CN103944182A - 一种并网状态下储能逆变器pq控制的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及三相逆变器控制技术，旨在提供一种并网状态下储能逆变器PQ控制的方法。该方法主要包括：采集储能逆变器LCL输出端口的三相输出电压和输出电流，利用得到的内环电压参考量d轴分量、内环电压参考量q轴分量和相角对储能逆变器的输出电压、输出电流进行闭环控制，使输出的有功功率和无功功率与指令值相等，实现逆变器输出功率对功率指令的跟踪。本发明集成了孤岛下垂控制和并网PQ控制，简化了储能逆变器的控制。在控制模式切换过程中，有利于降低切换失败的可能性，可明显地降低过电压过电流现象。当微电网与电网异常断开，储能逆变器进入孤岛运行时，能按照预先设定好的额定点运行，可提高微电网的稳定性。

Description

一种并网状态下储能逆变器PQ控制的方法

技术领域

本发明涉及一种并网状态下储能逆变器PQ控制方法，属于电力电子功率变换技术中的三相逆变器控制技术。

背景技术

随着能源消耗的日益增长，世界各国对新能源的开发越来越重视。分布式新能源以微电网的形式接入大电网运行，是实现分布式发电大规模应用的有效手段。微电网大部分时间处于并网状态运行，当大电网故障或者计划检修时，微电网与大电网断开，转入孤岛模式运行。此时微电网内储能采用下垂控制，作为微电网内部电压和频率的支撑。当大电网恢复正常时，微电网与大电网重新连接，微电网转入并网模式，此时储能的控制转为PQ控制。控制方法切换过程中，有可能造成转化失败或冲击电压电流。如何实现二者控制方法的平滑过渡是储能控制的重点。

现有技术中，储能在孤岛和并网状态下分别采取下垂控制和PQ双环控制，其并网状态下PQ双环控制中只有功率环和电流环，由功率偏差经过PI调节得到内环电流参考值。当微电网从孤岛转到并网运行时，储能也由下垂转入PQ双环控制，由于转化过程十PWM脉冲的突变，极易造成控制方法转换的失败或引起过电压过电流，对微电网造成极大的不利。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，克服现有技术中的不足，提供一种并网状态下储能逆变器PQ控制方法，用以解决储能在孤岛下垂控制和并网PQ控制模式之间切换时可能引起的切换失败或者过电压过电流问题。

为解决技术问题，本发明的解决方案是：

提供一种并网状态下储能逆变器PQ控制方法，包括下述步骤：

(1)采集储能逆变器LCL输出端口的三相输出电压v_abc和输出电流i_abc，并计算有功功率P和无功功率Q；

本发明中，利用采集得到的三相电压v_abc、电流i_abc，按照瞬时功率理论计算瞬时有功功率p、瞬时无功功率q，瞬时有功功率p、瞬时无功功率q经过低通滤波器得到有功功率P和无功功率Q，如下式所示：

$\left\{\begin{array}{c}p=v_a{i}_a+v_b{i}_b+v_c{i}_c\\ q=(v_{\mathrm{bc}}{i}_a+v_{\mathrm{ca}}{i}_b+v_{\mathrm{ab}}{i}_c)/\sqrt{3}\end{array}\right.---\left(1\right)$

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{{\mathrm{\ω}}_c}{s+{\mathrm{\ω}}_c}p\\ Q=\frac{{\mathrm{\ω}}_c}{s+{\mathrm{\ω}}_c}q\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中，v_a、v_b、v_c分别为三相输出电压v_abc在abc坐标系下的a、b、c轴分量；v_bc、v_ca、v_ab皆为三相输出电压v_abc的线电压；i_a、i_b、i_c分别为三相输出电流i_abc在abc坐标系下的a、b、c轴分量；p为瞬时有功功率，q为瞬时无功功率，ω_c为低通滤波器的截止频率，s为拉普拉斯算子。

(2)计算有功功率P与设定的额定有功功率P₀之差ΔP₁，差值ΔP₁乘以有功功率下垂系数m得到角频率ω₁；同时对并网有功功率指令P_ref与有功功率P的差值ΔP₂进行PI调节得到角频率ω₂；将角频率ω₁、角频率ω₂与额定角频率ω₀相加后得到角频率ω，对ω积分得到相角θ；

本发明中，所述相角θ是通过下述方式计算获得：

$\mathrm{\θ}=((P_0-P)\×m+(P_{\mathrm{ref}}-P)\×(K_{\mathrm{PP}}+\frac{K_{\mathrm{PI}}}{s})+{\mathrm{\ω}}_0)\×\frac{1}{s}---\left(3\right)$

其中，P₀为额定有功功率设定值，m为有功功率下垂系数，P_ref为并网有功功率指令，ω₀为额定角频率，K_PP、K_PI为有功功率PI控制器的比例和积分系数，其值根据功率跟踪速度要求和最大超调量限制经试凑得到。

(3)计算无功功率Q与设定的额定无功功率Q₀之差ΔQ₁，差值ΔQ₁乘以无功功率下垂系数n得到电压v₁，同时对并网无功功率指令Q_ref与无功功率Q的差值ΔQ₂进行PI调节得到电压v₂；将电压v₁、电压v₂与额定电压v₀相加得到内环电压参考量d轴分量v_dref，令内环电压参考量q轴分量v_qref＝0；

所述内环电压参考量d轴分量v_dref是通过下述方式计算获得：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{dref}}=(Q_0-Q)\×n+(Q_{\mathrm{ref}}-Q)\×(K_{\mathrm{QP}}+\frac{K_{\mathrm{QI}}}{s})+v_0\\ v_{\mathrm{qref}}=0\end{array}\right.---\left(4\right)$

其中，Q₀为额定无功功率设置值，Q_ref为并网无功功率指令，n为无功功率下垂系数，v₀为额定电压设定值；K_QP、K_QI为无功功率PI控制器的比例系数和积分系数，其值根据功率跟踪速度要求和最大超调量限制经试凑得到；由于初始时刻电压通用矢量与同步旋转坐标d轴重合，电压q轴分量为零，故内环电压参考量q轴分量v_qref为零。

(4)利用得到的内环电压参考量d轴分量v_dref、内环电压参考量q轴分量v_qref和相角θ对储能逆变器的输出电压、输出电流进行闭环控制，使输出的有功功率P和无功功率Q与指令值相等，实现逆变器输出功率对功率指令的跟踪。

本发明根据获得的相角和内环电压参考量对逆变器输出电压做闭环控制，提高对逆变器输出电压控制的快速性和稳定性，得到内环电流参考值。增加电流内环，对逆变器出口端电感电流进行闭环控制，进一步提高系统的动态性，得到的电压参考指令与三角波比较得到逆变器的开关脉冲信号。由于内环电压电流控制方法均为现有成熟技术，在此不再赘述。

与现有技术相比，本发明的优点有：

(1)本发明的并网状态下储能逆变器PQ控制的方法集成了孤岛下垂控制和并网PQ控制，简化了储能逆变器的控制。

(2)本发明的并网状态下储能逆变器PQ控制的方法仅在下垂环节增加了二个PI调节器，此PI调节器在并网时进行功率调节，在孤岛时置零，保持输入及输出都为零即可，控制模式切换方便。在控制模式切换过程中，有利于降低切换失败的可能性，可明显地降低过电压过电流现象。

(3)本发明的并网状态下储能逆变器PQ控制的方法在并网PQ控制时并未改变下垂额定点。当微电网与电网异常断开，储能逆变器进入孤岛运行时，能按照预先设定好的额定点运行，可提高微电网的稳定性。

综上，使用本发明提出的并网状态下储能逆变器PQ控制的方法，集成了孤岛下垂和并网PQ控制，在不改变孤岛下垂额定点的同时实现了并网PQ指令的跟踪，提高了储能逆变器控制的稳定性，降低了控制模式切换的失败可能性和过电压过电流，有利于储能逆变器在不同模式下的平滑切换。

附图说明

图1为本发明实现原理组图；

图2为储能逆变器主电路；

图3为储能逆变器总体控制框图；

图4为功率控制的原理图；

图5为内环控制的原理图；

图6为脉冲发生器的原理图。

具体实施方式

本发明提出了一种并网状态下储能逆变器PQ控制的方法，这种方法是在下垂控制的基础上改进而来。当微电网处于孤岛运行时，储能采用下垂控制；当微电网并网时，储能在功率环节增加PI控制，将有功功率偏差经过PI调节叠加到角频率中，将无功功率偏差经过PI调节叠加到内环电压指令中。经过一定时间的PI调节，储能逆变器输出的有功无功能跟踪功率指令。而当微电网从并网转入孤岛时，只需将PI调节器的输入输出同时置零即可。此方法将孤岛下垂控制与并网PQ控制集成在一起，在不改变孤岛下垂额定点的同时实现了并网PQ指令的跟踪，有利于储能逆变器控制的平滑切换。

下面结合附图对本发明作进一步详细描述：

储能逆变器主电路如图2所示。其中C_B是逆变器直流端大电容，L₁、r₁是LCL滤波器逆变器侧电感及附加电阻，C、r_C为滤波电容和串联电阻，L₂、r₂是LCL滤波器网侧电感及附加电阻，PCC处开关为微电网与电网的公共连接点PCC处开关。v₁是逆变器交流侧输出电压，v₀是电容支路上电压，v_abc为储能逆变器LCL输出端口的输出电压，v_c为电容上电压，i₁为流过电感L₁的电流，i_abc为流过电感L₂的电流，开关管脉冲是控制电路给逆变器的六个控制信号。储能逆变器输出端接在微电网馈线上，微电网通过公共连接点(PCC)与大电网连接。当PCC处开关打开时，微电网处于孤岛模式，储能控制切换为下垂控制；当PCC处开关闭合时，微电网处于并网模式，储能控制切换为PQ控制。本发明提出的控制方法主要用于微电网处于并网模式时。

储能逆变器的控制原理如图3所示，主要由4部分组成。第1部分是根据采集回来的三相电压电流v_abc、i_abc经过式(1)计算得到瞬时有功功率p、瞬时无功功率q，第2部分是将瞬时功率pq经过低通滤波，按式(2)得到有功功率P、无功功率Q。第3部分是功率控制环，控制原理图如图4所示。将第2部分计算得到的有功功率P、无功功率Q与设定的额定有功功率P₀、额定无功功率Q₀进行相减得到偏差ΔP₁、ΔQ₁，偏差ΔP₁乘以有功功率下垂系数m后得到ω₁，并网有功功率指令P_ref与有功功率P的偏差ΔP₂经过PI调节后得到ω₂，ω₁、ω₂与额定角频率ω₀相加得到角频率ω，经过积分环节得到角度θ。偏差ΔQ₁乘以无功功率下垂系数n后得到v₁，并网无功功率指令Q_ref与无功功率Q的偏差ΔQ₂经过PI调节后得到v₂，v₁、v₂与电压额定点v₀相加得到内环电压参考值d轴分量v_dref，令内环电压参考值q轴分量v_qref＝0。第4部分为内环控制，主要包括电压内环、电流内环以及脉冲发生器模块，如图5所示。将采集回来的v₀、i₁进行Park变换，如式(5)、式(6)所示，得到电压d轴分量v_d、电压q轴分量v_q、电流d轴分量i_d、电流q轴分量i_q。

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ -\sin & -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]v_0---\left(5\right)$

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ -\sin & -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]i_1---\left(6\right)$

第3部分得到的v_dref、v_qref分别与v_d、v_q相减，经过PI调节得到内环电流参考值i_dref、i_qref，同样的，将i_dref、i_qref分别与i_d、i_q相减，经过PI调节得到再经过反Park变换得到如式(7)所示。

$\left[\begin{array}{c}{v}_a^{*}\\ v_b^{*}\\ v_c^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_d^{*}\\ v_q^{*}\end{array}\right]---\left(7\right)$

通过脉冲发生器模块，与三角波载波比较产生6个脉冲信号，如图6所示。用以控制逆变器六个IGBT管的开通和关断，从而实现逆变器输出功率跟踪功率指令。

Claims (4)

1.一种并网状态下储能逆变器PQ控制方法，其特征在于，包括下述步骤：

(1)采集储能逆变器LCL输出端口的三相输出电压v_abc和输出电流i_abc，并计算有功功率P和无功功率Q；

(2)计算有功功率P与设定的额定有功功率P₀之差ΔP₁，差值ΔP₁乘以有功功率下垂系数m得到角频率ω₁；同时对并网有功功率指令P_ref与有功功率P的差值ΔP₂进行PI调节得到角频率ω₂；将角频率ω₁、角频率ω₂与额定角频率ω₀相加后得到角频率ω，对ω积分得到相角θ；

(3)计算无功功率Q与设定的额定无功功率Q₀之差ΔQ₁，差值ΔQ₁乘以无功功率下垂系数n得到电压v₁，同时对并网无功功率指令Q_ref与无功功率Q的差值ΔQ₂进行PI调节得到电压v₂；将电压v₁、电压v₂与额定电压v₀相加得到内环电压参考量d轴分量v_dref，令内环电压参考量q轴分量v_qref＝0；

(4)利用得到的内环电压参考量d轴分量v_dref、内环电压参考量q轴分量v_qref和相角θ对储能逆变器的输出电压、输出电流进行闭环控制，使输出的有功功率P和无功功率Q与指令值相等，实现逆变器输出功率对功率指令的跟踪。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述有功功率P和无功功率Q是通过下述方式计算获得：

$\left\{\begin{array}{c}p=v_a{i}_a+v_b{i}_b+v_c{i}_c\\ q=(v_{\mathrm{bc}}{i}_a+v_{\mathrm{ca}}{i}_b+v_{\mathrm{ab}}{i}_c)/\sqrt{3}\end{array}\right.---\left(1\right)$

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{{\mathrm{\ω}}_c}{s+{\mathrm{\ω}}_c}p\\ Q=\frac{{\mathrm{\ω}}_c}{s+{\mathrm{\ω}}_c}q\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中，v_a、v_b、v_c分别为三相输出电压v_abc在abc坐标系下的a、b、c轴分量；v_bc、v_ca、v_ab皆为三相输出电压v_abc的线电压；i_a、i_b、i_c分别为三相输出电流i_abc在abc坐标系下的a、b、c轴分量；p为瞬时有功功率，q为瞬时无功功率，ω_c为低通滤波器的截止频率，s为拉普拉斯算子。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述相角θ是通过下述方式计算获得：

$\mathrm{\θ}=((P_0-P)\×m+(P_{\mathrm{ref}}-P)\×(K_{\mathrm{PP}}+\frac{K_{\mathrm{PI}}}{s})+{\mathrm{\ω}}_0)\×\frac{1}{s}---\left(3\right)$

其中，P₀为额定有功功率设定值，m为有功功率下垂系数，P_ref为并网有功功率指令，ω₀为额定角频率，K_PP、K_PI为有功功率PI控制器的比例和积分系数，其值根据功率跟踪速度要求和最大超调量限制经试凑得到。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述内环电压参考量d轴分量v_dref和q轴分量v_qref是通过下述方式计算获得：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{dref}}=(Q_0-Q)\×n+(Q_{\mathrm{ref}}-Q)\×(K_{\mathrm{QP}}+\frac{K_{\mathrm{QI}}}{s})+v_0\\ v_{\mathrm{qref}}=0\end{array}\right.---\left(4\right)$

其中，Q₀为额定无功功率设置值，Q_ref为并网无功功率指令，n为无功功率下垂系数，v₀为额定电压设定值；K_QP、K_QI为无功功率PI控制器的比例系数和积分系数，其值根据功率跟踪速度要求和最大超调量限制经试凑得到；由于初始时刻电压通用矢量与同步旋转坐标d轴重合，电压q轴分量为零，故内环电压参考量q轴分量v_qref为零。