor Tr101 is turned on. As a result, the voltage of the voltage source V1 is applied to the light emitting diodes of the photocouplers PT101 to PT103, and the light emitting diodes of the photocouplers PT101 to PT103 emit light.
  • the light-receiving side diodes of the photocouplers PT101 to PT103 are connected in series.
  • a drive signal having a voltage of “3 Vpt” is output to the terminals T104 and T105.
  • the output voltage per light receiving diode of the photocouplers PT101 to PT103 is “0.7 V”
  • a drive signal of “2.1 V” is output to the terminals T104 and T105.
  • the switch circuit 40 can be driven. Therefore, the number of photocouplers PT101 to PT103 is increased or decreased according to the VG of the transistors used in the switch circuit 40.
  • the floating drive circuits 100 and 110 insulate the switch circuits 40 and 60 from the timing control circuit 10 by the plurality of photocouplers PT101 to PT103 in which the light receiving side diodes are connected in series. Thereby, the floating drive circuits 100 and 110 can output a drive signal having an appropriate voltage to the switch circuits 40 and 60.
  • the light emitting diodes of the photocouplers PT101 to PT103 are connected in parallel, but may be connected in series according to the voltage of the voltage source V1.
  • the light emitting side and the light receiving side may be configured as separate parts. In this case, a sufficient insulation distance is secured between the light emitting side and the light receiving side.
  • the timing control circuit and the switch circuit are electrically insulated from each other by a photocoupler using a phototransistor on the light receiving side.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the power supply 2 according to the fourth embodiment. 6, the same components as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. Below, a different part from FIG. 2 is demonstrated.
  • the power supply 2 has a floating drive circuit 120, terminals T121 to T126, a floating drive circuit 130, and terminals T131 to T136.
  • the floating drive circuit 130 has the same configuration as the floating drive circuit 120, and a description thereof is omitted.
  • the oscillation signal output from the oscillator 20 is input to the terminal T121.
  • a control signal output from the timing control circuit 10 is input to the terminal T122.
  • the drive signals are output from the terminals T125 and T126, similarly to the terminals T35 and T36 of FIG.
  • the floating drive circuit 120 includes transistors Tr121 and Tr122, capacitors C121 and C122, a transformer M121, a diode D121, a resistor R121, an inverting circuit Z121, and a photocoupler PT121.
  • the transistor Tr121 is, for example, an N-type MOS transistor.
  • the oscillation signal of the oscillator 20 is input to the gate of the transistor Tr121 via the terminal T121.
  • the drain of the transistor Tr121 is connected to one end on the primary side of the transformer M121.
  • the source of the transistor Tr121 is connected to the ground via the terminal T124.
  • the capacitor C121 connected between the source and drain of the transistor Tr121 resonates with the primary winding of the transformer M121 and performs stable pseudo-resonance during the off-period of the transistor Tr121.
  • the other end of the primary side of the transformer M121 is connected to the voltage source V1 via the terminal T123.
  • the secondary side of the transformer M121 is connected to terminals T125 and T126 via a smoothing circuit constituted by a diode D121 and a capacitor C122 and a resistor R121.
  • a control signal is input to the inverting circuit Z121 via the terminal T122.
  • the inverting circuit Z121 inverts the input control signal and outputs it to the gate of the transistor Tr122.
  • the transistor Tr122 is, for example, an N-type MOS transistor.
  • the drain of the transistor Tr122 is connected to one end of the light emitting side diode of the photocoupler PT121.
  • the source of the transistor Tr122 is connected to the ground via the terminal T124.
  • the other end of the light-emitting diode of the photocoupler PT121 is connected to the voltage source V1 via the terminal T123.
  • the light-receiving side transistor of the photocoupler PT121 is connected to terminals T125 and T126.
  • the transistor Tr121 is turned on / off according to an oscillation signal (clock signal) input to the gate.
  • clock signal an oscillation signal
  • the primary side of the transformer M121 is turned on / off between the voltage source V1 and the ground, and a voltage (pulse waveform) having the same cycle as the oscillation signal is induced on the secondary side of the transformer M121.
  • the voltage induced on the secondary side of the transformer M121 (hereinafter sometimes referred to as VCC2) is smoothed by a smoothing circuit including a diode D121 and a capacitor C122.
  • the “H” control signal is input to the inverting circuit Z121
  • the “L” control signal is input to the gate of the transistor Tr122, and the transistor Tr122 is turned off.
  • the transistor Tr122 is turned off, the current from the voltage source V1 does not flow through the light emitting side diode of the photocoupler PT121.
  • the voltage VCC2 (drive signal) on the secondary side of the transformer M121 is output between the terminals T125 and T126 via the resistor R121.
  • the floating drive circuits 120 and 130 include the transformer M121 that outputs the voltage based on the voltage source V1 to the secondary side according to the oscillation signal, and the secondary side of the transformer M121 according to the control signal. And a photocoupler PT121 that outputs the drive signal as a drive signal.
  • the floating drive circuits 120 and 130 allow the voltages of the voltage sources V1 and V2, the winding ratio of the transformer M121, and the value of the resistor R121 according to the element characteristics (VG) of the transistors used in the switch circuits 40 and 60.
  • the switch circuits 40 and 60 can be appropriately driven in a floating manner.
  • a plurality of transformers may be connected in series as described in the second embodiment.
  • the light-emitting side diode and the light-receiving side transistor of the photocoupler may be configured by individual components.
  • the magnitude of the high voltage output to the output terminal can be changed.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the power supply 2 according to the fifth embodiment. 7, the same components as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. Below, a different part from FIG. 2 is demonstrated.
  • the power supply 2 includes a terminal T141, a comparator Z141, amplifier circuits 150 and 170, floating drive circuits 160 and 180, terminals T161 to T165, terminals T181 to T185, and resistors R141 and R142. And have.
  • the control signal output from the control unit 1 is input to the terminal T141.
  • the control signal is output as a positive or negative voltage, and its magnitude can be changed.
  • a control signal is input to the positive phase input of the comparator Z141 via the terminal T141.
  • the voltage of the output terminal T71 divided by the resistors R141 and R142 is input to the negative phase input of the comparator Z141. That is, the voltage at the output terminal T71 is fed back to the comparator Z141 by the resistors R141 and R142.
  • Comparator Z141 compares the voltages input to the positive phase input and the negative phase input, and outputs the comparison result to amplifier circuits 150 and 170 as a voltage.
  • the amplifier circuit 150 includes an operational amplifier Z151, diodes D151 and D152, and a resistor R151.
  • the output voltage of the comparator Z141 is input to the positive phase input of the operational amplifier Z151.
  • the diode D152 is turned on, and the operational amplifier Z151 constitutes a voltage follower. Then, the output voltage of the comparator Z141 is output to the terminal T161.
  • the comparison result of the comparator Z141 is a negative voltage
  • the diode D152 is cut off, and the output voltage of the comparator Z141 is not output to the terminal T161.
  • the floating drive circuit 160 includes a transistor Tr161, capacitors C161 and C162, a transformer M161, and a diode D161.
  • the transistor Tr161 is, for example, an N-type MOS transistor.
  • the source of the transistor Tr161 is connected to the ground via the terminal T163, and the drain is connected to one end on the primary side of the transformer M161.
  • the transistor Tr161 is turned on / off in accordance with the oscillation signal input to the gate, whereby the primary side of the transformer M161 is turned on / off between the terminal T161 and the ground.
  • the capacitor C161 resonates with the primary winding of the transformer M161 and performs stable quasi-resonance during the off period of the transistor Tr161.
  • the other end of the primary side of the transformer M161 is connected to the output of a voltage follower (operational amplifier Z151) via a terminal T161.
  • the secondary side of the transformer M161 is proportional to the magnitude of the output voltage of the voltage follower having the same period as the oscillation signal output from the oscillator 20 by turning on and off between the output of the voltage follower on the primary side and the ground. A voltage (pulse waveform) of the specified magnitude is induced.
  • the voltage induced on the secondary side of the transformer M161 is smoothed by a smoothing circuit including a diode D161 and a capacitor C162. As a result, a drive signal for floatingly driving the switch circuit 40 is generated between the terminals T164 and T165.
  • the amplifier circuit 170 includes an operational amplifier Z171, diodes D171 and D172, and resistors R171 and R172.
  • the output voltage of the comparator Z141 is input to the negative phase input of the operational amplifier Z171 via the resistor R171.
  • the operational amplifier Z151 constitutes an inverting amplifier having a gain determined by the ratio of the resistors R171 and R172.
  • the inverted and amplified output voltage of the comparator Z141 is output to the terminal T181.
  • the comparison result of the comparator Z141 is a positive voltage
  • the output voltage of the operational amplifier Z151 is negative, the diode D172 is cut off, and the output voltage of the comparator Z141 is not output to the terminal T181.
  • the floating drive circuit 180 is the same as the floating drive circuit 160, and the description thereof is omitted.
  • a drive signal corresponding to the magnitude of the absolute value of the negative control signal input to the terminal T141 is generated between the terminals T184 and T185.
  • the output voltage of the operational amplifier Z151 of the amplifier circuit 150 becomes positive, and the diode D152 is turned on.
  • the operational amplifier Z151 constitutes a voltage follower, and “+ Vin” is output to the terminal T161.
  • the transmission signal output from the oscillator 20 is input to the terminal T162, and the transistor Tr161 of the amplifier circuit 150 performs a switching operation. Since the primary side of the transformer M161 is repeatedly turned on and off at a voltage of “+ Vin”, a drive signal of a voltage “Vd” proportional to the magnitude of “+ Vin” is generated on the secondary side of the transformer M161. To do.
  • the switch circuit 40 is turned on by the drive signal having the voltage “Vd”, and a positive voltage is generated at the output terminal T71.
  • the output voltage “+ Vin” of the comparator Z141 is also output to the amplifier circuit 170, the output of the operational amplifier Z171 becomes a negative potential, the diode D172 is cut off, and the voltage at the terminal T181 remains zero. . For this reason, since the drive signal is not output from the floating drive circuit 180, the switch circuit 60 is turned off.
  • the output voltage of the output terminal T71 is divided by the resistors R141 and R142 and input (feedback) to the negative phase input of the comparator Z141.
  • the resistance ratio of the resistors R141 and R142 is 1000: 1 and the voltage of the voltage source V3 is 5.000V, the voltage of the resistor R142 rises from 0 and reaches a maximum of 5V.
  • the output of the comparator Z141 becomes zero (a control signal of 1V is input to the terminal T141).
  • the control unit 1 may output a 5 V control signal to the terminal T141.
  • the operational amplifier Z171 operates as an inverting amplifier having a gain G determined by the ratio of the resistors R171 and R172, and a voltage of “+ Vin ⁇ G” is output to the terminal T181.
  • the floating drive circuit 180 When a positive voltage “+ Vin ⁇ G” is output to the terminal T181, the floating drive circuit 180 outputs a drive signal having a positive voltage to the terminals T184 and T185.
  • the switch circuit 60 is turned on by the drive signal, and a voltage is generated at the output terminal T71.
  • the output voltage “ ⁇ Vin” of the comparator Z141 is also output to the amplifier circuit 150, the output of the operational amplifier Z151 becomes a negative potential, the diode D152 is cut off, and the voltage at the terminal T161 remains zero. Become. For this reason, since the drive signal is not output from the floating drive circuit 160, the switch circuit 40 is turned off.
  • the output voltage of the output terminal T71 is divided by the resistors R141 and R142 and input (feedback) to the negative phase input of the comparator Z141.
  • the resistance ratio of the resistors R141 and R142 is 1000: 1 and the voltage of the voltage source V4 is ⁇ 5.000V
  • the voltage of the resistor R142 drops from 0 and reaches the minimum ⁇ 5V.
  • the output of the comparator Z141 becomes zero (a control signal of -1V is input to the terminal T141).
  • the control unit 1 may output a ⁇ 5V control signal to the terminal T141.
  • the power source 2 can control the positive and negative high voltage outputs according to the voltage of the control signal input to the terminal T141.
  • the power source 2 includes the comparator Z141 that compares the control signal and the feedback signal, the amplifier circuit 150 that detects and outputs the positive voltage of the comparator Z141, and the negative voltage of the comparator Z141.
  • An amplifying circuit 170 that detects and inverts the output, a floating driving circuit 160 that insulates the amplifying circuit 150 and the switching circuit 40 from each other, outputs a driving signal that drives the switching circuit 40 based on the output from the amplifying circuit 150, and amplifies Based on the output of the amplifier circuit 170 that insulates the circuit 170 from the switch circuit 60, the voltage at the output terminal T71 is divided by the floating drive circuit 180 that outputs a drive signal for driving the switch circuit 60, and the comparator Z141.
  • the power supply 2 can control the positive and negative high voltage outputs according to the voltage of the control signal input to the terminal T141.
  • the mass spectrometer provided with the power source 2 can assemble algorithms for detecting various ion molecules.
  • a first switch circuit connected between the voltage source of the first polarity and the output terminal; and a second switch circuit connected between the voltage source of the second polarity and the output terminal.
  • a first switch element connected to the output terminal, to which a first drive signal for controlling a voltage of the output terminal is input to a control terminal; and
  • a plurality of second switch elements cascode-connected between the switch element and the voltage source of the first polarity, and a voltage of the first polarity at each control terminal of the plurality of second switch elements
  • a first voltage dividing circuit that divides and inputs a voltage between a source and the output terminal, and the second switch circuit controls a voltage of the output terminal to a control terminal.
  • a third switch connected to the voltage source of the second polarity to which a drive signal is input.
  • a plurality of fourth switch elements cascode-connected between the third switch element and the output terminal, and the control terminals of the plurality of fourth switch elements,
  • a second voltage dividing circuit that divides and inputs a voltage between the voltage source having the polarity of the output and the output terminal;
  • a mass analyzer that performs mass analysis of the sample by the voltage output from the output terminal,
  • a mass spectrometer characterized by comprising:
  • the mass spectrometer according to appendix 1 The mass analysis unit is a conversion dynode unit that attracts ions that have passed through a mass filter by a voltage output from the output terminal,

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Abstract

高電圧の極性をより高速に切り替え、出力する。　電源の第１のスイッチ回路は、制御端子に第１の駆動信号が入力される、出力端子と接続された第１のスイッチ素子と、第１のスイッチ素子と第１の極性の電圧源との間にカスコード接続された複数の第２のスイッチ素子と、複数の第２のスイッチ素子のそれぞれの制御端子に、第１の極性の電圧源と出力端子との間の電圧を分圧して入力する第１の分圧回路と、を有する。第２のスイッチ回路は、制御端子に第２の駆動信号が入力される、第２の極性の電圧源と接続された第３のスイッチ素子と、第３のスイッチ素子と出力端子との間にカスコード接続された複数の第４のスイッチ素子と、複数の第４のスイッチ素子のそれぞれの制御端子に、第２の極性の電圧源と出力端子との間の電圧を分圧して入力する第２の分圧回路と、を有する。

Description

電源および質量分析装置
　本発明は、電源および質量分析装置に関するものである。
　特許文献１には、出力電圧の正負の極性切り替えが可能な高電圧電源およびそれを用いた質量分析装置が開示されている。特許文献１では、極性の切替え時間を１０～２０ｍ秒にすることができると記載されている。
国際公開ＷＯ２００７／０２９３２７号
　質量分析装置では、例えば、気化された試料のイオンが、正イオンであるか負イオンであるかによって、気化された試料に印加する高電圧の極性を切り替える。この切り替え時間が長くなると、イオンの非検出期間が長くなり、定量値の検出において正確な分析が出来なくなるという問題がある。
　そこで本発明は、高電圧の極性をより高速に切り替え、出力することができる技術を提供することを目的とする。
　本願は、上記課題の少なくとも一部を解決する手段を複数含んでいるが、その例を挙げるならば、以下の通りである。上記課題を解決すべく、本発明に係る電源は、第１の極性の電圧源と出力端子との間に接続された第１のスイッチ回路と、第２の極性の電圧源と前記出力端子との間に接続された第２のスイッチ回路と、を有し、前記第１のスイッチ回路は、制御端子に前記出力端子の電圧を制御する第１の駆動信号が入力される、前記出力端子と接続された第１のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子と前記第１の極性の電圧源との間にカスコード接続された複数の第２のスイッチ素子と、前記複数の第２のスイッチ素子のそれぞれの制御端子に、前記第１の極性の電圧源と前記出力端子との間の電圧を分圧して入力する第１の分圧回路と、を有し、前記第２のスイッチ回路は、制御端子に前記出力端子の電圧を制御する第２の駆動信号が入力される、前記第２の極性の電圧源と接続された第３のスイッチ素子と、前記第３のスイッチ素子と前記出力端子との間にカスコード接続された複数の第４のスイッチ素子と、前記複数の第４のスイッチ素子のそれぞれの制御端子に、前記第２の極性の電圧源と前記出力端子との間の電圧を分圧して入力する第２の分圧回路と、を有することを特徴とする。
　本発明によれば、高電圧の極性をより高速に切り替え、出力することができる。上記した以外の課題、構成、および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
第１の実施の形態に係る電源を用いた質量分析装置の構成例を示した図である。 電源の回路図である。 電源の動作例を説明するタイミングチャートである。 第２の実施の形態に係る電源の回路図である。 第３の実施の形態に係る電源の回路図である。 第４の実施の形態に係る電源の回路図である。 第５の実施の形態に係る電源の回路図である。
　以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
　質量分析装置は、試料を分子あるいはイオン分子などの形にして質量数を測定するものである。例えば、液体クロマトグラフ質量分析装置においては、対象試料を液体に溶融した後、気化した状態でイオン化し、マスフィルタまたはイオントラップと呼ばれる質量選別器を通って分離された分子イオンの数を検出する。質量分析装置は、検出した分子イオンの数に基づいて、試料中に含まれる分子の種類と定量値（割合）を測定する。
　［第１の実施の形態］
　図１は、第１の実施の形態に係る電源を用いた質量分析装置の構成例を示した図である。図１に示す質量分析装置は、例えば、液体クロマトグラフから溶出する試料液を分析する質量分析装置である。図１に示すように、質量分析装置は、制御部１と、電源２～４と、イオン化部５と、マスフィルタ６と、ＣＤ（Conversion Dynode：コンバージョンダイノード）部７と、シンチレータ８と、光電子検出器９とを有している。なお、図１には、説明のため、イオン分子Ａ１，Ａ２と、２次電子Ａ３と、フォトンＡ４とを示している。
　制御部１は、装置全体を制御している。制御部１は、電源２，４が出力する電圧の極性を切り替えるための制御信号を、電源２，４に出力している。
　電源２は、例えば、数ｋＶの高電圧をイオン化部５に出力する。電源２は、制御部１から出力される制御信号に応じて、イオン化部５に出力する高電圧の極性を切り替える。
　電源３は、高周波電圧と直流電圧とを重畳した電圧をマスフィルタ６に出力する。
　電源４は、例えば、数ｋＶの高電圧をＣＤ部７に出力する。電源４は、制御部１から出力される制御信号に応じて、ＣＤ部７に出力する高電圧の極性を切り替える。
　イオン化部５には、質量分析される試料液が封入される。イオン化部５は、封入された試料液の原子や分子をイオン化する。イオン化部５は、電源２から供給される、極性の異なる高電圧によって、試料を正または負のイオンにイオン化する。イオン化部５によってイオン化されたイオン分子Ａ１は、マスフィルタ６へ送られる。
　マスフィルタ６には、電源３から、高周波電圧と直流電圧とを重畳した電圧が印加される。マスフィルタ６は、印加された電圧によって電場を形成し、所定質量数のイオンのみを通過させる。マスフィルタ６を通過した所定質量数のイオン分子Ａ２は、ＣＤ部７へ送られる。
　ＣＤ部７には、電源４から高電圧が供給されている。ＣＤ部７は、電源４から供給された高電圧によって電場を形成し、マスフィルタ６を通過した所定質量数のイオン分子Ａ２を誘引する。例えば、ＣＤ部７には、イオン分子Ａ２と逆極性の高電圧が印加され、イオン分子Ａ２を誘引する。
　ＣＤ部７へ誘引されたイオン分子Ａ２は、ＣＤ部７が備えるＣＤに衝突し、ＣＤは、２次電子Ａ３を放出する。ＣＤ部７から放出された２次電子Ａ３は、下方に進み、シンチレータ８にエネルギーを与える。
　シンチレータ８は、２次電子Ａ３によって与えられたエネルギーによって、フォトンＡ４を生成する。シンチレータ８で生成されたフォトンＡ４は、光電子検出器９で増幅される。
　光電子検出器９は、２次電子Ａ３の数に応じた検出信号を出力する。すなわち、光電子検出器９は、マスフィルタ６を通過してＣＤ部７に到達した、イオン分子Ａ２の数に応じた検出信号を出力する。
　このように、質量分析装置の制御部１は、分析対象であるイオンの極性に応じて、電源２，４に対し、出力電圧の極性を切り替える制御信号を出力する。電源２，４は、以下で説明するように、制御信号に応じて、出力する高電圧の極性を高速に切り替える。これにより、質量分析装置は、例えば、正イオン検出と負イオン検出とを、短時間毎に交互に繰り返し行うことが可能となり、イオン検出できない期間を短くすることができる。そして、質量分析装置は、良好なマスクロマトグラムやイオンクロマトグラムを作成することができる。
　図２は、電源２の回路図である。電源４は、図２と同様の回路を有しており、その説明を省略する。図２に示すように、電源２は、タイミング制御回路１０と、発振器２０と、フローティング駆動回路３０，５０と、スイッチ回路４０，６０と、出力端子Ｔ７１と、抵抗Ｒ７１と、電圧源Ｖ１～Ｖ４と、端子Ｔ１１～Ｔ１３と、端子Ｔ３１～Ｔ３６と、端子Ｔ４１～Ｔ４３と、端子Ｔ５１～Ｔ５６と、端子Ｔ６１～Ｔ６３とを有している。出力端子Ｔ７１は、イオン化部５に接続されている。なお、電源４の出力端子は、ＣＤ部７に接続されている。
　端子Ｔ１１には、制御部１から出力される制御信号が入力される。制御信号は、例えば、「Ｈ（High）」および「Ｌ（Low）」の信号である。
　タイミング制御回路１０は、端子Ｔ１１に「Ｈ」の制御信号が入力されると、端子Ｔ１２に「Ｈ」の制御信号を出力し、端子Ｔ１３に「Ｌ」の制御信号を出力する。また、タイミング制御回路１０は、端子Ｔ１１に「Ｌ」の制御信号が入力されると、端子Ｔ１３に「Ｈ」の制御信号を出力し、端子Ｔ１２に「Ｌ」の制御信号を出力する。なお、スイッチ回路４０は、端子Ｔ１２に「Ｈ」の制御信号が出力されたとき、電圧源Ｖ３の正の電圧を出力端子Ｔ７１に出力する。スイッチ回路６０は、端子Ｔ１３に「Ｈ」の制御信号が出力されたとき、電圧源Ｖ４の負の電圧を出力端子Ｔ７１に出力する。
　タイミング制御回路１０は、遅延器１１と、ＡＮＤ回路Ｚ１１と、ＮＡＮＤ回路Ｚ１２とを有している。
　ＡＮＤ回路Ｚ１１の一端には、制御部１の制御信号が入力され、他端には、遅延器１１を介して、制御部１の制御信号が入力される。これにより、制御部１の制御信号が「Ｌ」から「Ｈ」に切り替わったとき、ＡＮＤ回路Ｚ１１からは、遅延器１１による遅延時間「ΔＴ」だけ遅れて、「Ｈ」の制御信号が出力される。これに対し、制御部１の制御信号が「Ｈ」から「Ｌ」に切り替わったときは、そのタイミングにおいて、ＡＮＤ回路Ｚ１１から「Ｌ」の制御信号が出力される。
　ＮＡＮＤ回路Ｚ１２の一端には、制御部１の制御信号が入力され、他端には、遅延器１１を介して、制御部１の制御信号が入力される。これにより、制御部１の制御信号が「Ｈ」から「Ｌ」に切り替わったとき、ＮＡＮＤ回路Ｚ１２からは、遅延器１１による遅延時間「ΔＴ」だけ遅れて、「Ｈ」の制御信号が出力される。これに対し、制御部１の制御信号が「Ｌ」から「Ｈ」に切り替わったときは、そのタイミングにおいて、ＮＡＮＤ回路Ｚ１２から「Ｌ」の制御信号が出力される。
　つまり、タイミング制御回路１０は、制御信号が「Ｌ」から「Ｈ」に遷移したとき、時間「ΔＴ」だけ遅れて、「Ｈ」の制御信号を端子Ｔ１２に出力する。また、タイミング制御回路１０は、制御信号が「Ｈ」から「Ｌ」に遷移したとき、時間「ΔＴ」だけ遅れて、「Ｈ」の制御信号を端子Ｔ１３に出力する。すなわち、タイミング制御回路１０は、以下で説明するが、２つのスイッチ回路４０，６０が同時（ほぼ同時を含む、以下同じ）にオンしないように、端子Ｔ１２，Ｔ１３に出力する「Ｈ」の制御信号の出力タイミングをずらす。
　発振器２０は、発振信号を、端子Ｔ３２，Ｔ５２を介して、フローティング駆動回路３０，５０に出力する。発振信号は、例えば、数１００ｋＨｚ～１ＭＨｚ程度のクロック信号である。
　フローティング駆動回路３０は、端子Ｔ３１に出力された制御信号に応じて、端子Ｔ３５，Ｔ３６間に、スイッチ回路４０をオン・オフするための駆動信号を出力する。
　端子Ｔ３６は、出力端子Ｔ７１と接続されている。出力端子Ｔ７１は、後述するように、電圧源Ｖ３による正の高電圧と、電圧源Ｖ４による負の高電圧との間で遷移する。そこで、フローティング駆動回路３０は、トランス（磁気的結合）を用いてタイミング制御回路１０とスイッチ回路４０とを電気的に絶縁し、スイッチ回路４０をフローティング（絶縁）駆動する。
　フローティング駆動回路３０は、ＡＮＤ回路Ｚ３１と、トランジスタＴｒ３１と、コンデンサＣ３１，Ｃ３２と、トランスＭ３１と、ダイオードＤ３１とを有している。
　ＡＮＤ回路Ｚ３１の一端には、端子Ｔ３１を介して、タイミング制御回路１０から出力される制御信号が入力される。ＡＮＤ回路Ｚ３１の他端には、端子Ｔ３２を介して、発振器２０から出力される発振信号が入力される。ＡＮＤ回路Ｚ３１は、一端に「Ｈ」の制御信号が入力されているとき、他端に入力されている発振信号を、トランジスタＴｒ３１のゲートに出力する。
　トランジスタＴｒ３１は、例えば、Ｎ型のＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタである。トランジスタＴｒ３１のソースは、端子Ｔ３４を介してグランドに接続され、ドレインは、トランスＭ３１の１次側および端子Ｔ３３を介して、電圧「ＶＣＣ」を供給する電圧源Ｖ１に接続されている。トランジスタＴｒ３１は、ＡＮＤ回路Ｚ３１から出力される発振信号（クロック信号）に応じてオン・オフし、これにより、トランスＭ３１の１次側は、電圧源Ｖ１とグランドとの間でオン・オフする。
　コンデンサＣ３１は、トランジスタＴｒ３１のオフ期間に、トランスＭ３１の１次巻線と共振して安定した疑似共振を行う。
　トランスＭ３１の２次側は、１次側の電圧源Ｖ１とグランドとの間のオン・オフによって、発振器２０から出力される発振信号と同一周期の電圧（パルス波形）が誘起される。これにより、フローティング駆動回路３０は、トランスＭ３１による巻線分離によって、スイッチ回路４０をフローティング駆動する。
　トランスＭ３１の２次側に誘起された電圧は、ダイオードＤ３１およびコンデンサＣ２２によって構成される平滑回路で平滑化される。これにより、端子Ｔ３５，Ｔ３６間には、端子Ｔ３１に入力された制御信号に応じた、フローティングされた駆動信号が発生する。例えば、端子Ｔ３１に「Ｈ」の制御信号が入力されると、フローティング駆動回路３０は、端子Ｔ３５，Ｔ３６間に、後述するスイッチ回路４０のトランジスタＴｒ４１をオンする駆動信号を出力する。一方、端子Ｔ３１に「Ｌ」の制御信号が入力されると、フローティング駆動回路３０は、端子Ｔ３５，Ｔ３６間に、トランジスタＴｒ４１をオンする駆動信号を出力しない。
　なお、電圧源Ｖ１の電圧と、トランスＭ３１の１次側および２次側の巻線比とを適切に設計することにより、端子Ｔ３５，Ｔ３６の間には、トランジスタＴｒ４１のＶＧ（閾値電圧）以上の電圧の駆動信号を発生させることができる。
　フローティング駆動回路５０は、フローティング駆動回路３０と同様の構成を有しており、その説明を省略する。なお、フローティング駆動回路５０は、端子Ｔ５１に「Ｈ」の制御信号が入力されると、端子Ｔ５５，Ｔ５６間に、スイッチ回路６０をオンする駆動信号を出力する。一方、端子Ｔ５１に「Ｌ」の制御信号が入力されると、フローティング駆動回路５０は、端子Ｔ５５，Ｔ５６間に、スイッチ回路６０をオンする駆動信号を出力しない。
　スイッチ回路４０は、正の電圧（ＶＤＤ）を出力する電圧源Ｖ３と、出力端子Ｔ７１との間に接続されている。スイッチ回路４０は、端子Ｔ３５，Ｔ３６に出力される駆動信号に応じて、電圧源Ｖ３の正の高電圧を出力端子Ｔ７１に出力する。
　例えば、スイッチ回路４０は、端子Ｔ３５，Ｔ３６間に、ＶＧ以上の電圧の駆動信号が出力されるとオンする。これにより、電圧源Ｖ３の正の高電圧が、出力端子Ｔ７１に出力される。電圧源Ｖ３の電圧は、例えば、１ｋＶ～１０ｋＶの正の高電圧である。
　スイッチ回路４０は、トランジスタＴｒ４１～Ｔｒ４３と、抵抗Ｒ４１～Ｒ４６と、ダイオードＤ４１～Ｄ４３とを有している。トランジスタＴｒ４１～Ｔｒ４３は、例えば、Ｎ型のＭＯＳトランジスタである。
　トランジスタＴｒ４１のゲートは、端子Ｔ４１を介して、端子Ｔ３５と接続されている。トランジスタＴｒ４１のソースは、端子Ｔ４３を介して、端子Ｔ３６および出力端子Ｔ７１と接続されている。また、トランジスタＴｒ４１のソースは、端子Ｔ４３を介して、一端がグランドに接続された抵抗Ｒ７１と接続されている。
　トランジスタＴｒ４２，Ｔｒ４３は、トランジスタＴｒ４１と電圧源Ｖ３との間にカスコード接続されている。トランジスタＴｒ４２のソースは、トランジスタＴｒ４１のドレインと接続され、トランジスタＴｒ４３のソースは、トランジスタＴｒ４２のドレインと接続され、トランジスタＴｒ４３のドレインは、端子Ｔ４２を介して、電圧源Ｖ３と接続されている。
　トランジスタＴｒ４２，Ｔ４３のゲートには、電圧源Ｖ３と出力端子Ｔ７１との間の電圧を分圧して入力する抵抗Ｒ４１～Ｒ４３が接続されている。抵抗Ｒ４１は、トランジスタＴｒ４２のゲートと、トランジスタＴｒ４１のソース（出力端子Ｔ７１）との間に接続されている。抵抗Ｒ４２は、トランジスタＴｒ４２のゲートと、トランジスタＴｒ４３のゲートとの間に接続されている。抵抗Ｒ４３は、トランジスタＴｒ４３のゲートと、トランジスタＴｒ４３のドレイン（電圧源Ｖ３）との間に接続されている。
　トランジスタＴｒ４１～Ｔｒ４２のそれぞれのソースとドレインとの間には、抵抗Ｒ４４～Ｒ４６が並列に接続されている。抵抗Ｒ４４～Ｒ４６は、電圧源Ｖ３と出力端子Ｔ７１との間の電圧を分圧して印加する。この抵抗Ｒ４４～Ｒ４６により、トランジスタＴｒ４１～Ｔｒ４３のそれぞれの耐圧は平等となり、トランジスタＴｒ４１～Ｔｒ４３は、安定して動作することができる。
　トランジスタＴｒ４１～Ｔｒ４３のそれぞれのゲートとソースとの間には、ダイオードＤ４１～Ｄ４３が接続されている。ダイオードＤ４１～Ｄ４３は、例えば、ツェナーダイオードであり、トランジスタＴｒ４１～Ｔｒ４３のゲートにかかる過電圧を抑制する。
　スイッチ回路４０の動作について説明する。電圧源Ｖ３と出力端子Ｔ７１との間の電圧は、抵抗Ｒ４４～Ｒ４６によって分圧され、トランジスタＴｒ４１～Ｔｒ４３のぞれぞれのソースに印加されている。また、電圧源Ｖ３と出力端子Ｔ７１との間の電圧は、抵抗Ｒ４１～Ｒ４３によって分圧され、トランジスタＴｒ４１，Ｔｒ４２のそれぞれのゲートに印加されている。従って、端子Ｔ４１と端子Ｔ４３との間の電位差がゼロの場合、すなわち、端子Ｔ３５，Ｔ３６間に出力された駆動信号の電圧がゼロの場合、トランジスタＴｒ４１～Ｔｒ４３は、オフの状態にあり、微小なブリーダ電流が流れている。
　ブリーダ電流は、抵抗Ｒ７１を介して、電圧源Ｖ３に帰還するが、同時に電圧源Ｖ４によるブリーダ電流が、抵抗Ｒ７１、端子Ｔ６３、スイッチ回路６０、および電圧源Ｖ４を介して流れる。そのため、端子Ｔ４３と端子Ｔ６３はゼロ電位に保たれ、出力端子Ｔ７１の電位はゼロである。
　端子Ｔ４１，Ｔ４３間に、駆動信号（ＶＧ）が印加されると、トランジスタＴｒ４１はオンする。トランジスタＴｒ４１がオンすると、抵抗Ｒ４４の両端は短絡状態となり、トランジスタＴｒ４２のソース電位が、トランジスタＴｒ４２のゲート電位より低くなる。トランジスタＴｒ４２のゲートとソースとの電位差がＶＧを超えると、トランジスタＴｒ４２はオンする。
　トランジスタＴｒ４２がオンすると、抵抗Ｒ４５の両端は短絡状態となり、トランジスタＴｒ４３のソース電位が、トランジスタＴｒ４３のゲート電位より低くなる。トランジスタＴｒ４３のゲートとソースとの電位差がＶＧを超えると、トランジスタＴｒ４３はオンする。
　すなわち、端子Ｔ４１，Ｔ４３に駆動信号が出力されると、トランジスタＴｒ４１～Ｔｒ４３は、トランジスタＴｒ４１，Ｔｒ４２，Ｔｒ４３の順にオンする。そして、出力端子Ｔ７１には、電圧源Ｖ３の正の高電圧が印加される。一方、端子Ｔ４１，Ｔ４３に駆動信号が出力されなくなると（端子Ｔ４１，Ｔ４３間の電圧がゼロになると）、トランジスタＴｒ４１～Ｔｒ４３は、トランジスタＴｒ４１，Ｔｒ４２，Ｔｒ４３の順にオフし、出力端子Ｔ７１の電位はゼロに戻る。
　スイッチ回路６０について説明する。スイッチ回路６０は、負の電圧（－ＶＥＥ）を出力する電圧源Ｖ４と出力端子Ｔ７１との間に接続されている。スイッチ回路４０は、端子Ｔ５５，Ｔ５６に出力される駆動信号に応じて、電圧源Ｖ４の負の高電圧を出力端子Ｔ７１に出力する。
　例えば、スイッチ回路６０は、端子Ｔ５５，Ｔ５６間に、ＶＧ以上の電圧の駆動信号が出力されるとオンする。これにより、電圧源Ｖ４の負の高電圧が、出力端子Ｔ７１に出力される。電圧源Ｖ４の電圧は、例えば、－１ｋＶ～－１０ｋＶの負の高電圧である。
　スイッチ回路６０は、トランジスタＴｒ６１～Ｔｒ６３と、抵抗Ｒ６１～Ｒ６６と、ダイオードＤ６１～Ｄ６３とを有している。トランジスタＴｒ６１～Ｔｒ６３は、例えば、Ｎ型のＭＯＳトランジスタである。
　トランジスタＴｒ６１のゲートは、端子Ｔ６１を介して、端子Ｔ６５と接続されている。トランジスタＴｒ６１のソースは、端子Ｔ６２を介して、端子Ｔ５６および電圧源Ｖ４と接続されている。
　トランジスタＴｒ６２，Ｔｒ６３は、トランジスタＴｒ６１と出力端子Ｔ７１との間にカスコード接続されている。トランジスタＴｒ６２のソースは、トランジスタＴｒ６１のドレインと接続され、トランジスタＴｒ６３のソースは、トランジスタＴｒ６２のドレインと接続され、トランジスタＴｒ６３のドレインは、端子Ｔ６３を介して、出力端子Ｔ７１と接続されている。
　トランジスタＴｒ６２，Ｔ６３のゲートには、電圧源Ｖ４と出力端子Ｔ７１との間の電圧を分圧して入力する抵抗Ｒ６１～Ｒ６３が接続されている。抵抗Ｒ６１は、トランジスタＴｒ６２のゲートと、トランジスタＴｒ６１のソース（電圧源Ｖ４）との間に接続されている。抵抗Ｒ６２は、トランジスタＴｒ６２のゲートと、トランジスタＴｒ６３のゲートとの間に接続されている。抵抗Ｒ６３は、トランジスタＴｒ６３のゲートと、トランジスタＴｒ６３のドレイン（出力端子Ｔ７１）との間に接続されている。
　トランジスタＴｒ６１～Ｔｒ６２のそれぞれのソースとドレインとの間には、抵抗Ｒ６４～Ｒ６６が並列に接続されている。抵抗Ｒ６４～Ｒ６６は、電圧源Ｖ４と出力端子Ｔ７１との間の電圧を分圧して印加する。この抵抗Ｒ６４～Ｒ６６により、トランジスタＴｒ６１～Ｔｒ６３のそれぞれの耐圧は平等となり、トランジスタＴｒ６１～Ｔｒ６３は、安定して動作することができる。
　トランジスタＴｒ６１～Ｔｒ６３のそれぞれのゲートとソースとの間には、ダイオードＤ６１～Ｄ６３が接続されている。ダイオードＤ６１～Ｄ６３は、例えば、ツェナーダイオードであり、トランジスタＴｒ６１～Ｔｒ６３のゲートにかかる過電圧を抑制する。
　スイッチ回路６０の動作について説明する。電圧源Ｖ４と出力端子Ｔ７１との間の電圧は、抵抗Ｒ６４～Ｒ６６によって分圧され、トランジスタＴｒ６１～Ｔｒ６３のぞれぞれのソースに印加されている。また、電圧源Ｖ４と出力端子Ｔ７１との間の電圧は、抵抗Ｒ６１～Ｒ６３によって分圧され、トランジスタＴｒ６１，Ｔｒ６２のそれぞれのゲートに印加されている。従って、端子Ｔ６１と端子Ｔ６２との間の電位差がゼロの場合、すなわち、端子Ｔ５５，Ｔ５６間に出力された駆動信号の電圧がゼロの場合、トランジスタＴｒ６１～Ｔｒ６３は、オフの状態にあり、微小なブリーダ電流が流れている。
　ブリーダ電流は、電圧源Ｖ４に流入し、抵抗Ｒ７１を介して帰還するが、同時に電圧源Ｖ３によるブリーダ電流が、抵抗Ｒ７１、電圧源Ｖ３、スイッチ回路４０、および端子Ｔ４３を介して流れる。そのため、端子Ｔ６３と端子Ｔ４３はゼロ電位に保たれ、出力端子Ｔ７１の電位はゼロである。
　端子Ｔ６１，Ｔ６２間に、駆動信号（ＶＧ）が印加されると、トランジスタＴｒ６１はオンする。トランジスタＴｒ６１がオンすると、抵抗Ｒ６４の両端は短絡状態となり、トランジスタＴｒ６２のソース電位が、トランジスタＴｒ６２のゲート電位より低くなる。トランジスタＴｒ６２のゲートとソースとの電位差がＶＧを超えると、トランジスタＴｒ６２はオンする。
　トランジスタＴｒ６２がオンすると、抵抗Ｒ６５の両端は短絡状態となり、トランジスタＴｒ６３のソース電位が、トランジスタＴｒ６３のゲート電位より低くなる。トランジスタＴｒ６３のゲートとソースとの電位差がＶＧを超えると、トランジスタＴｒ６３はオンする。
　すなわち、端子Ｔ６１，Ｔ６２に駆動信号が出力されると、トランジスタＴｒ６１～Ｔｒ６３は、トランジスタＴｒ６１，Ｔｒ６２，Ｔｒ６３の順にオンする。そして、出力端子Ｔ７１には、電圧源Ｖ４の負の高電圧が印加される。一方、端子Ｔ６１，Ｔ６２に駆動信号が出力されなくなると（端子Ｔ６１，Ｔ６２間の電圧がゼロになると）、トランジスタＴｒ６１～Ｔｒ６３は、トランジスタＴｒ６１，Ｔｒ６２，Ｔｒ６３の順にオフし、出力端子Ｔ７１の電位はゼロに戻る。
　このように、スイッチ回路４０は、正の電圧源Ｖ３と出力端子Ｔ７１との間に接続され、カスコード接続された複数のトランジスタＴｒ４１～Ｔｒ４３によって、電圧源Ｖ３の正の高電圧を出力端子Ｔ７１に出力する。また、スイッチ回路６０は、負の電圧源Ｖ４と出力端子Ｔ７１との間に接続され、カスコード接続された複数のトランジスタＴｒ６１～Ｔｒ６３によって、電圧源Ｖ４の負の高電圧を出力端子Ｔ７１に出力する。これにより、電源２は、高電圧の極性をより高速に切り替えることができる。
　図３は、電源２の動作例を説明するタイミングチャートである。図３に示す横軸ｔは時間を示している。
　（Ａ）に示す波形は、図２の端子Ｔ１１に入力される制御信号を示している。（Ｂ）に示す波形は、タイミング制御回路１０の遅延器１１から出力される制御信号を示している。
　タイミング制御回路１０のＡＮＤ回路Ｚ１１には、（Ａ）に示す波形の制御信号と、（Ｂ）に示す波形の制御信号とが入力される。従って、ＡＮＤ回路Ｚ１１からは、（Ａ）に示す波形と、（Ｂ）に示す波形とのＡＮＤを取った、（Ｃ）に示す波形の制御信号が出力される。（Ｃ）に示す波形の制御信号は、フローティング駆動回路３０に出力される。
　また、タイミング制御回路１０のＮＡＮＤ回路Ｚ１２には、（Ａ）に示す波形の制御信号と、（Ｂ）に示す波形の制御信号とが入力される。従って、ＮＡＮＤ回路Ｚ１２からは、（Ａ）に示す波形と、（Ｂ）に示す波形とのＮＡＮＤを取った、（Ｄ）に示す波形の制御信号が出力される。（Ｄ）に示す波形の制御信号は、フローティング駆動回路５０に出力される。
　（Ｅ）に示す波形は、出力端子Ｔ７１から出力される電圧の波形を示している。（Ｃ）および（Ｅ）に示すように、フローティング駆動回路３０に「Ｈ」の制御信号が入力されているとき、フローティング駆動回路３０からは、スイッチ回路４０をオンする駆動信号が出力され、出力端子Ｔ７１には、電圧源Ｖ３の正の高電圧「ＶＤＤ」が出力される。また、（Ｄ）および（Ｅ）に示すように、フローティング駆動回路５０に「Ｈ」の制御信号が入力されているとき、フローティング駆動回路５０からは、スイッチ回路６０をオンする駆動信号が出力され、出力端子Ｔ７１には、電圧源Ｖ４の負の高電圧「－ＶＥＥ」が出力される。
　図３の「ΔＴ」に示すように、スイッチ回路４０，６０のオン・オフの遷移時間は、タイミング制御回路１０の遅延器１１によって、時間差を持つ。これにより、電源２は、電圧源Ｖ３と電圧源Ｖ４とが導通することによる貫通電流を阻止しつつ、出力端子Ｔ７１に接続される負荷への充放電を高速に行うことができる。
　以上説明したように、正の電圧源Ｖ３と出力端子Ｔ７１との間に接続されたスイッチ回路４０は、駆動信号が入力される、出力端子Ｔ７１と接続されたトランジスタＴｒ４１と、トランジスタＴｒ４１と電圧源Ｖ３との間にカスコード接続された複数のトランジスタＴｒ４２，Ｔｒ４３と、複数のトランジスタＴｒ４２，Ｔｒ４３のそれぞれのゲートに、電圧源Ｖ３と出力端子Ｔ７１との間の電圧を分圧して入力する複数の抵抗Ｒ４１～Ｒ４３と、を有する。負の電圧源Ｖ４と出力端子Ｔ７１との間に接続されたスイッチ回路６０は、駆動信号が入力される、電圧源Ｖ４と接続されたトランジスタＴｒ６１と、トランジスタＴｒ６１と出力端子Ｔ７１との間にカスコード接続されたトランジスタＴｒ６２，Ｔｒ６３と、複数のトランジスタＴｒ６２，６３のそれぞれのゲートに、電圧源Ｖ４と出力端子Ｔ７１との間の電圧を分圧して入力する複数の抵抗Ｒ６１～Ｒ６３とを有する。これにより、電源２は、高電圧の極性をより高速に切り替え、出力することができる。例えば、電源２は、０．５ｍｓｅｃで、電圧源Ｖ３，Ｖ４の高電圧を切り替え、出力することができる。また、電源２は、簡易な構成で実現でき、低コスト化を図ることができる。また、質量分析装置は、正負イオンの定量分析を高精度で短時間に行うことができる。
　また、トランジスタＴｒ４１～Ｔｒ４３のそれぞれには、抵抗Ｒ４４～Ｒ４６が並列に接続され、トランジスタＴｒ６１～Ｔｒ６３のそれぞれには、抵抗Ｒ６４～Ｒ６６が並列に接続される。これにより、トランジスタＴｒ４１～Ｔｒ４３，Ｔｒ６１～Ｔｒ６３の耐電圧は平等となり、トランジスタＴｒ４１～Ｔｒ４３，Ｔｒ６１～Ｔｒ６３は、過渡的な変化に対しても安定して動作することができる。
　また、電源２は、スイッチ回路４０，６０とタイミング制御回路１０との間に、スイッチ回路４０，６０とタイミング制御回路１０とを電気的に絶縁するフローティング駆動回路３０，５０を有する。これにより、電源２は、電圧源Ｖ３と出力端子Ｔ７１との間に接続されたスイッチ回路４０と、電圧源Ｖ４と出力端子Ｔ７１との間に接続されたスイッチ回路６０とを高速に駆動することができる。
　［第２の実施の形態］
　第２の実施の形態では、フローティング駆動回路は、複数のトランスを有する。これにより、それぞれのトランスにかかる絶縁耐圧を低くし、電圧源のさらなる高電圧に対応できるようにする。
　図４は、第２の実施の形態に係る電源２の回路図である。図４において、図２と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。以下では、図２と異なる部分について説明する。
　図４に示すように電源２は、フローティング駆動回路８０と、抵抗Ｒ８１，Ｒ８２と、端子Ｔ８１～Ｔ８７と、フローティング駆動回路９０と、抵抗Ｒ９１，Ｒ９２と、端子Ｔ９１～Ｔ９７とを有している。フローティング駆動回路９０は、フローティング駆動回路８０と同様の構成を有しており、その説明を省略する。
　端子Ｔ８１，Ｔ８２には、図２の端子Ｔ３１，Ｔ３２と同様に、制御信号と発振信号とが入力される。端子Ｔ８３には、図２の端子Ｔ３３と同様に、電圧源Ｖ１の電圧が入力される。端子Ｔ８６，Ｔ８７からは、図２の端子Ｔ３５，Ｔ３６と同様に、駆動信号が出力される。
　フローティング駆動回路８０は、ＡＮＤ回路Ｚ８１と、トランジスタＴｒ８１と、コンデンサＣ８１，Ｃ８２と、トランスＭ８１，Ｍ８２と、ダイオードＤ８１とを有している。ＡＮＤ回路Ｚ８１、トランジスタＴｒ８１、コンデンサＣ８１、およびトランスＭ８１の１次側は、図２に示したＡＮＤ回路Ｚ３１、トランジスタＴｒ３１、コンデンサＣ３１、およびトランスＭ３１の１次側と同様であり、その説明を省略する。
　トランスＭ８１，Ｍ８２は、直列に接続されている。トランスＭ８１の２次側は、トランスＭ８２の１次側に接続されている。これにより、トランスＭ８２の２次側には、発振器２０から出力される発振信号と同一周期の電圧（パルス波形）が誘起される。
　トランスＭ８２の２次側に誘起された電圧は、ダイオードＤ８１およびコンデンサＣ８２によって構成される平滑回路で平滑化される。これにより、端子Ｔ８６，Ｔ８７間には、端子Ｔ８１に入力された制御信号に応じた、フローティングされた駆動信号が発生する。
　抵抗Ｒ８１，Ｒ８２は、出力端子Ｔ７１とグランドとの間に直列に接続されている。トランスＭ８１の２次側の一端およびトランスＭ８２の１次側の一端は、端子Ｔ８５を介して、抵抗Ｒ８１と抵抗Ｒ８２との間に接続されている。これにより、トランスＭ８１の２次側の一端の電位およびトランスＭ８２の１次側の一端の電位は、出力端子Ｔ７１の電位を、抵抗Ｒ８１，Ｒ８２によって分圧した電位に保持される。例えば、抵抗Ｒ８１，Ｒ８２の抵抗値を同じにすると、端子Ｔ８５の電位は、出力端子Ｔ７１の電位の中間電位（１／２）に保持され、トランスＭ８１，Ｍ８２の絶縁耐圧を平等にできる。
　上記では、直列に接続された２つのトランスＭ８１，Ｍ８２の例について説明したが、３以上のトランスが直列に接続されてもよい。この場合、直列に接続するトランスの数に合わせて、出力端子Ｔ７１とグランドとの間に直列に接続される抵抗の数を増やす。そして、各トランスの接続点を、複数の抵抗で分圧した電位で保持するようにする。
　以上説明したように、フローティング駆動回路８０，９０は、直列に接続された複数のトランスＭ８１，Ｍ８２を有する。これにより、フローティング駆動回路８０，９０は、さらに絶対値の大きい電圧を出力する電圧源Ｖ３，Ｖ４が用いられても、スイッチ回路４０，６０をフローティング駆動することができる。例えば、フローティング駆動回路８０，９０は、例えば、電圧源Ｖ３，Ｖ４の電圧の絶対値が、１０ｋＶを超えるような場合であっても、トランスと抵抗とを複数個設けることにより、スイッチ回路４０，６０をフローティング駆動することができる。
　［第３の実施の形態］
　第３の実施の形態では、フローティング駆動回路は、フォトカプラによって、タイミング制御回路とスイッチ回路とを電気的に絶縁する。
　図５は、第３の実施の形態に係る電源２の回路図である。図５において、図２と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。以下では、図２と異なる部分について説明する。
　図５に示すように電源２は、フローティング駆動回路１００と、端子Ｔ１０１～Ｔ１０５と、フローティング駆動回路１１０と、端子Ｔ１１１～Ｔ１１５とを有している。フローティング駆動回路１１０は、フローティング駆動回路１００と同様の構成を有しており、その説明を省略する。
　端子Ｔ１０１には、図２の端子Ｔ３１と同様に、制御信号が入力される。端子Ｔ１０２には、図２の端子Ｔ３３と同様に、電圧源Ｖ１の電圧が入力される。端子Ｔ１０４，Ｔ１０５からは、図２の端子Ｔ３５，Ｔ３６と同様に、駆動信号が出力される。
　フローティング駆動回路１００は、トランジスタＴｒ１０１と、フォトカプラＰＴ１０１～ＰＴ１０３とを有している。トランジスタＴｒ１０１は、例えば、Ｎ型のＭＯＳトランジスタである。
　トランジスタＴｒ１０１のゲートは、端子Ｔ１０１と接続され、タイミング制御回路１０から出力される制御信号が入力される。トランジスタＴｒ１０１のドレインは、フォトカプラＰＴ１０１～ＰＴ１０３のそれぞれの発光側ダイオードの一端と接続されている。トランジスタＴｒ１０１のソースは、端子Ｔ１０３を介して、グランドに接続されている。
　フォトカプラＰＴ１０１～ＰＴ１０３のそれぞれの発光側ダイオードの他端は、端子Ｔ１０２を介して、電圧源Ｖ１と接続されている。フォトカプラＰＴ１０１～ＰＴ１０３の受光側ダイオードは、直列となるように接続されている。直列に接続された受光側ダイオードの両端は、端子Ｔ１０４，Ｔ１０５に接続されている。
　端子Ｔ１０１に「Ｈ」の制御信号が入力されると、トランジスタＴｒ１０１はオンする。これにより、フォトカプラＰＴ１０１～ＰＴ１０３のそれぞれの発光側ダイオードには、電圧源Ｖ１の電圧が印加され、フォトカプラＰＴ１０１～ＰＴ１０３の発光側ダイオードは発光する。
　フォトカプラＰＴ１０１～ＰＴ１０３の受光側ダイオードは直列に接続されており、１個当たりの出力電圧を「Ｖｐｔ」とすると、端子Ｔ１０４，Ｔ１０５には、「３Ｖｐｔ」の電圧の駆動信号が出力される。例えば、フォトカプラＰＴ１０１～ＰＴ１０３の受光側ダイオードの１個当たりの出力電圧を「０．７Ｖ」とすると、端子Ｔ１０４，Ｔ１０５には、「２．１Ｖ」の駆動信号が出力される。
　なお、端子Ｔ１０４，Ｔ１０５間の電圧差をＶＧ以上とすれば、スイッチ回路４０を駆動できる。従って、スイッチ回路４０に使用するトランジスタのＶＧに応じて、フォトカプラＰＴ１０１～ＰＴ１０３の数を増減させる。
　以上説明したように、フローティング駆動回路１００，１１０は、受光側ダイオードが直列に接続された複数のフォトカプラＰＴ１０１～ＰＴ１０３によって、スイッチ回路４０，６０とタイミング制御回路１０とを絶縁する。これにより、フローティング駆動回路１００，１１０は、適切な電圧の駆動信号をスイッチ回路４０，６０に出力することができる。
　なお、上記では、フォトカプラＰＴ１０１～ＰＴ１０３の発光側ダイオードの接続は並列接続としているが、電圧源Ｖ１の電圧に応じて直列に接続してもよい。
　また、発光側ダイオードと受光側ダイオードとを一体としたフォトカプラＰＴ１０１～ＰＴ１０３ではなく、発光側と受光側を別部品で構成してもよい。この場合、発光側と受光側は、十分な絶縁距離を確保する。
　［第４の実施の形態］
　第４の実施の形態では、受光側にフォトトランジスタを用いたフォトカプラによって、タイミング制御回路とスイッチ回路とを電気的に絶縁する。
　図６は、第４の実施の形態に係る電源２の回路図である。図６において、図２と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。以下では、図２と異なる部分について説明する。
　図６に示すように電源２は、フローティング駆動回路１２０と、端子Ｔ１２１～Ｔ１２６と、フローティング駆動回路１３０と、端子Ｔ１３１～Ｔ１３６とを有している。フローティング駆動回路１３０は、フローティング駆動回路１２０と同様の構成を有しており、その説明を省略する。
　端子Ｔ１２１には、発振器２０から出力される発振信号が入力される。端子Ｔ１２２には、タイミング制御回路１０から出力される制御信号が入力される。端子Ｔ１２５，Ｔ１２６からは、図２の端子Ｔ３５，Ｔ３６と同様に、駆動信号が出力される。
　フローティング駆動回路１２０は、トランジスタＴｒ１２１，Ｔｒ１２２と、コンデンサＣ１２１，Ｃ１２２と、トランスＭ１２１と、ダイオードＤ１２１と、抵抗Ｒ１２１と、反転回路Ｚ１２１と、フォトカプラＰＴ１２１とを有している。
　トランジスタＴｒ１２１は、例えば、Ｎ型のＭＯＳトランジスタである。トランジスタＴｒ１２１のゲートには、端子Ｔ１２１を介して、発振器２０の発振信号が入力される。トランジスタＴｒ１２１のドレインは、トランスＭ１２１の１次側の一端と接続されている。トランジスタＴｒ１２１のソースは、端子Ｔ１２４を介して、グランドに接続されている。トランジスタＴｒ１２１のソースとドレインとの間に接続されたコンデンサＣ１２１は、トランジスタＴｒ１２１のオフ期間に、トランスＭ１２１の１次巻線と共振して安定した疑似共振を行う。
　トランスＭ１２１の１次側の他端は、端子Ｔ１２３を介して、電圧源Ｖ１と接続されている。トランスＭ１２１の２次側は、ダイオードＤ１２１とコンデンサＣ１２２とによって構成される平滑回路と抵抗Ｒ１２１とを介して、端子Ｔ１２５，Ｔ１２６と接続されている。
　反転回路Ｚ１２１には、端子Ｔ１２２を介して、制御信号が入力される。反転回路Ｚ１２１は、入力された制御信号を反転して、トランジスタＴｒ１２２のゲートに出力する。
　トランジスタＴｒ１２２は、例えば、Ｎ型のＭＯＳトランジスタである。トランジスタＴｒ１２２のドレインは、フォトカプラＰＴ１２１の発光側ダイオードの一端と接続されている。トランジスタＴｒ１２２のソースは、端子Ｔ１２４を介して、グランドと接続されている。
　フォトカプラＰＴ１２１の発光側ダイオードの他端は、端子Ｔ１２３を介して、電圧源Ｖ１と接続されている。フォトカプラＰＴ１２１の受光側トランジスタは、端子Ｔ１２５，Ｔ１２６と接続されている。
　トランジスタＴｒ１２１は、ゲートに入力される発振信号（クロック信号）に応じてオン・オフする。これにより、トランスＭ１２１の１次側は、電圧源Ｖ１とグランドとの間でオン・オフし、トランスＭ１２１の２次側は、発振信号と同一周期の電圧（パルス波形）が誘起される。トランスＭ１２１の２次側に誘起された電圧（以下、ＶＣＣ２と呼ぶことがある）は、ダイオードＤ１２１およびコンデンサＣ１２２によって構成される平滑回路で平滑化される。
　反転回路Ｚ１２１に、「Ｈ」の制御信号が入力された場合、トランジスタＴｒ１２２のゲートには、「Ｌ」の制御信号が入力され、トランジスタＴｒ１２２はオフする。トランジスタＴｒ１２２がオフすると、フォトカプラＰＴ１２１の発光側ダイオードには、電圧源Ｖ１による電流が流れないため、発光側ダイオードは発光せず、受光側トランジスタはオフする。これにより、端子Ｔ１２５，Ｔ１２６間には、抵抗Ｒ１２１を介して、トランスＭ１２１の２次側の電圧ＶＣＣ２（駆動信号）が出力される。
　一方、反転回路Ｚ１２１に、「Ｌ」の制御信号が入力された場合、トランジスタＴｒ１２２のゲートには、「Ｈ」の制御信号が入力され、トランジスタＴｒ１２２はオンする。トランジスタＴｒ１２２がオンすると、フォトカプラＰＴ１２１の発光側ダイオードには、電圧源Ｖ１による電流が流れ、発光側ダイオードは発光し、受光側トランジスタはオンする。これにより、トランスＭ１２１の２次側の電圧ＶＣＣ２（駆動信号）は、抵抗Ｒ１２１に電流を流して消費されるため、端子Ｔ１２５，Ｔ１２６間の電圧はほぼゼロとなる。
　以上説明したように、フローティング駆動回路１２０，１３０は、発振信号に応じて、電圧源Ｖ１に基づく電圧を２次側に出力するするトランスＭ１２１と、制御信号に応じて、トランスＭ１２１の２次側の出力を制御し、駆動信号として出力するフォトカプラＰＴ１２１とを有する。これにより、フローティング駆動回路１２０，１３０は、スイッチ回路４０，６０に用いられるトランジスタの素子特性（ＶＧ）に応じて、電圧源Ｖ１，Ｖ２の電圧、トランスＭ１２１の巻き線比、および抵抗Ｒ１２１の値を適切に選択または変更することにより、適切にスイッチ回路４０，６０をフローティング駆動することができる。
　なお、電圧源Ｖ３，Ｖ４の電圧に応じて、フローティング駆動回路１２０，１３０の絶縁耐圧の向上を図るには、第２の実施の形態で説明したように、トランスを複数直列に接続すればよい。また、第３の実施の形態で説明したように、フォトカプラの発光側ダイオードと受光側トランジスタとを個別部品で構成すればよい。
　［第５の実施の形態］
　第５の実施の形態では、出力端子に出力する高電圧の大きさを変更できるようにする。
　図７は、第５の実施の形態に係る電源２の回路図である。図７において、図２と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。以下では、図２と異なる部分について説明する。
　図７に示すように電源２は、端子Ｔ１４１と、比較器Ｚ１４１と、増幅回路１５０，１７０と、フローティング駆動回路１６０，１８０と、端子Ｔ１６１～Ｔ１６５と、端子Ｔ１８１～Ｔ１８５と、抵抗Ｒ１４１，Ｒ１４２とを有している。
　端子Ｔ１４１には、制御部１から出力される制御信号が入力される。制御信号は、正負の電圧で出力され、その大きさが変えられるようになっている。
　比較器Ｚ１４１の正相入力には、端子Ｔ１４１を介して、制御信号が入力される。比較器Ｚ１４１の逆相入力には、抵抗Ｒ１４１，Ｒ１４２によって分圧された出力端子Ｔ７１の電圧が入力される。すなわち、出力端子Ｔ７１の電圧は、抵抗Ｒ１４１，Ｒ１４２によって、比較器Ｚ１４１にフィードバックされる。比較器Ｚ１４１は、正相入力および逆相入力に入力された電圧を比較し、比較結果を電圧として増幅回路１５０，１７０に出力する。
　増幅回路１５０は、演算増幅器Ｚ１５１と、ダイオードＤ１５１，Ｄ１５２と、抵抗Ｒ１５１とを有している。演算増幅器Ｚ１５１の正相入力には、比較器Ｚ１４１の出力電圧が入力される。比較器Ｚ１４１の出力電圧が正の場合、ダイオードＤ１５２がオンし、演算増幅器Ｚ１５１は、ボルテージフォロワを構成する。そして、比較器Ｚ１４１の出力電圧が端子Ｔ１６１に出力される。一方、比較器Ｚ１４１の比較結果が負の電圧の場合、ダイオードＤ１５２はカットオフ状態となり、端子Ｔ１６１には、比較器Ｚ１４１の出力電圧が出力されない。
　フローティング駆動回路１６０は、トランジスタＴｒ１６１と、コンデンサＣ１６１，Ｃ１６２と、トランスＭ１６１と、ダイオードＤ１６１とを有している。
　トランジスタＴｒ１６１は、例えば、Ｎ型のＭＯＳトランジスタである。トランジスタＴｒ１６１のソースは、端子Ｔ１６３を介してグランドに接続され、ドレインは、トランスＭ１６１の１次側の一端に接続されている。トランジスタＴｒ１６１は、ゲートに入力される発振信号に応じてオン・オフし、これにより、トランスＭ１６１の１次側は、端子Ｔ１６１とグランドとの間でオン・オフする。
　コンデンサＣ１６１は、トランジスタＴｒ１６１のオフ期間に、トランスＭ１６１の１次巻線と共振して安定した疑似共振を行う。
　トランスＭ１６１の１次側の他端は、端子Ｔ１６１を介して、ボルテージフォロワ（演算増幅器Ｚ１５１）の出力と接続されている。トランスＭ１６１の２次側は、１次側のボルテージフォロワの出力とグランドとの間のオン・オフによって、発振器２０から出力される発振信号と同一周期の、ボルテージフォロワの出力電圧の大きさに比例した大きさの電圧（パルス波形）が誘起される。
　トランスＭ１６１の２次側に誘起された電圧は、ダイオードＤ１６１およびコンデンサＣ１６２によって構成される平滑回路で平滑化される。これにより、端子Ｔ１６４，Ｔ１６５間には、スイッチ回路４０をフローティング駆動する駆動信号が発生する。
　増幅回路１７０は、演算増幅器Ｚ１７１と、ダイオードＤ１７１，Ｄ１７２と、抵抗Ｒ１７１，Ｒ１７２とを有している。演算増幅器Ｚ１７１の逆相入力には、比較器Ｚ１４１の出力電圧が、抵抗Ｒ１７１を介して入力される。比較器Ｚ１４１の出力電圧が負の場合、演算増幅器Ｚ１７１の出力電圧は正となってダイオードＤ１７２がオンし、演算増幅器Ｚ１５１は、抵抗Ｒ１７１，Ｒ１７２の比で決まる利得を持つ反転増幅器を構成する。そして、比較器Ｚ１４１の反転増幅された出力電圧が端子Ｔ１８１に出力される。一方、比較器Ｚ１４１の比較結果が正の電圧の場合、演算増幅器Ｚ１５１の出力電圧は負となってダイオードＤ１７２はカットオフ状態となり、端子Ｔ１８１には、比較器Ｚ１４１の出力電圧が出力されない。
　フローティング駆動回路１８０は、フローティング駆動回路１６０と同様であり、その説明を省略する。なお、端子Ｔ１８４，Ｔ１８５間には、端子Ｔ１４１に入力された、負の制御信号の絶対値の大きさに応じた駆動信号が発生する。
　電源２の動作について説明する。端子Ｔ１４１と出力端子Ｔ７１の電圧はゼロであるとする。この状態から、端子Ｔ１４１に、例えば、１Ｖの制御信号が入力されると、比較器Ｚ１４１の出力電圧は、正の電圧「＋Ｖｉｎ」となる。
　比較器Ｚ１４１から、正の電圧「＋Ｖｉｎ」が出力されると、増幅回路１５０の演算増幅器Ｚ１５１の出力電圧は正となり、ダイオードＤ１５２がオンする。これにより、演算増幅器Ｚ１５１は、ボルテージフォロワを構成し、端子Ｔ１６１には「＋Ｖｉｎ」が出力される。
　端子Ｔ１６２には、発振器２０から出力された発信信号が入力されており、増幅回路１５０のトランジスタＴｒ１６１はスイッチング動作する。トランスＭ１６１の１次側は、「＋Ｖｉｎ」の電圧において、オン・オフが繰り返されるため、トランスＭ１６１の２次側には、「＋Ｖｉｎ」の大きさに比例した電圧「Ｖｄ」の駆動信号が発生する。スイッチ回路４０は、電圧「Ｖｄ」の駆動信号によってオンし、出力端子Ｔ７１に正の電圧が発生する。
　比較器Ｚ１４１の出力電圧「＋Ｖｉｎ」は、増幅回路１７０にも出力されるが、演算増幅器Ｚ１７１の出力はマイナス電位となって、ダイオードＤ１７２はカットオフし、端子Ｔ１８１の電圧はゼロのままとなる。このため、フローティング駆動回路１８０から駆動信号は出力されないため、スイッチ回路６０はオフとなる。
　出力端子Ｔ７１の出力電圧は、抵抗Ｒ１４１，Ｒ１４２によって分圧され、比較器Ｚ１４１の逆相入力に入力（フィードバック）される。ここで、例えば、抵抗Ｒ１４１，Ｒ１４２の抵抗比を１０００：１とし、電圧源Ｖ３の電圧を５．０００Ｖとした場合、抵抗Ｒ１４２の電圧は０から上昇し、最大５Ｖに到達することになるが、１Ｖまで上昇した時点で、比較器Ｚ１４１の出力はゼロとなる（端子Ｔ１４１には、１Ｖの制御信号が入力されている）。
　比較器Ｚ１４１の出力がゼロになると、増幅回路１５０の出力電圧はゼロとなり、スイッチ回路４０がオフ方向に動作するフィードバック動作となる。これにより、出力端子Ｔ７１の出力電圧は１．０００Ｖで一定となる。なお、５．０００Ｖの出力電圧を得たい場合には、制御部１は、端子Ｔ１４１に５Ｖの制御信号を出力すればよい。
　次に、負の出力電圧を出力する場合の動作について説明する。端子Ｔ１４１に、例えば、－１Ｖの制御信号が入力されると、比較器Ｚ１４１の出力電圧は、負の電圧「－Ｖｉｎ」となる。
　比較器Ｚ１４１から、負の電圧「－Ｖｉｎ」が出力されると、増幅回路１７０の演算増幅器Ｚ１７１の出力電圧は正となり、ダイオードＤ１７２がオンする。演算増幅器Ｚ１７１は、抵抗Ｒ１７１，Ｒ１７２の比で決まる利得Ｇを持つ反転増幅器の動作となり、端子Ｔ１８１には「＋Ｖｉｎ×Ｇ」の電圧が出力される。
　端子Ｔ１８１に正の電圧「＋Ｖｉｎ×Ｇ」が出力されると、フローティング駆動回路１８０は、正の電圧の駆動信号を端子Ｔ１８４，Ｔ１８５に出力する。スイッチ回路６０は、駆動信号によってオンし、出力端子Ｔ７１に電圧が発生する。
　比較器Ｚ１４１の出力電圧「－Ｖｉｎ」は、増幅回路１５０にも出力されるが、演算増幅器Ｚ１５１の出力はマイナス電位となって、ダイオードＤ１５２はカットオフし、端子Ｔ１６１の電圧はゼロのままとなる。このため、フローティング駆動回路１６０から駆動信号は出力されないため、スイッチ回路４０はオフとなる。
　出力端子Ｔ７１の出力電圧は、抵抗Ｒ１４１，Ｒ１４２によって分圧され、比較器Ｚ１４１の逆相入力に入力（フィードバック）される。ここで、例えば、抵抗Ｒ１４１，Ｒ１４２の抵抗比を１０００：１とし、電圧源Ｖ４の電圧を－５．０００Ｖとした場合、抵抗Ｒ１４２の電圧は０から下降し、最小－５Ｖに到達することになるが、－１Ｖまで下降した時点で、比較器Ｚ１４１の出力はゼロとなる（端子Ｔ１４１には、－１Ｖの制御信号が入力されている）。
　比較器Ｚ１４１の出力がゼロになると、増幅回路１７０の出力電圧はゼロとなり、スイッチ回路６０がオフ方向に動作するフィードバック動作となる。これにより、出力端子Ｔ７１の出力電圧は－１．０００Ｖで一定となる。なお、－５．０００Ｖの出力電圧を得たい場合には、制御部１は、端子Ｔ１４１に－５Ｖの制御信号を出力すればよい。
　このように、電源２は、端子Ｔ１４１に入力される制御信号の電圧に応じて、正負の高電圧出力をコントロールすることができる。
　以上説明したように、電源２は、制御信号とフィードバック信号とを比較する比較器Ｚ１４１と、比較器Ｚ１４１の正の電圧を検出して出力する増幅回路１５０と、比較器Ｚ１４１の負の電圧を検出して反転出力する増幅回路１７０と、増幅回路１５０とスイッチ回路４０とを絶縁する、増幅回路１５０の出力に基づいて、スイッチ回路４０を駆動する駆動信号を出力するフローティング駆動回路１６０と、増幅回路１７０とスイッチ回路６０とを絶縁する、増幅回路１７０の出力に基づいて、スイッチ回路６０を駆動する駆動信号を出力するフローティング駆動回路１８０と、出力端子Ｔ７１の電圧を分圧して、比較器Ｚ１４１にフィードバックする抵抗Ｒ１４１，Ｒ１４２とを有する。これにより、電源２は、端子Ｔ１４１に入力される制御信号の電圧に応じて、正負の高電圧出力をコントロールすることができる。また、電源２を備えた質量分析装置は、様々なイオン分子の検出のためのアルゴリズムを組み立てることができる。
　以上、本発明について実施形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施形態に記載の範囲には限定されない。上記実施形態に多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者には明らかである。また、そのような変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。さらに、各実施の形態を組み合わせることもできる。
　また、図面等において示した各構成の位置、大きさ、形状、範囲などは、発明の理解を容易にするため、実際の位置、大きさ、形状、範囲などを表していない場合がある。このため、本発明は、必ずしも、図面等に開示された位置、大きさ、形状、範囲などに限定されない。
　（付記１）
　第１の極性の電圧源と出力端子との間に接続された第１のスイッチ回路と、第２の極性の電圧源と前記出力端子との間に接続された第２のスイッチ回路と、を有し、前記第１のスイッチ回路は、制御端子に前記出力端子の電圧を制御する第１の駆動信号が入力される、前記出力端子と接続された第１のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子と前記第１の極性の電圧源との間にカスコード接続された複数の第２のスイッチ素子と、前記複数の第２のスイッチ素子のそれぞれの制御端子に、前記第１の極性の電圧源と前記出力端子との間の電圧を分圧して入力する第１の分圧回路と、を有し、前記第２のスイッチ回路は、制御端子に前記出力端子の電圧を制御する第２の駆動信号が入力される、前記第２の極性の電圧源と接続された第３のスイッチ素子と、前記第３のスイッチ素子と前記出力端子との間にカスコード接続された複数の第４のスイッチ素子と、前記複数の第４のスイッチ素子のそれぞれの制御端子に、前記第２の極性の電圧源と前記出力端子との間の電圧を分圧して入力する第２の分圧回路と、を有する電源と、
　前記出力端子から出力される電圧によって、試料の質量分析を行う質量分析部と、
　を有することを特徴とする質量分析装置。
　（付記２）
　付記１に記載の質量分析装置であって、
　前記質量分析部は、前記出力端子から出力される電圧によって、マスフィルタを通過したイオンを誘引するコンバージョンダイノード部、
　を有することを特徴とする質量分析装置。
　１…制御部、２～４…電源、５…イオン化部、６…マスフィルタ、７…ＣＤ部、８…シンチレータ、９…光電子検出器、１０…タイミング制御回路、２０…発振器、３０，５０…フローティング駆動回路、４０，６０…スイッチ回路、８０，９０，１００，１１０，１２０，１３０…フローティング駆動回路、Ｚ１４１…比較器、１５０，１７０…増幅回路、１６０，１８０…フローティング駆動回路。

Claims (10)

  1. 　第１の極性の電圧源と出力端子との間に接続された第１のスイッチ回路と、
    　第２の極性の電圧源と前記出力端子との間に接続された第２のスイッチ回路と、
    　を有し、
    　前記第１のスイッチ回路は、
    　制御端子に前記出力端子の電圧を制御する第１の駆動信号が入力される、前記出力端子と接続された第１のスイッチ素子と、
    　前記第１のスイッチ素子と前記第１の極性の電圧源との間にカスコード接続された複数の第２のスイッチ素子と、
    　前記複数の第２のスイッチ素子のそれぞれの制御端子に、前記第１の極性の電圧源と前記出力端子との間の電圧を分圧して入力する第１の分圧回路と、
    　を有し、
    　前記第２のスイッチ回路は、
    　制御端子に前記出力端子の電圧を制御する第２の駆動信号が入力される、前記第２の極性の電圧源と接続された第３のスイッチ素子と、
    　前記第３のスイッチ素子と前記出力端子との間にカスコード接続された複数の第４のスイッチ素子と、
    　前記複数の第４のスイッチ素子のそれぞれの制御端子に、前記第２の極性の電圧源と前記出力端子との間の電圧を分圧して入力する第２の分圧回路と、
    　を有することを特徴とする電源。
  2. 　請求項１に記載の電源であって、
    　前記複数の第２のスイッチ素子のそれぞれの制御端子間には、抵抗が接続され、
    　前記複数の第２のスイッチ素子のうち、前記第１のスイッチ素子と接続されたスイッチ素子の制御端子は、抵抗を介して前記出力端子と接続され、
    　前記複数の第２のスイッチ素子のうち、前記第１の極性の電圧源と接続されたスイッチ素子の制御端子は、抵抗を介して前記第１の極性の電圧源と接続され、
    　前記複数の第４のスイッチ素子のそれぞれの制御端子間には、抵抗が接続され、
    　前記複数の第２のスイッチ素子のうち、前記第３のスイッチ素子と接続されたスイッチ素子の制御端子は、抵抗を介して前記第２の極性の電圧源と接続され、
    　前記複数の第２のスイッチ素子のうち、前記出力端子と接続されたスイッチ素子の制御端子は、抵抗を介して前記出力端子と接続されている、
    　ことを特徴とする電源。
  3. 　請求項１に記載の電源であって、
    　前記第１のスイッチ素子、前記複数の第２のスイッチ素子、前記第３のスイッチ素子、および前記複数の第４のスイッチ素子のそれぞれには、抵抗が並列に接続される、
    　を有することを特徴とする電源。
  4. 　請求項１に記載の電源であって、
    　前記第１のスイッチ回路の前段に挿入され、前記第１のスイッチ回路を前段の回路と絶縁する、前記第１の駆動信号を出力する第１のフローティング駆動回路と、
    　前記第２のスイッチ回路の前段に挿入され、前記第２のスイッチ回路を前段の回路と絶縁する、前記第２の駆動信号を出力する第２のフローティング駆動回路と、
    　をさらに有することを特徴とする電源。
  5. 　請求項４に記載の電源であって、
    　前記第１のフローティング駆動回路および前記第２のフローティング駆動回路は、直列に接続された複数のトランスによって、前記第１のスイッチ回路および前記第２のスイッチ回路を前段の回路と絶縁する、
    　をことを特徴とする電源。
  6. 　請求項４に記載の電源であって、
    　前記第１のフローティング駆動回路および前記第２のフローティング駆動回路は、受光側ダイオードが直列に接続された複数のフォトカプラによって、前記第１のスイッチ回路および前記第２のスイッチ回路を前段の回路と絶縁する、
    　をことを特徴とする電源。
  7. 　請求項４に記載の電源であって、
    　発振信号を生成する発振器、をさらに有し、
    　前記第１のフローティング駆動回路は、
    　前記発振信号に応じて、第１の電圧源に基づく電圧を２次側に出力する第１のトランスと、
    　第１の制御信号に応じて、前記第１のトランスの２次側の出力を制御し、前記第１の駆動信号として出力する第１のフォトカプラと、
    　を有し、
    　前記第２のフローティング駆動回路は、
    　前記発振信号に応じて、第２の電圧源に基づく電圧を２次側に出力する第２のトランスと、
    　第２の制御信号に応じて、前記第２のトランスの２次側の出力を制御し、前記第２の駆動信号として出力する第２のフォトカプラと、
    　を有することを特徴とする電源。
  8. 　請求項１に記載の電源であって、
    　制御信号とフィードバック信号とを比較する比較器と、
    　前記比較器の正の電圧を検出して出力する第１の増幅回路と、
    　前記比較器の負の電圧を検出して反転出力する第２の増幅回路と、
    　前記第１の増幅回路と前記第１のスイッチ回路とを絶縁する、前記第１の増幅回路の出力に基づいて、前記第１の駆動信号を出力する第１のフローティング駆動回路と、
    　前記第２の増幅回路と前記第２のスイッチ回路とを絶縁する、前記第２の増幅回路の出力に基づいて、前記第２の駆動信号を出力する第２のフローティング駆動回路と、
    　前記出力端子の電圧を前記比較器にフィードバックするフィードバック回路と、
    　をさらに有することを特徴とする電源。
  9. 　第１の極性の電圧源と出力端子との間に接続された第１のスイッチ回路と、第２の極性の電圧源と前記出力端子との間に接続された第２のスイッチ回路と、を有し、前記第１のスイッチ回路は、制御端子に前記出力端子の電圧を制御する第１の駆動信号が入力される、前記出力端子と接続された第１のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子と前記第１の極性の電圧源との間にカスコード接続された複数の第２のスイッチ素子と、前記複数の第２のスイッチ素子のそれぞれの制御端子に、前記第１の極性の電圧源と前記出力端子との間の電圧を分圧して入力する第１の分圧回路と、を有し、前記第２のスイッチ回路は、制御端子に前記出力端子の電圧を制御する第２の駆動信号が入力される、前記第２の極性の電圧源と接続された第３のスイッチ素子と、前記第３のスイッチ素子と前記出力端子との間にカスコード接続された複数の第４のスイッチ素子と、前記複数の第４のスイッチ素子のそれぞれの制御端子に、前記第２の極性の電圧源と前記出力端子との間の電圧を分圧して入力する第２の分圧回路と、を有する電源と、
    　前記出力端子から出力される電圧によって、試料の質量分析を行う質量分析部と、
    　を有することを特徴とする質量分析装置。
  10. 　請求項９に記載の質量分析装置であって、
    　前記質量分析部は、前記出力端子から出力される電圧によって、試料をイオン化するイオン化部、
    　を有することを特徴とする質量分析装置。
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