CN103904931A - 一种单级分布式光伏微逆变器电路 - Google Patents

一种单级分布式光伏微逆变器电路 Download PDF

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Abstract

一种单级分布式光伏微逆变器电路，该电路由电感器L1和L2构成的反激变压器，三只主开关器件V1、V2和V3，三只二极管D1、D2和D3以及输出滤波电容器C和输出滤波电感器L组成。本发明逆变器电路是通过电感的储能和释能实现光伏直流电源与电网的直接能量交换，无需电解电容器作为能量缓冲环节，可大大降低系统体积和成本，而且大幅度的提升了系统的使用寿命。本发明由于开关管V1和V3共发射极连接，整个逆变器的隔离驱动电源仅需两路，大大降低辅助电源的设计难度并降低系统成本，减小系统体积。本发明逆变器电路采用反激变换器，能够实现升降压和逆变功能，具有对大范围光伏直流输入电压的适应性。

Description

一种单级分布式光伏微逆变器电路
 
技术领域    
本发明涉及一种单级分布式光伏微逆变器电路，属逆变器技术领域。
背景技术    
常见的光伏并网发电系统结构包括集中式、串式、多串式和交流模块式等几种方案。集中式、串式和多串式系统中，其最大功率点跟踪是针对整个串并联光伏阵列，无法兼顾系统中每个光伏阵列，故单个光伏阵列利用率低，且系统扩展灵活性较差。而交流模块式系统中，分布式光伏并网微逆变器与单个光伏组件相连，可以将光伏组件输出的直流电直接变换成交流电并传输到电网，具有以下优点：(1)保证每个组件均运行在最大功率点；(2)将逆变器与光伏组件集成，易于模块化设计、即插即用和热插拔；(3)逆变器不独立占用安装空间，安装分布式便于配置；(4)系统冗余度高、可靠性高。近年来，随着我国大力推进分布式光伏发电朝规模化的发展，分布式光伏微逆变器因其发电量多、易扩展、低成本、热插拔和模块化设计的优点，逐渐成为未来光伏逆变器的发展趋势。
传统的两级单相升压降压逆变器是由升压斩波器和降压逆变器组成，虽然适用分布式发电系统的要求，但该逆变器具有开关器件多、效率低、造价高等缺点。因此，降低变换级数，减少开关器件数目，扩展输入电压范围称为分布式发电逆变器的研究热点。Nagao和Karada提出一种由6个开关器件组成的单级升降压逆变器，该逆变器采用变压器实现升压，利用交流开关控制电流方向。但该逆变器所用开关器件较多，且输入电压受变压器变比的限制。哈尔滨工业大学和南京航空航天大学多个课题组分别提出了由4个开关器件组成的不同单级升压降压逆变器且相应地提出了一些先进控制方法。该类逆变器或采用反激工作原理，或采用双斩波器原理，但都是通过控制电感电流来调节输出功率，实现升压和降压功能。该类逆变器具有开关器件少，输入电压工作范围较宽的优点，但它们需要两个独立的直流电源。哈尔滨工业大学谭光慧等提出了一种三开关单级升降压型逆变器，该逆变器以基本buck-boost电路为基础，将两个buck-boost电路有机的结合起来，仅仅使用三个功率开关器件实现在一个功率级内的升压和降压功能。但是，该逆变器在从充电工作模式到正半周谐振工作模式转换时三个开关器件工作状态都改变，从而增大了系统的开关损耗以及控制系统的复杂程度。另外，该逆变器的开关器件驱动设计时，必须考虑驱动信号的相互隔离，三个开关器件需要三组独立的驱动电源，增加了系统的体积和重量。
发明内容    
本发明的目的是，根据现有逆变器存在的问题，本发明公开一种单级分布式光伏微逆变器电路，该电路具有开关数少，输入范围宽，效率高，结构简单，驱动设计简单的特点。
本发明的技术方案是，本发明单级分布式光伏微逆变器电路由电感器L1和L2构成的反激变换器，三只主开关器件V1、V2和V3，三只二极管D1、D2和D3以及输出滤波电容器C和输出滤波电感器L组成。
D3的正极连接分布式光伏直流电源Vdc的正极，D3的负极接V3的集电极，V3的发射极分别连接L1的极性端和V1的发射极；V1的集电极连接D1的负极，D1的正极分别连接滤波电感器L和滤波电容器的一端以及V2的发射极；滤波电感器L的另一端接电网电压Vgrid的一端，V2的集电极连接D2的负极，D2的正极连接电感器L2的非极性端；滤波电容器的另一端分别接电感器L2的极性端、电感器L1的非极性端、分布式光伏直流电源Vdc的负极以及电网电压Vgrid的另一端。
图1为本发明三开关单级分布式光伏微逆变器电路，图中Vdc为分布式光伏输入直流电源电压，Vgrid为电网电压。电路中，反激变换器的电感器L1和电感器L2的匝数比为1:1且强耦合，实现分布式光伏输入电源与电网的能量传递以及隔离，二极管D1，D2和D3能够阻止电网电流向光伏电源反向回流，滤波器L，C实现电流滤波功能，使得逆变器的注入电流正弦化。
本发明逆变器电路由一个充电回路（D3、V3和L1）和两个放电回路构成。在电网电压正半周（Positive Half-cycle, PHC）时，其放电回路为L1、V1、D1和；在电网电压负半周（Negative Half-cycle, NHC）时，其放电回路为L2、V2、 D2和电网；而在整个电网周期内，充电回路相同，均由D3、V3和L1构成。本发明将充电回路工作定义为模态1， PHC时的放电回路工作定义为模态2，NHC时的放电回路工作定义为模态3。根据逆变器电路的充放电过程具体分析此3种不同的工作模态。
工作模态1：充电模式，如图2所示。
开关管V3导通，V1和V2关断，此时光伏直流电源连通电感L1，滤波电容前的电流ip = 0，流过电感L1的电流增加，电感L1存储能量，滤波电容电压降低，向电网释放能量。故工作模态1为L1的充电储能过程和电容C的放电释能过程，实现能量交换和输出电流的连续。
工作模态2：PHC放电模式，如图3所示。
开关管V1导通，V2和V3关断，此时光伏直流电源被断开，充电电流为零，即idc =0，同时电感电流通过开关管V1流入电网和滤波电容，流过电感L1的电流逐渐下降，向电网释放能量。滤波电容电压vC的表达式为：
其中，
Figure 12890DEST_PATH_IMAGE002
、
Figure 764945DEST_PATH_IMAGE003
和
Figure 712042DEST_PATH_IMAGE004
分别为电容电压，电感电流以及输出电流的初值，V和ω分别为电网电压的有效值和角频率。根据分析，滤波电容的电压在此阶段具有上升充电储能过程，也有电压下降放电释能过程。故从能量交换角度分析，工作模态2为L1的放电释能过程，实现能量交换和输出电流的连续。
工作模态3：NHC放电模式，如图5所示。
开关管V2导通，V1和V3关断，此时光伏直流电源被断开，充电电流为零，即idc =0。由于V3断开V2导通，假设反激变压器量电感强耦合，则该模态下iL1快速降为0，iL2的初值等于模式切换前的iL1，故L1在工作模态1下储存的能量通过L2释放。同工作模态2类似，滤波电容的电压在此阶段也同时具有上升充电储能和电压下降放电释能过程。故从能量交换角度分析，工作模态3为L1通过耦合电感L2的放电释能过程，实现能量交换和输出电流的连续。
由此可见，本发明逆变器电路是通过电感的储能和释能实现光伏直流电源与电网的直接能量交换，无需电解电容器作为能量缓冲环节。
本发明的有益效果是，本发明逆变器电路只有三个主开关器件，每一时刻只有一个开关管导通，该逆变器器件数目最少，结构最为简单，控制更为方便。本发明逆变器电路是通过电感的储能和释能实现光伏直流电源与电网的直接能量交换，无需电解电容器作为能量缓冲环节，可大大降低系统体积和成本，而且大幅度的提升了系统的使用寿命。本发明由于开关管V2和V3共发射极连接，驱动电路设计时可使用同一个隔离电源，因此，整个逆变器的隔离驱动电源仅需两路，大大降低辅助电源的设计难度并降低系统成本，减小系统体积。本发明该逆变器电路采用反激变换器，能够实现升降压和逆变功能，具有对大范围光伏直流输入电压的适应性。
附图说明   
图1为本发明三开关单级分布式光伏微逆变器电路;图2为本发明工作模态1的等效电路和电流回路；图中vdc和idc分别直流电源电压和电流，ip为滤波前的逆变器输出电流，iL1为原边电感电流，i为逆变器并网电流，iC为电容电流，vC为电容两端电压；
图3为本发明工作模态2的等效电路和电流回路；图4为电网正半周时的原边电感电流与电容电压波形图；图5为本发明工作模态3的等效电路和电流回路；
图6是直流光伏输入电压Vdc=100 V时的网侧电压和电流波形；
图7为直流光伏输入电压Vdc=300 V时的网侧电压和电流波形；
图8为电网电压正半周期时，初级电感L1在充放电过程中的电流波形；
图9为电网电压负半周期时，初级电感L1在充放电过程中的电流波形；
图10为电网电压正半周期时，次级电感L2在充放电过程中的电流波形；
图11为网侧注入电流，V3驱动信号V3_PWM以及初级电感电流波形。
具体实施方式
本发明的具体实施方式如图1所示。图中Vdc为分布式光伏输入直流电源电压，Vgrid为电网电压。电路中，L1和L2的匝数比为1:1且强耦合，实现分布式光伏输入电源与电网的能量传递以及隔离，D1，D2，D3能够阻止电网电流向光伏电源反向回流，滤波器L，C实现电流滤波功能，使得逆变器的注入电流正弦化。
图2、图3、图5为本发明逆变器电路的三种工作模态的工作电路图。
在电网正半周内，本发明微逆变器电路通过工作模态1和工作模态2的交替工作实现光伏直流电源与电网的能量传递。图4所示为PHC内的电感电流iL1和滤波电容电压vC的变化曲线，其中t1-t2区间为工作模态1，t2-t5区间为工作模态2。图中所示在t1-t2区间，iL1从t1时的I0上升到t2时I0 ’，为电感充电储能阶段，vC从V0下降到V0 ’，为电容放电释能阶段，说明了工作模态1下为电感充电储能和电容放电释能过程。
在t2-t5区间，电感电流iL1逐渐下降，考虑理想情况可视为线性下降，各支路电流之间的关系为
Figure 189463DEST_PATH_IMAGE005
         （2）
图4表明，在t4时刻，iL1下降为0并维持到下一个工作模态1的开始。本文定义该电流工作方式为不连续导电模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）。若在下一个工作模态1开始时，iL1还未降至0，则定义为连续导电模式（Continuous Conduction Mode, CCM）。以DCM为例分析，由于DCM下，iL1在t4-t5区间为0，此时电网电流i由电容放电提供，故工作模态2可以分为3小段，如图4所示。
第1段（t2-t3）：电容充电，vC上升，且iC> 0，此时i和iC均由iL1来提供，直至电容充电电流iC=0，即iL1 =i，电容电压达到最大值。此阶段电感L1放电释能，电容C充电储能。
第2段（t3-t4）：随着iL1的继续下降，电容开始反向放电以继续维持输出电流，此时vC线性下降，i由ip和ic共同提供，即i= ip+ |ic|，直至iL1=0。此阶段电感L1放电释能，电容C也处在放电释能过程。
第3段（t4-t5）：在此过程中，i仅由iC来提供，储存在电容中的能量被释放到电网中，为放电释能过程，此时vC继续线性下降，直至下一工作模态1。
图5所示为工作模态3的等效电路和电流回路。此时，光伏直流电源输出电流idc=0，滤波电容前电流 ip=-iL2，流过电感L1的电流iL1=0。工作模态3和工作模态2的工作过程类似，其差异就是电感L1中的能量通过强耦合电感L2释放。考虑电感量相等，则两种工作模态下，电感放电过程和放电电流大小一致，只是所处电网周期相反且放电电流反向。
实施例1
为了验证逆变器数学模型及分析的正确性，利用电力电子专用仿真软件PSIM 6.0进行了仿真，控制策略采用SPWM，仿真参数如表1所示，仿真结果见图6和图7。图6是直流光伏输入电压Vdc=100 V时的网侧电压和电流波形，图7为直流光伏输入电压Vdc=300 V时的网侧电压和电流波形，为了波形显示更加清楚，图中电流方向取反。图7中，（a）图中的电流是滤波电容前的电流ip，由于该电流未经滤波，故波形为脉冲型正弦波，具有较大的高次谐波；（b）图为经过输出滤波电容和电感后的电网注入电流igrid，其正弦度很好，且与电网电压保持同相位，此时光伏电源能够尽可能大的向电网注入有功功率；
表1 逆变器的仿真参数
参数 大小
电网电压峰值，vgrid .pk（V） 220
频率，f0（Hz） 50
载波频率，fcr（kHz） 5
调制比，M 0.58
电容，C（μF） 8
滤波电感，L3（mH） 1
仿真结果表明，逆变器在Vdc为100V和300V时均具有良好的并网性能，可实现并网的可靠同步，说明了本文所提出的逆变器拓朴结构是可行的。
实施例2
本发明的新型单级分布式光伏微逆变器电路的硬件和软件设计通过搭建的400W的升降压逆变器实验平台得以实现。实验电路功率器件包括：3个500V/40A MOSFET开关管以及3个快速恢复二极管1000V/10A。反激变换器的初级电感等于300uH。输出滤波电感、电容分别等于1mH、10uF。光伏直流电源由二极管桥式整流器输出代替，其输出直流电压变化范围为50V到300V。120V/60Hz的交流电网电压由隔离线性变压器提供，并与升降压逆变器相连接。设计功率器件的开关频率为12kHz。所有的实验波形由数字示波器捕获，其带宽为100MHz、采样频率1.25GS/ s。
实验测试了整个电网周期内电感L1的充放电电流以及电感L2在充放电过程中的耦合电流，实验波形如图8 -10所示，
图8示出了在直流输入电压等于48V的条件下，反激式逆变器输出电压在正半周期内，充电、放电过程中初级电流的波形，由于开关器件V3和V1的驱动信号互补，图中结果只显示V3的驱动信号波形（V3_PWM），如曲线2所示，曲线1是流过电感L1的电流波形（iL1）。当V3闭合时，逆变器的电感L1处于充电过程，同时iL1以Vdc/L1的线性速率增加。当V3断开时，此时V1闭合，逆变器电感L1放电，同时iL1以Vo/ L 1的速率减小。
反激式逆变器在输出电压处于负半周期内时，电感L1在充电和放电过程中的电流波形如图9所示。图中，曲线3为流过电感L1的电流波形（iL1），曲线4为开关器件V2的驱动信号波形（V2_PWM），V3的驱动信号与V2互补。当V2断开时，V3闭合，光伏直流电源对初级电感L1充电，当V2闭合时，V3断开，逆变器通过次级电感L2放电。结果显示，逆变器初级电感电流在正半周期充电过程是相同的，但放电过程却不同。在放电过程中，能量从初级电感耦合到了次级电感并通过次级电感放电，图中结果也表明，iL1很快减小到0，直到充电开始始终维持为0。
图10所示为电网电压负半周期时，次级线圈电感L2在充电和放电过程中的电流波形，曲线5为电感L2在充放电过程中的电流波形，曲线6为开关器件V2的驱动信号波形（V2_PWM）。在ab时间段，逆变器处于正半周充电储能过程，电感L1流过充电电流，此时次级电感L2上的电流为零，b时刻，开关管V2闭合，V3断开，电感L1中存储的能量通过次级电感L2释放，电流从L1转到L2并快速放电释能，电流线性下降直至为零，如图所示的bc段，之后一直保持电流为零。
实验同时测试了系统工作时的电流波形。图11为网侧注入电流（igrid），V3驱动信号（V3_PWM）以及初级电感电流（iL1）波形，此时微逆变器的输出电流给定值为1A峰峰值，当直流输入电压发生变化时，占空比通过控制程序自动调整以保证网侧电流的大小。实测结果表明，网侧注入电流控制在1.04A左右。
因此，实验结果表明，以不同的输入条件下，升-降压逆变器均能够将正弦电流注入到电网中，在光伏直流输出电压范围内整个系统均能够保持可靠而稳定的工作，说明了本发明专利提出的光伏微逆变器电路具有理论上和实用上的可行性。

Claims (4)

1.一种单级分布式光伏微逆变器电路，其特征在于，所述电路由电感器L1和L2构成的反激变压器，三只主开关器件V1、V2和V3，三只二极管D1、D2和D3以及输出滤波电容器C和输出滤波电感器L组成；D3的正极连接分布式光伏直流电源Vdc的正极，D3的负极接V3的集电极，V3的发射极分别连接L1的极性端和V1的发射极；V1的集电极连接D1的负极，D1的正极分别连接滤波电感器L和滤波电容器的一端以及V2的发射极；滤波电感器L的另一端接电网电压Vgrid的一端，V2的集电极连接D2的负极，D2的正极连接电感器L2的非极性端；滤波电容器的另一端分别接电感器L2的极性端、电感器L1的非极性端、分布式光伏直流电源Vdc的负极以及电网电压Vgrid的另一端。
2.根据权利要求1所述的一种单级分布式光伏微逆变器电路，其特征在于，所述反激变换器的电感器L1和电感器L2的匝数比为1:1且强耦合，实现分布式光伏输入电源与电网的能量传递以及隔离；二极管D1，D2和D3能够阻止电网电流向光伏电源反向回流；滤波器L，C实现电流滤波功能，使得逆变器的注入电流正弦化。
3.根据权利要求1所述的一种单级分布式光伏微逆变器电路，其特征在于，所述电路由一个充电回路和两个主要放电回路构成；在电网电压正半周时，其放电回路为L1、V1、D1和Vgrid；在电网电压负半周时，其放电回路为L2、V2、D2和Vgrid；而在整个电网周期内，充电回路相同，均由D3、V3、L1和Vdc构成。
4.根据权利要求1所述的一种单级分布式光伏微逆变器电路，其特征在于，所述电路是通过电感的储能和释能实现光伏直流电源与电网的直接能量交换，无需电解电容器作为能量缓冲环节。
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