CN1039373C - 正交失真消除系统 - Google Patents
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Abstract
高清晰度或增强的电视信号，含与图像载波双边带正交调制的附加信息，在同传统残留边带滤波器滤波的已调视频主信号结合前，通过反向奈奎斯特滤波器。接收器接收电视信号，已有残留边带频响特性的1F滤波器处理该信号。两个同步检波器从滤波电视信号中恢复同相和正交的信号分量，各恢复的信号均含另一信号的串扰分量。该串扰可经滤波器滤波恢复的正交信号并将结果加至已恢复同相信号上来消除。
Description
本发明涉及适用于改进的电视信号使用的正交失真消除系统，该改进的电视信号包含有与图象载波信号正交调制的信息。
最近，随着对于发展一种新的用于传输高清晰度电视信号的电视制式的兴趣的增加，已经出现了几种提议，以便包含调制在一个与图像载波正交的付载波之上的辅助视频信息。这种典型的系统的一个在由M·Alsnardi等人发表在IEEE学报《消费电子学》的卷34№1，2/88第111-120页上的题为“在ACTV系统中的一种解码方案”的文章中所描述。另一个由Y·Yasumoto等人发表在IEEE学报《消费电子学》，卷34，№1，2/88第121-127页上的题为“一种与全NTSC兼容的宽的宽高比电视系统”的文章所描述。
标之以“已有技术”的图1是一个典型的视频信号的传输与接收系统的方框图，其中的信息是同图像载波信息正交调制的。图1表示的系统实际上与名称为“多路信号处理设备”的美国4,882,614号专利中的系统是相同的。在图1所示的系统中，主视频信号S1(t)由调制器114调制在由源118提供的图像载波信号2COS(2πfot)上。举例而言，信号31(t)可以是一个标准的NTSC全电视信号。由调制器114提供的双边带信号被一残留边带(VSB)滤波器121滤波。滤波器121产生一个具有双边带部分的VSB信号，它占有高于和低于图像载波信号频率大约750KHz的频带宽度，而且其中一个单边带部分占有低于图像载波约750KHZ和高于图像载波4.2MHZ间的频带宽度。对于VSB滤波器121的一个典型的频响特性在图3C中示出。
第二个调制器116利用一个附加视频信号S2(t)调制一载波信号2SIN(2πfot)。对于图像载波信号，该载波信号2SIN(2πfot)是处于正交的情况(即位移90°)。举例而言，附加视频信号可以包括一高清晰电视信号的相当高的频率信号成分的相关信息，或者是用来将视频信号宽高比从4∶3的标准转变成宽屏幕的16∶9的标准的信息。
在由图1示出的实例系统中，由调制器116形成的双边带调制的附加信号被送到一个反向奈奎斯特滤波器122。反向奈奎斯特滤波器具有的频响是多数电视接收机的奈奎斯特滤波器的频响的复数共轭关系(关于图像载波)。可具有如图3a所示的频响特性曲线的滤波器122产生出一个输出信号，信号相加电路124将此信号加到由VSB滤波器121提供的信号上。
由加法器电路124提供的信号是该发射机的输出信号。经一个包含一直接信号传送通路和一个反射通路的多路通路126，该输出信号被送至电视接收机，其中的反射通道会在所接收的电视信号中产生多路失真。
当信号由一个电视机的调谐器(未示出)接收时，它被加至一个中频(IF)放大器127。在图1所示的接收机实例中，IF放大器127包含有两个滤波器，一个奈奎斯特滤波器128和一个带通滤波器129。奈奎斯特滤波器128将接收的VSB信号转变成一个信号，当解调时，该信号生成一个在其从0MHZ至4.2MHZ的频谱中基本无衰减的基带信号。
在由图1所示的高清晰度电视接收机的实例中，奈奎斯特滤波器还降低调制的附加信号S2(t)的幅度。进一步，如果该奈奎斯特滤波器128被与同发射机中的反向奈奎斯特滤波器122相匹配，通过使调制的正交信号的边带关于图像载波对称，滤波器128将显著地降低正交信号进入同相信号的串扰。
带通滤波器129只允许同相信号的双边带部分和反相奈奎斯特滤波的双边带正交信号通过。由中频放大器127(IF)的滤波器128和129提供的信号被分别送至同步解调器130和132。
解调器130和132分别地将由奈奎斯特滤波器128提供的信号和带通滤波器129提供的信号同已恢复的同相图像载波RCi和正交图像载波信号RCq相乘。由解调器130和132产生的信号分别由低通滤波器138和140滤波，以便分别产生同相的和正交相位的基带信号Ri和Rq。信号Ri和Rq经去重影滤波器142处理，以产生恢复的基带信号S1′(t)和S2′(t)。
用于在标准电视信号中消除多路失真的系统(即重影消除系统)，当它们既工作于同相的又工作于正交相位的所接收电视信号的分量时，它们则处于工作的最佳状态。一个引起多路失真的反射物可加一个正交相位的延时和衰减的变形分量进入到一电视信号的同相分量中。重影信号的相位相对于原来信号的移动的量决定着在重影信号中的同相信号与正交相位信号的相关比例。
采用一个工作于同相视频信号和正交相位视频信号复数滤波器以校正多路失真的实例系统已经由授予Ng等人的4,703,357号美国专利和授予chao等人的4,864,403号美国专利所披露。经由这些系统处理的信号仅在视频信号的同相分量中包含有意义的信息。正交相位成分的存在仅是由于标准电视信号是采用残留边带调制发射的，并因而具有相对于图像载波为非均等的边带。
如图1所示，同相载波信号RCi是从由图像载波提取电路123所接收的调制的视频信号中恢复的。该信号由移相器125进行90°的相移，以产生正交相位载波信号RCq。在没有明显多路失真的情况中，已恢复的载波RCi和RCq在实际上分别同被调制以产生发射的视频信号的载波信号2COS(2πfot)和2SIN(2πfot)具有相同的频率和相位。然而，当一严重的重影信号干扰接收的电视信号时，所恢复的载波信号RCi和RCq相对于原来的载波信号可能有严重的相移。因为由接收机提取的载波是主载波信号和重影载波信号的矢量和，所以便产生恢复的载波信号和原来的载波信号间的差异。当一个相对于主载波信号被相移的重影载波信号有着可观的幅度时，则在来源于矢量和的载波和发射的载波信号间便会产生实际的差异。这种相位差在被检波的同相信号和正交相位信号之间可产生严重的串扰失真。
如上所述，为避免同相与正交信号间的串扰，如图1所示的接收器包含有分离的IF滤波器，和可预定分离的IF放大器。既便是采用这些分离的滤波器，如果在使用于发射机中的反向奈奎斯特滤波器122和使用在接收机中的奈奎斯特滤波器128之间分别存在有斜率和/或断点的失配，仍然会有正交相位的信号进入同相信号的串扰。
为了附加信号而采用分离的IF滤波器和IF放大器，会增加接收机的成本并使其设计复杂化。设计的复杂化是由于信号S1′(t)和S2(t)的传输通路不同。因此，两个滤波器的组成延迟特性必须是相匹配的或是相补偿的，以便确保由信号S1′(t)和S2′(t)产生的图像在显示上恰当地对准。
本发明总的目的是提供一种消除相对于主视频信号正交相位的附加视频信号间的串扰的正并失真消除设备。具体地说，本发明的目的是提供一种消除由调制的视频信号的不等的边带所引起主视频信号中的串扰的正交失真消除设备。
本发明一种提供接收的电视信号的正交失真消除的设备，该电视信号有被主视频信号和附加视频信号分别调制的正交相关的第一和第二个图像载波信号，其中第二个已调载波信号有着不希望的串扰失真信号分量加入所说的第一个已调载波信号的不等的边带。所述设备包括用于从所说的接收的电视信号中分离主要的和附加的视频信号的电路，包括：
第一和第二同步检波装置，用于解调所说的电视信号以恢复所说的主和附加的视频信号，其中恢复的主视频信号包括有所说的串扰失真分量，
相移滤波装置，耦合所说的第二同步检波装置以便在当与所说的主视频信号合成时产生相移的附加视频信号以消除正交串扰失真成分；和用于将所说的相移的附加视频信号与所说的恢复的主视频信号结合的装置。
在一个本发明的实施例中，相位平移滤波器是一个改进的希尔伯物滤波器，它来补偿调制的正交信号的反向奈奎斯特滤波。
在本发明的另一个实施例中，相位平移滤波器是一自适应的复数滤波器，它用来处理第二个基带信号，以补偿进入第一个以发生在所接收的电视信号的序列间隔期间的一个序列信号为基础的基带信号的串扰。
图1(已有技术)是一个电路框图，用来说明工作背景。
图2是一个电路框图，它包括了本发明的第一个实施例。
图3a至图3d是频率—一幅度曲线。它们表示的是1，2，4中电路使用的滤波器的频响特性曲线。
图3f是一个实例电路的框图，该电路提供了一修正的希尔伯特滤波器函数。
图4是一个电路框图，它包括了本发明的第二个实施例。
图4A是一个重影消除和均衡滤波器的实例框图。
图5a至5d是表示信号幅度——时间的曲线表示图，用来说明在图4中所示的电路工作。
图6是一个流程图，用来说明在图5a和图5b所示的系统的工作。
图2是一个电路框图，它包括本发明的第一个实施例。在图2所示的电路的发射机部分同上面参考图1所描述的发射机部分是相同的，因而在此不再详述。由图2所示的接收机部分同图1所示的接收机部分之间存有的差别在于它们各自的IF放大器。由图2所示出的本发明的实施例采用了一个含有一残留边带滤波器228的一单IF放大器。用在本发明的这一实施例中的VSB滤波器228是一个低价易得的表面声滤波器(SAW)，比如03947型，BP-44-5000-1.2型，它们是由安德森(Anderson)实验室制造的。这种滤波器具有的频响特性与在图3c所示的理想特性很接近。
由VSB滤波器228提供的输出信号加到两个同步的解调器230和232。利用两个正交相位相关的振荡信号，这两个解调器解调由滤波器228提供的信号，所用的两个振荡信号是通过载波提取电路225和90°相移电路223从VSB滤波器228的输出信号中取得的。这一电路的工作方式可同上面提到的4,882,614号美国专利所公开的载波再生器和移相器的工作方式相同。
由解调器230和232产生的信号经滤波器238和240进行低通滤波，以产生大约占据0-4.2MHz的频带宽度的信号Ri与Rq。如下面要谈到的，信号Ri和Rq中的每一个都可能有由在多路信道226中由反射信号路径所引起的多路失真和串扰失真。这种串扰失真可能是由多路引起的；也可能是由发生在从再生电路225恢复的载波信号中的相位误差引起的；如上所述，还可能是由加到解调器230的信号的正交相位分量的不对称边带引起的。
这两个信号Ri和Rq的多路失真成分基本上被重影消除滤波器242去掉。适于用作滤波器242的电路在4,864,403号美国专利中被公开了。
为了消除正交相位信号在同相位信号中的串扰失真，本发明的这一实施例中包含有一改进的希尔伯特滤波器246。该滤波器246具有的频响特性接近在图3d中示出的实例的频响特性。这一特性表示了一个标准的希尔伯特的改进变形，以补偿使用在发射机中的反向奈奎斯特滤波器222。
为了说明这种改进的希尔伯特滤波器的重要性，并说明它的输出信号同它的输入信号有怎样的相关性，现在来考虑一个幅度为A的正弦波输入：A·cos(2πf1t)。将它化为复矢量，该输入可以表示成(A/2)[exp(exp(j2πf1t)+exp(j2πf1t)]，其中j为公知的因数
如果频率f1小于750KHz，正、负频率复矢量增益分别为-j(f1/750)和j(f1/750)，为简化起见，在这些量中我们已经将f1也用KHz表示。因而可见，滤波器的输出是A(f1/750)Sin(2πf1t)。如果该正弦波的频率f1大于750KHz，则输出为A·Sin(2πf1t)。如果输入到滤波器的是A·Sin(2πf1t)，则输出相类似地表示为-A(f1/750)cos(2πf1t)，或-A·cos(2πf1t)，这要取决f1是小于还是大于750KHz。
为了说明当改进的希尔伯特滤波器246在同接收器VSB滤波器228结合使用时是如何消除或实际上降低串扰的，现来考虑正弦波输入发射机的情况。为使下面的描述简单，现假设通道不是多路，并且也没有重影消除滤波器。我们还假设源信号S1(t)和S2(t)分别等于a·cos(2πf1t)和b·cos(2πf1t)。在发射机的VSB滤波器221的输出端，信号是a·cos[2π(f0+f1)t]和a·cos[2π(f0+f1)t]这两个分量的和。如果f1大于750KHz，只有上边带a·cos[2π(f0+f1)t]出现在接收器VSB滤波器228的输出端。如果f1小于750KHz，上、下两个边带都出现在VSB滤波器228的输出端。通过与cos(2πf0t)成正比的同相载波RC1的解调，在低通滤波器238的输出端产生出2acos(2πf1t)或者是acos(2πf1t)，这要取决f1是小于还是大于750KHz。通过与sin(2πf0)t成正比的正交载波RCq的解调，在低通滤波器240的输出端产生出零信号，或者是-a·sin(2πf1t)，这要取决f1是小于还是大于750KHz。作为前段讨论的结果，如果f1大于750KHz，这改进的希尔伯特滤波器246的输出是+a·cos(2πf1t)；而若f1小于750KHz，输出则为零。将此信号加到低通滤波器238的输出端，只要是f1小于4.2MHz，则有和为2acos(2πf1t)，而同f1的值无关。如果输入S1(t)是一个正弦波a·sin(2πf1t)，可有如前的讨论而证明，它将在加法器244的输出端有再生的稳定增益，而与f1的值无关，只要f1小于4.2MHz。进一步，由于任何信号都可经付立叶变换分解成为其频谱分量的形式，重复上面的讨论将表明，信号S1(t)将在加法器244的输出端以稳定的增益再生，而且没有来自正交信通输入信号S2(t)的串扰。
现在来考虑输入信号S2(t)，一开始我们将假设它是正弦波b·cos(2πf1t)。调制器216的输出则可表示为b·sin[2π(f0+f1)t]+b·sin[2π(f0-f1)t]。反向奈奎斯特滤波器222，其形式如图3a所示，分别在频率f0+f1和f0-F1两处对上边带和下边带引入增益g和g′。这增益常数g和g′是取决于频率的，而且g+g′等于1。采用与cos(2πf0t)成正比的载波RC1的同相解调在低通滤波器238的输出端产生信号b(g-g′)sin(2πf1t)。这是一个来自正交信号S2(t)进入同相检波器的串扰项。通过与sin(2πf0t)成正比的RCq的正交解调，反向奈奎斯特滤波器222输出在低通滤波器240的输出产生等于b·cos(2πf1t)的信号b(g+g′)cos(2πf1t)。因为f1是小于750KHz的，对应于输入b·cos(2πf1t)，这改进的希尔伯特滤波器246的输出是b(f1/750)sin(2πf1t)。该输出加到信号b(g-g′)sin(2πf1t)上，在加法器244的输出端产生的信号是b[g-g′+(f1/750)]·sin(2πf1t)。一旦看到如图3a所示的反向奈奎斯特滤波器的特性产生出g-g′等于-(f1/750)，则看到串扰被消除。可进行相似的讨论来表明，如果S2(t)等于正弦分量b·sin(2πf1t)，将没有串扰。因为任何信号可分解成余弦和正弦分量，则至此已经表明，改进的希尔伯特滤波器246不产生串扰。最后，看到的是低通滤波器240的输出等于S2(t)再加一个来自S1(t)的串扰信号，它在频率小于750KHz的区域内，其频谱能量是零。750KHz以上的串扰由低通滤波器248除去。
由滤波器246提供的信号是一个被希尔伯特变换的基带正交信号。当该信号由加法器244与由重影消除滤波器242提供的基带同相信号相结合时，该信号有效地消除了任何串扰分量，这些串扰失真分量是由于用同相解调器230对反向奈奎斯特滤波的正交信号进行解调而引起的。
除去消除串扰失真以外，滤波器246还均衡被解调的同相信号。为了理解为什么对这一信号进行均衡，可以回顾，由残留边带滤波器提供到解调器230的信号的同相成分中包含有双基带部分和一个信号边带部分。当这个信号被同步地解调时，从调制的信号的双边带部分得到的信号的幅度是从单边带部分得到信号的幅度的两倍。
对于这种幅度差，改进的希尔伯特滤波器246补偿被解调的同相信号。滤波器246处理对应于同相信号的信号边带部分的正交信号串扰成分，以产生同相信号。这些信号占有从750KHz至4.2MHz的频带，因而是处在由已调附加信号S2(t)所占有的频带的外部。这一滤波器有效地产生了希尔伯特变换信号的希尔伯特变换，以便再生原来的信号。当这一处理的信号同由重影消除电路242提供的同相信号相结合时，就产生出一个同相信号S1′(t)，它在0MHz至4.2MHz的频率上有一个基本平坦的频谱。
由重影消除滤波器242提供的正交信号的高频分量(即来自单边带同相信号的串扰分量)由低通滤波器248衰减。因此，由低通滤波器248提供的输出信号是恢复的附加信号S2′(t)。
图3F表示的是用来实现一个改进的希尔伯特滤波器功能的电路。信号被加到一个对频率低于750KHz信号进行衰减的高通滤波器310，还加到减法器312的被减数输入端。来自滤波器310的滤波信号加到一个希尔伯特变换电路314，该电路对这一高通滤波的信号进行标准的希尔伯特变换。从希尔伯特变换电路314输出的信号被加到加法器电路318的一个输入端，该信号对应着由图3d中的转移函数大于750KHz而小于-750KHz的部分。高通滤波的信号还耦合到减法器312的减数输入端，减法器312提供的信号频率小于750KHz。来自减法器312的低通滤波的信号被送到电路单元316，它提供其上所加信号导数的负值。对应于由3d表示的转移函数±750KHz之间部分的、来自电路316的信号，被耦合到加法器318的第二个输入端。从加法器318输出的信号基本上与图3d的传输函数相一致。
只有在恢复的载波信号RCi和RCq与原来的载波信号2cos(2πf0t)和2sin(2πf0t)严格相同时，由于图2所示的电路产生的信号S1′(t)和S2′(t)才同被发射的信号S1(t)和S2(t)严格相同。如上所述，当有强的重影信号出现时是不会出现这种严格相同的，因为强重影信号具有一个相对于主信号被相位移动的载波。在这种情形中，真实信号S1′(t)和S2′(t)仅当改进的希尔伯特滤波器246的频响特性被进一步改进才能恢复，这进一步的改进补偿了来源于图像载波信号检波错误的信号S1′(t)和S2′(t)的相位移。
由图4所示的接收机电路包含本发明的另一实施例，它可以自动地对由强重影信号引起的串扰进行校正。除了重影消除滤波器242、加法器244，改进的希尔伯特滤波器246和低通滤波器248已经被重影消除和均衡滤波器442所取代以外，图4中所示的电路的其它部分与图2所示的相同。
图4a是一个示例的重影消除和均衡滤波器442的方框图。分别由图4中的低通滤波器438和440产生的信号Ri和Rq分别由模一数转换器460和462转换成数字数据流。这些数字数据流被送到部分重影消除滤波器464。464的输出信号Ri′和Rq′是信号Ri和Rq部分地重影的形式。
信号Rq′被加到滤波器468，该滤波器校正由在用于解调接收的视频信号的恢复载波中的错误引起的串扰失真。滤波器468的输出被加到一个低通滤波器474，在本发明的这一实施例中，该滤波器大大地衰减频率高于750KHz的信号分量，以产生再生的附加信号S2″(t)。
滤波器468的输出信号还加到滤波器472，其输出信号加到加法器470的一个输入端口。加法器470的另一个输入端口经过补偿延迟单元469用来耦合接收由滤波器464提供的信号Ri′。由滤波器472产生的信号当被加到信号Ri′时，基本上消除了在该信号中的起源于解调相位误差和起源于在发射之前正交相位信号的反相奈奎斯特滤波的串扰失真。此外，滤波器472对滤波器468所提供信号的单边带部分进行希尔伯特滤波。这一信号被加到信号Ri′，以便象在上面对图2所示的系统进行讨论的那样，对解调的同相信号的频率频谱进行均衡。因而，由加法器470提供的输出信号是再生的视频信号S1″(t)。
滤波器464、468和472是具有可编程系数的复合信号滤波器。滤波器464、468和472的每一个，其可编程的滤波系数是由一微处理器466响应诸如随视频信号一起发射的一对序列信号而产生出来的。例如在图5a和5b中分别示出的第1个序列信号的同相和正交相位分量。如图5a所示，同相位序列信号是一个sin(x)/x脉冲，虽然它可以是任何形式的宽度变化，比如说象伪随机序列。示出的脉冲宽度要选择得使对于一水平行间隔来说，其同相信号的频率频谱基本上是一条直线。在第一个同相位序列信号被发送的时间间隔期间，如图5b所示，没有正交信号被传输。
从分析的角度来说，低通滤波器438和440的输出可以表示为一个复合信号。该复合信号有两个分量，一个来源于同相输入S1(t)，而另一个来源于正交输入信号S2(t)。用I(f)和Q(f)分别地表示S1(t)和S2(t)的付立叶变换。因而，低通滤波器438和440的复合输出的付立叶变换Z′(t)可由等式(1)表示：
Z′(f)＝I(f)∪(f)+jQ(f)v(f) (1)
本实施例的分析基础可阐述如下，利用一个序列信号可得到U(f)的推定。将U(f)的倒数加在部分重影消除滤波器464，则有输出为Z′(f)/U(f)，它可以用等式(2)和(3)表示：
Z′(f)/U(f)＝I(f)+jQ(f)W(f) (2)其中W(f)＝V(f)/U(f) (3)第二个序列期用来推定W(f)，它的实部和虚部可用Wr(f)和Wi(f)分另地表示。利用这种表达式，等式(2)也可以表示成：
Z′(f)/U(f)＝I(f)-Q(f)Wi(f)+jQ(f)Wr(f)
上面表达式中的实部是部分重影消除滤波器464的输出Ri′的变换。这一滤波器的输出Rq′具有等于量Z′(f)/U(f)的虚部，即Q(f)Wr(f)。因此，用Wr(f)去除在频域中有响应Q(f)Wr(f)的量R′q，得结果Q(f)。这一操作是由滤波器468完成的。传输函数是Wi(f)的滤波器472则在它的输出端产生频响为Q(f)Wi(f)的信号。将此加到Z′(f)/U(f)的实部得到I(f)，没有任何串扰。这一操作是在加法器470中完成的。还采用了滤波器474，以便消除750KHz以外的噪声。
由于Sine(x)/X被选作同相位序列信号，同相位信号的频谱，比如说是I(f)，可大致为稳定的而且等式(1)可被归一化以使其恒定地有单位值。因而，等式(1)变成
z′(f) ＝U(f)
为确定多路频道426的频响特性U(f)，微处理器466受到其程序的控制，首先使存储的Sin(x)/X函数与由模/数转换器460和462提供的信号建立联系。这种操作产生出在多路频道中各种反射信号路径的时间和相位延迟特性的大致推定。随后，微处理器466被控制用来获得各数据通路的延迟特性和加到原信号分别的衰减系数的一个优选推定。从这些数据，编程的微处理器466能产生一个该多路频道频响特性的优选推定。确定的频响特性再被反置以产生出一个1/U(f)的频响特性，它确定用于重影消除滤波器464的可编程系数值。上面参考的4864403号美国专利描述了一个用于重影消除滤波器464的实例结构和可被用于产生多路频道频响特性及反置该计算的频响特性以得到滤波器464系数值的优选推定的实例方法。
在第二个序列间隔中，如图5c和图5d分别所示，同相信号被置零而Sin(x)/X脉冲被作为正交相位信号送出。在这一序列间隔期间，微处理器提取消重影信号R′i和R′q作为序列信号。由重影消除滤波器464提供的复合信号z′(f)/U(f)可由等式(4)再现成：
Z′(f)/U(f)＝jQ(f)W(f) (4)其中j是表示-1平方根的复量，Q(f)是传输的正交信号的频域表示，而W(f)定义的是一个代表当多路频道与重影消除滤波器影响这传输的正交相位信号时这二者结合的频响特性。由于Q(f)是在该序列间隔中的sine(x)/X脉冲，等式(4)可简化成等式(5)：
z′(f)/U(f)＝jW(f) (5)
频响特性W(f)可进一步分解成如等式(6)中所示的实部和虚部分量：
W(f)＝Wr(f)+jWi(f) (6)
在本发明的这一实施例中，对信号Rq′的频谱进行均衡以产生信号S2″(t)的滤波器468所具有的频响特性是实部W(f)的倒数，即为1/Wr(f)。由加法器470与信号Ri′相结合的信号是信号Rq′，如同进行频响特性Wi(f)/Wr(f)的滤波。因而，滤波器472具有Wi(f)的频响特性。
由于提供给滤波器468和472的信号是基本没有重影信号失真的，这些滤波器故可采用通常的标准化的形式，比如说二维横向滤波器，它包含有数量相对少的等间距的抽头，每个都有可编程的加权系数。一个实例滤波器的结构由题为“多路信号处理设备″的4882614号美国专利给出。举例而言，在每个同相位和正交相位的信号路径中，每个滤波器可有大约16个固定抽头。
在由图6所示的流程图的程序控制之下，微处理器466进行操作，从而生成限定滤波器468和472的频响特性的因数。程序的第一步为610，选取1536个取样点(信号Ri′和Rq′每个768个取样点)，表示水平行间隔的有效间隔，该水平行间隔中包括有在第二个序列间隔中发射的sine(x)/x脉冲。信号Ri′和Rq′是分别由图5c和图5d表示的信号经过具有W(f)的频响特性的一个滤波器而成的信号。
由于sine(x)/x脉冲的频谱在选定的时间间隔上基本上为恒定的，复合信号Ri′+iRq′的频谱则同频响特性W(f)是十分接近的。因而，图6中程序的下一步，步骤612，是对在步骤612中收集的取样数据进行快速付立叶变换(FFT)。这一操作产生出表示信号Rq′+jRq′频谱的结果，该结果还表示W(f)的频响特性。
程序的下一步614处理频响特性的表示结果W(f)以产生具有Wr(f)+jWi(f)形式的等效表示结果。在步骤616，频响特性Wr(f)被反置，以产生一个频响特性1/Wr(f)的表示结果。在随后的步骤618和620中，微处理器466产生分别用于滤波器468和472的系数，以分别实现1/Wr(f)和1/Wi(f)的频响特性。
如同上述的4,864,403号美国专利所公开的那样，为了减小射频(RF)噪声，可以期望累计表示在步骤610中若干个序列间隔的取样。这些累计的取样可再被累计的取样间隔数除，以提供具有降低的RF噪声失真的参考信号。
由滤波器468提供的信号被送入低通滤波器474，以去掉频率高于750KHz的信号分量。该滤波器的输出信号是再生的附加信号S″2(t)。由滤波器472提供的信号被加到由补偿延迟单元469提供的信号上，以便产生再生的主信号S1″(t)。本发明人已经使信号S1″(t)和S2″(t)与原来信号S1(t)和S2(t)极为相似。
如在图4a中所示，在序列间隔期间所分析的信号(Ri′和Rq′)直接取自滤波器464的输出。应当感激这些在滤波器设计上的行家们，这使得信号S1′(t)和S2′(t)可被用来进行这种分析。这在图4a中用虚线箭头表示的S1′(t)和S2′(t)。
虽然本发明是通过两个实施例进行介绍的，然而在本发明的精神范围内和在本发明所附权利要求的范围内，可以有许多修正的实践。
在本权利要求书中，改进的希尔伯特滤波器是用来大致实现如图3d所示的传输函数的滤波器。然而，这并不意味将其限制在只有一直线的斜率，而其可以具有对称于纵轴的斜率的弯曲。其斜率可正可负，这要取决提供用来与同相信号结合的信号的极性。
Claims (7)
1.一种提供接收的电视信号的正交失真消除的设备，该电视信号具有被主视频信号和附加视频信号分别调制的正交相关的第一和第二个图像载波信号，其中第二个已调载波信号有着不希望的串扰失真信号分量加入所说的第一个已调载波信号的不等的边带。所述设备包括用于从所说的接收的电视信号中分离主要的和附加的视频信号的电路包括：
第一(230)和第二(232)同步检波装置，用于解调所说的电视信号以恢复所说的主和附加的视频信号，其中恢复的主视频信号包括有所说的串扰失真分量；
相移滤波装置(246)，耦合所说的第二同步检波装置以便在当与所说的主视频信号合成时产生相移的附加视频信号以消除正交串扰失真成分；和
用于将所说的相移的附加视频信号与所说的恢复的主视频信号结合的装置(244)。
2.如权利要求1的正交失真消除装置，其特征在于所述说的已调制的第一载波信号具有一残留边带已调制信号的频谱，所说的装置还包括：
用于接收所说电视信号的装置；和
耦合在所说的用于接收所说电视信号的装置和所说的第一和第二解调装置之间的残留边带滤波器装置(228)，用来滤波所说的接收的电视信号，以基本消除来自加到第一和第二解调装置的信号的带外信号分量。
3.如权利要求2的正交失真消除设备，其特征在于对应于所说的主视频信号的正交串扰失真分量存在于所说的恢复的附加视频信号的一个频带中，该频带高于由所说的恢复的附加视频信号的附加视频信号分量所占据的频带，并且所说的相移滤波器装置(246)包括装置(310-318)，以将主视频信号的正交串扰失真分置转换成与所说已恢复的主视频信号同相位的信号分量。
4.如权利要求1的正交失真消除设备，其特征在于：
所说电视信号的所说第二已调载波信号分量具有由双边带信号经过一反向奈奎斯特滤波器而产生的频谱形式；并且
所说的相移滤波装置(246)包括一个改进的希尔伯特滤波器。
5.如权利要求4的正交失真消除设备，其特征在于相移滤波器246)频响特性的一部分被选定为所说电视信号的已调第二载波信号的反向奈奎斯特频谱(222)的复数共轭。
6.如权利要求1的正交失真消除设备，其特征在于电被信号中包含有一个占有一序列间隔的序列信号，并且所说相移滤波装置包括：
可编程滤波器装置(468，472)，与所说的第二解调装置相耦合并具有可调的频响特性，用来处理所说的接收的附加视频信号以便生成所说已相移的附加视频信号；和
计算装置(466)，在所说的序列间隔期间响应所说接收的主和附加视频信号来调整所说的可编程滤波器装置的频响特性，以便产生所说的已相移的附加视频信号，该附加的视频信号基本上消除了所说接收的主视频信号的串扰失真信号分量。
7.如权利要求6的正交失真消除设备，其特征在于：
所说的已调第二载波信号的所说序列信号分量在所说的序列间隔期间具有一个基本上平坦的频谱，并且，在同所说的已调第一载波结合以便形成所说的电视信号以前，所说的已调第二载波信号由一个具有反向奈奎斯特频响特性的滤波器进行处理；和，
所说的计算装置(466)调整所说的可编程滤波器装置(468，472)，以便具有表示为一个反向奈查斯特滤波器的频响特性和在所说的序列间隔期间接收的附加视频信号频谱的乘积的频响特性。
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| Date | Code | Title | Description |
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