CN107947615A - 混合型并网逆变器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种混合型并网逆变器，包含：逆变电路、检测电路和控制电路；所述逆变电路至少包括：第一开关管、第一电感、第二二极管、第三开关管、第四开关管、第三二极管、第二电感、第一二极管、第二开关管和滤波电容；所述控制电路用于根据检测的直流电压和电网电压发送开关控制信号给所述第一开关管至第四开关管的受控端，以控制所述逆变电路工作在降压、升压和反激的工作模式。本发明开关器件较少，开关损耗可以很小，不存在共模漏电流问题且能够实现升降压。

Description

混合型并网逆变器

技术领域

本发明涉及一种用于电力系统的并网逆变器，具体涉及一种混合型并网逆变器。

背景技术

在传统的光伏逆变器拓扑结构中，为了保证安全和输出电能的质量，往往需要采用隔离变压器进行隔离，抑制输出电流谐波。但是传统变压器因体积大、重量大、效率低等缺点已经对整个光伏发电系统的性能造成了很大的影响。

随着新型分布式能源的兴起和涌入，无变压器并网逆变器相比于传统逆变器的明显优势已经得到全世界的重视。在无变压器并网逆变器中，由于变压器的缺失，往往存在漏电流问题。而且在环境变化比较恶劣的环境中，如何找到适应于直流输入侧大范围变化的逆变器也成为国际研究热点。

如图1所示，为传统的H桥结构，其中E为直流电源，V_g为电网交流电源。传统H桥结构简单，采用双极性调制可以很好的抑制漏电流问题。但是这样会导致在整个电网周期内4个开关管S1～S4都以较高的开关频率工作，开关电压为整个直流侧电压，会导致很大的开关损耗，从而在很大程度上限制了整个逆变器的效率。

为了克服H桥的一些弊端，进一步提高效率，一些新的逆变器结构被提出来了，如图2和图3所示。其中图2为H5逆变器，H5逆变器在增加一个开关管的基础上很好的克服了传统H桥的缺陷，使无变压器式光伏逆变器的系统效率有了很大的提升，但是在实际使用中其仍然存在发热不均匀的问题，降低了电路的寿命及可靠性。图3为HERIC(Highly EfficientReliable Inverter Concept，高效率可靠逆变器概念)结构，HERIC结构同样的具有良好的共模漏电流抑制能力，但是其使用的元器件相对较多。

另一方面，在可再生能源并网发电过程中，直流电源的电压可能在大范围变化；比如同一光伏电池组，在不同温度情况下，直流电压可能在300V-700V变化。在这种条件下，传统电压源或电流逆变器作为220V/380V的低压功率变换接口，往往需要额外一级DC/DC变换电路来实现电压调整。这样会导致系统的效率偏低，增加系统的复杂性、成本等。

如图4和图5所示，为单级式可升降压的并网逆变器拓扑的两种典型拓扑：Z源逆变器和自然软开关逆变器拓扑。为了克服传统逆变器变压限制的缺点，F.Z.Peng教授提出了著名的Z源逆变器，如图4所示，其中Z1构成Z源阻抗，该逆变器它能通过一级电路实现升降压变换，减少功率器件数量。图5为自然软开关逆变器拓扑。它与传统两级式硬开关逆变器相比，原有的升压DC/DC变换电路的控制开关被移至平波电容支路，成为辅助开关。在正常矢量工作时刻，辅助开关打开，整个变换器是一个电压源逆变器；而在换流或升压时刻，辅助开关关断，整个变换器成为电压可嵌位的电流源型逆变器。Z源逆变器改变了等效输入电源的性质，使其既具备有电压源又具有电流源特性；自然软开关逆变器在不同工作需求阶段，其输入电源呈现出电压源或电流源特性。目前，其他单级可升降压逆变电路的原理和与这两类电路类似。但是，这类都有一个共同缺点:相对于传统电压源型并网逆变器，功率回路中额外串接了一个、两个甚至多个平波电感，将造成额外的功率损失。

针对现有技术的缺陷，在对变化范围较大的直流输入电压进行220V/380V低压并网时，亟需一种能降低各种功率损耗，如开关损耗、输电线路损耗，效率较高并且不存在共模漏电流问题的并网逆变器。

发明内容

本发明提供一种混合型并网逆变器，具有电感压降小、开关器件少、不存在漏电流问题、效率高、可实现升降压的特点。

为实现上述目的，本发明第一方面，提供一种混合型并网逆变器，其特点是，该并网逆变器包含：逆变电路、检测电路和控制电路；

所述逆变电路至少包括：直流电源、第一开关管、第一二极管、第一电感、第二二极管、第三开关管、第四开关管、第三二极管、第二电感、第二开关管和滤波电容；所述第一电感和第二电感构成耦合电感，且第一电感的第一端和第二电感的第一端构成同名端；所述直流电源的正极通过第一开关管连接至第一电感的第一端，第一电感的第二端通过串联的第二二极管和第三开关管连接至交流输出端，且第一电感的第二端通过第二开关管接公共地；所述直流电源的负极连接至第二电感的第二端，所述第二电感的第一端通过串联的第三二极管和第四开关管连接至交流输出端；所述第一二极管的阴极与第一电感的第一端连接，阳极与所述第二电感的第二端连接且接公共地；所述交流输出端通过滤波电容接地，且所述交流输出端连接电网交流电源；

所述检测电路用于检测直流电源的直流电压和电网交流电源的电网电压，并反馈给所述控制电路；

所述控制电路用于根据检测的所述直流电压和电网电压发送开关控制信号给所述第一开关管至第四开关管的受控端，以控制所述逆变电路工作在降压、升压和反激的工作模式，其中在工频正半周且直流电压高于所述电网电压时控制所述逆变电路工作在降压模式，在工频正半周且直流电压低于所述电网电压时控制所述逆变电路工作在升压模式，在工频负半周时控制所述逆变电路工作在反激模式。

在根据本发明所述的混合型并网逆变器中，优选地，所述控制电路在检测电网电压大于零且直流电压高于所述电网电压时，发送开关控制信号控制：第一开关管高频工作，第三开关管闭合，第二开关管和第四开关管断开；所述控制电路在检测电网电压大于零且直流电压低于所述电网电压时，发送开关控制信号控制：第二开关管高频工作，第一开关管和第三开关管闭合，第四开关管断开；所述控制电路在检测电网电压小于零时，发送开关控制信号控制：第二开关管高频工作，第一开关管和第四开关管闭合，第三开关管断开。

本发明第二方面，提供了一种混合型并网逆变器，所述混合型并网逆变器包含：逆变电路、检测电路和控制电路；

所述逆变电路至少包括：直流电源、第一开关管、第一二极管、第一电感、第二二极管、第三开关管、第四开关管、第三二极管、第二电感、第二开关管和滤波电容；所述第一电感和第二电感构成耦合电感，且第一电感的第一端和第二电感的第一端构成同名端；所述直流电源的负极通过第一开关管连接至第二电感的第二端，第二电感的第一端通过串联的第二二极管和第三开关管连接至交流输出端，且第二电感的第一端通过第二开关管接公共地；所述直流电源的正极连接至第一电感的第一端，所述第一电感的第二端通过串联的第三二极管和第四开关管连接至交流输出端；所述第一二极管的阳极与第一电感的第一端连接且接公共地，所述第一二极管的阴极与所述第二电感的第二端连接；所述交流输出端通过滤波电容接地，且所述交流输出端连接电网交流电源；

所述检测电路用于检测直流电源的直流电压和电网交流电源的电网电压，并反馈给所述控制电路；

所述控制电路用于根据检测的所述直流电压和电网电压发送开关控制信号给所述第一开关管至第四开关管的受控端，以控制所述逆变电路工作在降压、升压和反激的工作模式，其中在工频负半周且直流电压高于所述电网电压的绝对值时控制所述逆变电路工作在降压模式，在工频负半周且直流电压低于所述电网电压的绝对值时控制所述逆变电路工作在升压模式，在工频正半周时控制所述逆变电路工作在反激模式。

在根据本发明所述的混合型并网逆变器中，所述控制电路在检测电网电压小于零且直流电压高于所述电网电压的绝对值时，发送开关控制信号控制：第一开关管高频工作，第三开关管闭合，第二开关管和第四开关管断开；所述控制电路在检测电网电压小于零且直流电压低于所述电网电压的绝对值时，发送开关控制信号控制：第二开关管高频工作，第一开关管和第三开关管闭合，第四开关管断开；所述控制电路在检测电网电压大于零时，发送开关控制信号控制：第二开关管高频工作，第一开关管和第四开关管闭合，第三开关管断开。

在根据本发明如前所述的混合型并网逆变器中，优选地，所述逆变电路还包括连接在所述交流输出端和电网交流电源之间的第三电感。

在根据本发明如前所述的混合型并网逆变器中，优选地，所述第一开关管至所述第四开关管为MOS型开关管、绝缘栅双极型晶体管或集成门极换流晶闸管。

在根据本发明如前所述的混合型并网逆变器中，优选地，所述第二二极管与第三开关管的整体，和/或第三二极管与第四开关管的整体，由逆阻型绝缘栅双极型晶体管替代。

在根据本发明如前所述的混合型并网逆变器中，优选地，所述第一二极管、第二二极管和/或第三二极管由MOS型场效应管、绝缘栅双极型晶体管或集成门极换流晶闸管替代。

在根据本发明如前所述的混合型并网逆变器中，上述并网逆变器采用的耦合电感，耦合系数可以达到1，达到完全耦合。会减少漏磁，提高逆变器效率。

本发明混合型并网逆变器拓扑和现有技术的逆变器相比，其优点在于，本发明相对于传统各种逆变器功率回路电感压降最小。在正半周时，当输入直流电压高于交流电压的瞬时值的绝对值时，该拓扑的等效电路是采用LCL滤波器的电压源逆变器，相反就是采用CL滤波的电流源逆变器；负半周时，该拓扑等效电路是反激逆变器。或者正负半周相反。本发明可以采用全开关管(MOSFET)作为开关器件，开关器件较少，开关损耗可以很小，不存在共模漏电流问题且能够实现升降压。

附图说明

图1为现有技术传统H桥拓扑的电路图；

图2为现有技术H5并网逆变器拓扑的电路图；

图3为现有技术HERIC并网逆变器拓扑的电路图；

图4为现有技术Z源逆变器拓扑的电路图；

图5为现有技术自然软开关逆变器拓扑的电路图；

图6为本发明第一实施例的混合型并网逆变器的模块框图；

图7为本发明第一实施例的混合型并网逆变器中逆变电路的原理图；

图8为本发明第二实施例的混合型并网逆变器中逆变电路的原理图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

以下结合附图，进一步说明本发明的具体实施例。

请参阅图6为本发明第一实施例的混合型并网逆变器的模块框图。图7为本发明第一实施例的混合型并网逆变器中逆变电路的原理图。如图6和图7所示，第一实施例公开了一种非隔离单相混合型并网逆变器拓扑。该并网逆变器包含：逆变电路100、检测电路200和控制电路300。

其中逆变电路100至少包括直流电源E、第一开关管S₁、第一二极管D₁、第一电感L_P、第二二极管D₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄、第三二极管D₃、第二电感L_N、第二开关管S₂和滤波电容C。

第一电感L_P和第二电感L_N构成耦合电感，且第一电感L_P的第一端和第二电感L_N的第一端构成同名端。优选地，本发明的混合型并网逆变器采用的全耦合电感，耦合系数可以达到1，以减少漏感，达到完全耦合，提高逆变器效率。

直流电源E的正极通过第一开关管S₁连接至第一电感L_P的第一端，第一电感L_P的第二端通过串联的第二二极管D₂和第三开关管S₃连接至交流输出端，且第一电感L_P的第二端接第二开关管S₂的第一端，第二开关管S₂的第二端接公共地。第二二极管D₂的设置使得所在支路在第三开关管S₃闭合导通时，电流仅能从第一电感L_P的第二端单向流向交流输出端。优选地，第二二极管D₂的阳极与第一电感L_P的第二端连接，第二二极管D₂的阴极与第二开关管S₂连接。

直流电源E的负极连接至第二电感L_N的第二端，第二电感L_N的第一端通过第三二极管D₃和第四开关管S₄连接至交流输出端。第三二极管D₃的设置使得所在支路在第四开关管S₄闭合导通时，电流仅能从第二电感L_N的第一端单向流向交流输出端。优选地，第三二极管D₃的阴极与第二电感L_N的第一端连接，第三二极管D₃的阳极与第四开关管S₄连接。第一二极管D₁的阴极与第一电感L_P的第一端连接，第一二极管D₁的阳极与第二电感L_N的第二端连接且接公共地。

并网逆变器的交流输出端通过滤波电容C接地，且该交流输出端连接电网交流电源V_g。优选地，该并网逆变器还包括位于拓扑交流输出侧的第三电感L_g，连接在交流输出端和电网交流电源V_g之间。该第三电感L_g也可以用其它感性元件或电阻替代，例如电源变压器漏感或者电源线路阻抗等。检测电路200用于检测直流电源E的直流电压和电网交流电源V_g的电网电压的瞬时值，并反馈给控制电路300。

控制电路300与检测电路200连接，用于根据检测的直流电压和电网电压的瞬时值进行判断，在不同情况下发送开关控制信号给逆变电路100中的第一开关管S₁至第四开关管S₄的受控端，以控制逆变电路100工作在“降压”、“升压”和“反激”的工作模式。

因此上述混合型并网逆变器有三种工作模式：“降压”模式、“升压”模式和“反激”模式。

其中在工频正半周且直流电压高于电网电压时逆变电路100工作在“降压”模式。优选地，控制模块300在检测到电网电压的瞬时值大于零(包括等于零)时，检测当前直流电源E的直流电压，当直流电压高于(包括等于)电网交流电源V_g的电网电压的瞬时值情况下，此时电路工作在“降压”模式。控制模块300发送开关控制信号如PWM信号给第一开关管S₁至第四开关管S₄控制其处于以下状态：第一开关管S₁高频工作，第三开关管S₃闭合导通，第二开关管S₂和第四开关管S₄断开。此时该拓扑的等效电路是采用LCL滤波器的电压源逆变器。在第一开关管S₁闭合时，直流电源E给第一电感L_P充电并同时向交流输出端输出；在第一开关管S₁断开时，第一电感L_P处于放电状态，仅由第一电感L_P来维持输出电流。这样第一开关管S₁高频工作就能达到降压的目的。

在工频正半周且直流电压低于电网电压的瞬时值时逆变电路100工作在“升压”模式。优选地，控制模块300在检测到电网电压的瞬时值大于零(包括等于零)时，如果直流电源E直流电压低于电网电压的瞬时值的绝对值的情况下，此时电路工作在“升压”模式。控制模块300发送开关控制信号如PWM信号给第一开关管S₁至第四开关管S₄控制其处于以下状态：第二开关管S₂高频工作，第一开关管S₁和第三开关管S₃闭合导通，第四开关管S₄断开。此时该拓扑的等效电路是采用CL滤波的电流源逆变器。在第二开关管S₂闭合时，直流电源E和第一电感L_P形成闭合回路，向第一电感L_P储能；在第二开关管S₂断开时，由于电感的电流保持特性，第一电感L_P持续向滤波电容C充电，滤波电容C两端电压升高。这样第二开关管S₂高频工作时就能达到升压的目的。

在工频负半周时控制逆变电路100工作在“反激”模式。优选地，控制模块300在检测到电网电压小于零时，发送开关控制信号如PWM信号给第一开关管S₁至第四开关管S₄控制其处于以下状态：第二开关管S₂高频工作，第一开关管S₁和第四开关管S₄闭合导通，第三开关管S₃断开。在第二开关管S₂闭合时，直流电源E给第一电感L_P充电，第一电感L_P的感应电压为左正右负，第二电感L_N的感应电压为左负右正，第三二极管D3处于截止状态，此时第一电感L_P中储存能量。当第二开关管S₂断开时，由于电感电流不能突变，第一电感L_P的感应电压为左负右正，第二电感L_N的感应电压为左正右负，第一电感L_P中存储的能量，通过第二电感L_N及第三二极管D3整流和滤波电容C滤波后输出。本发明第一实施例中混合型并网逆变器的第一开关管S₁和所述第二开关管S₂可以采用任意类型的高频功率开关管来代替。第三开关管S₃和所述第四开关管S₄可以采用任意类型的晶闸管来代替。优选地，本发明中第一开关管S₁至第二开关管S₄均可以采用MOS型场效应管(MOSFET)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)或集成门极换流晶闸管(IGCT)来实现。例如第一开关管S₁至第四开关管S₄均采用N沟道MOS型场效应管(MOSFET)。通过采用MOS型场效应管作为开关器件，可以进一步降低导通损耗。

在本发明的一些实施例中，第二二极管D₂和第三开关管S₃的物理位置可以互换。第三二极管D₃和第四开关管S₄的物理位置可以互换。第二二极管D₂和第三开关管S₃可以采用一个逆阻型绝缘栅双极性晶体管代替。第一二极管D₁、第二二极管D₂和第三二极管D₃可以采用相应的IGBT或者MOS管来代替。第三二极管D₃和第四开关管S₄可以采用一个逆阻型绝缘栅双极性晶体管代替。这样，可以进一步减少器件的个数。第一二极管D₁、第二二极管D₂和第三二极管D₃可以用相应的MOS型场效应管(MOSFET)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)或集成门极换流晶闸管(IGCT)来代替，提高系统的功率。

请参阅图8为本发明第二实施例的混合型并网逆变器中逆变电路的原理图。本发明第二实施例与第一实施例基本相同，区别之处仅在于对于正负周期的控制互换。

如图8所示，其中逆变电路100也包括直流电源E、第一开关管S₁、第一二极管D₁、第一电感L_P、第二二极管D₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄、第三二极管D₃、第二电感L_N、第二开关管S₂和滤波电容C。

第一电感L_P和第二电感L_N构成耦合电感，且第一电感L_P的第一端和第二电感L_N的第一端构成同名端。

直流电源E的负极通过第一开关管S₁连接至第二电感L_N的第二端，第二电感L_N的第一端通过串联的第二二极管D₂和第三开关管S₃连接至交流输出端，且第二电感L_N的第一端接第二开关管S₂的第二端，第二开关管S₂的第一端接公共地。第二二极管D₂的设置使得所在支路在第三开关管S₃闭合导通时，电流仅能从交流输出端单向流向第二电感L_N的第一端。优选地，第二二极管D₂的阴极与第二电感L_N的第一端连接，第二二极管D₂的阳极与第三开关管S₃连接。

直流电源E的正极连接至第一电感L_P的第一端，第一电感L_P的第二端通过第三二极管D₃和第四开关管S₄连接至交流输出端。第三二极管D₃的设置使得所在支路在第四开关管S₄闭合导通时，电流仅能从第一电感L_P的第二端单向流向交流输出端。优选地，第三二极管D₃的阳极与第一电感L_P的第二端连接，第三二极管D₃的阴极与第四开关管S₄连接。第一二极管D₁的阳极与第二电感L_N第二端连接，第一二极管D₁的阴极与第一电感L_P的第一端连接且接公共地。

并网逆变器的交流输出端通过滤波电容C接地，且该交流输出端连接电网交流电源V_g。优选地，该并网逆变器还包括位于拓扑交流输出侧的第三电感L_g，连接在交流输出端和电网交流电源V_g之间。该第三电感L_g也可以用其它感性元件或电阻替代，例如电源变压器漏感或者电源线路阻抗等。

在第二实施例中，检测电路200用于检测直流电源E的直流电压和电网交流电源V_g的电网电压的瞬时值，并反馈给控制电路300。控制电路300与检测电路200连接，用于根据检测的直流电压和电网电压的瞬时值进行判断，在不同情况下发送开关控制信号给逆变电路100中的第一开关管S₁至第四开关管S₄的受控端，以控制逆变电路100工作在“降压”、“升压”和“反激”的工作模式。

其中在工频正半周时控制逆变电路100工作在“反激”模式。优选地，控制模块300在检测到电网电压的瞬时值大于零(包括等于零)时，发送开关控制信号如PWM信号给第一开关管S₁至第四开关管S₄控制其处于以下状态：第二开关管S₂高频工作，第一开关管S₁和第四开关管S₄闭合导通，第三开关管S₃断开。

在工频负半周且直流电压高于电网电压的瞬时值的绝对值时逆变电路100工作在“降压”模式。优选地，控制模块300在检测到电网电压的瞬时值小于零时，检测当前直流电源的电压，当直流电源E的直流电压高于(包含等于)电网电压瞬时值的绝对值的情况下，此时电路工作在“降压”模式。控制模块300发送开关控制信号如PWM信号给第一开关管S₁至第四开关管S₄控制其处于以下状态：第一开关管S₁高频工作，第三开关管S₃闭合导通，，第二开关管S₂和第四开关管S₄断开。

在工频负半周且直流电压低于电网电压的瞬时值的绝对值时逆变电路100工作在“升压”模式。优选地，控制模块300在检测到电网电压的瞬时值小于零时，如果直流电源E的直流电压低于电网交流电压瞬时值的绝对值的情况下，此时电路工作在“升压”模式。控制模块300发送开关控制信号如PWM信号给第一开关管S₁至第四开关管S₄控制其处于以下状态：第二开关管S₂高频工作，第一开关管S₁和第三开关管S₃闭合导通，第四开关管S₄断开。

综上所述，本发明相对于传统各种逆变器功率回路电感压降最小。正半周时，当输入直流电压高于交流电压的瞬时值的绝对值时，该拓扑的等效电路是采用LCL滤波器的电压源逆变器,相反就是采用CL滤波的电流源逆变器；负半周时，该拓扑等效电路是反激逆变器。或者正半周时，该拓扑等效电路是反激逆变器；负半周时，当输入直流电压高于交流电压的瞬时值的绝对值时，该拓扑的等效电路是采用LCL滤波器的电压源逆变器,相反就是采用CL滤波的电流源逆变器。本发明能采用全场效应管(MOSFET)作为开关器件，开关器件较少，开关损耗可以很小，不存在共模漏电流问题且能够实现升降压。并且，与Kasa提出的由两个反激式电路组成的新型逆变器而言，由于半周采用的是“降压”或“升压”模式，效率会更高。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种混合型并网逆变器，其特征在于，所述混合型并网逆变器包含：逆变电路、检测电路和控制电路；

所述逆变电路至少包括：直流电源(E)、第一开关管(S₁)、第一二极管(D₁)、第一电感(L_P)、第二二极管(D₂)、第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)、第三二极管(D₃)、第二电感(L_N)、第二开关管(S₂)和滤波电容(C)；

所述第一电感(L_P)和第二电感(L_N)构成耦合电感，且第一电感(L_P)的第一端和第二电感(L_N)的第一端构成同名端；所述直流电源(E)的正极通过第一开关管(S₁)连接至第一电感(L_P)的第一端，第一电感(L_P)的第二端通过串联的第二二极管(D₂)和第三开关管(S₃)连接至交流输出端，且第一电感(L_P)的第二端通过第二开关管(S₂)接公共地；所述直流电源(E)的负极连接至第二电感(L_N)的第二端，所述第二电感(L_N)的第一端通过串联的第三二极管(D₃)和第四开关管(S₄)连接至交流输出端；所述第一二极管(D₁)的阴极与第一电感(L_P)的第一端连接，阳极与所述第二电感(L_N)的第二端连接且接公共地；所述交流输出端通过滤波电容(C)接地，且所述交流输出端连接电网交流电源(V_g)；

所述检测电路用于检测直流电源(E)的直流电压和电网交流电源(V_g)的电网电压，并反馈给所述控制电路；

所述控制电路用于根据检测的所述直流电压和电网电压发送开关控制信号给所述第一开关管(S₁)至第四开关管(S₄)的受控端，以控制所述逆变电路工作在降压、升压和反激的工作模式，其中在工频正半周且直流电压高于所述电网电压时控制所述逆变电路工作在降压模式，在工频正半周且直流电压低于所述电网电压时控制所述逆变电路工作在升压模式，在工频负半周时控制所述逆变电路工作在反激模式。

2.根据权利要求1所述的混合型并网逆变器，其特征在于：

所述控制电路在检测电网电压大于零且直流电压高于所述电网电压时，发送开关控制信号控制：第一开关管(S₁)高频工作，第三开关管(S₃)闭合，第二开关管(S₂)和第四开关管(S₄)断开；

所述控制电路在检测电网电压大于零且直流电压低于所述电网电压时，发送开关控制信号控制：第二开关管(S₂)高频工作，第一开关管(S₁)和第三开关管(S₃)闭合，第四开关管(S₄)断开；

所述控制电路在检测电网电压小于零时，发送开关控制信号控制：第二开关管(S₂)高频工作，第一开关管(S₁)和第四开关管(S₄)闭合，第三开关管(S₃)断开。

3.根据权利要求1或2所述的混合型并网逆变器，其特征在于：所述逆变电路还包括连接在所述交流输出端和电网交流电源(V_g)之间的第三电感(L_g)。

4.根据权利要求1或2所述的混合型并网逆变器，其特征在于：所述第一开关管(S₁)至所述第四开关管(S₄)为MOS型开关管、绝缘栅双极型晶体管或集成门极换流晶闸管。

5.根据权利要求1或2所述的混合型并网逆变器，其特征在于：

所述第二二极管(D₂)与第三开关管(S₃)的整体，和/或第三二极管(D₃)与第四开关管(S₄)的整体，由逆阻型绝缘栅双极型晶体管替代；和/或

所述第一二极管(D₁)、第二二极管(D₂)和/或第三二极管(D₃)由MOS型场效应管、绝缘栅双极型晶体管或集成门极换流晶闸管替代。

6.一种混合型并网逆变器，其特征在于，所述混合型并网逆变器包含：逆变电路、检测电路和控制电路；

所述逆变电路至少包括：直流电源(E)、第一开关管(S₁)、第一二极管(D₁)、第一电感(L_P)、第二二极管(D₂)、第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)、第三二极管(D₃)、第二电感(L_N)、第二开关管(S₂)和滤波电容(C)；

所述第一电感(L_P)和第二电感(L_N)构成耦合电感，且第一电感(L_P)的第一端和第二电感(L_N)的第一端构成同名端；所述直流电源(E)的负极通过第一开关管(S₁)连接至第二电感(L_N)的第二端，第二电感(L_N)的第一端通过串联的第二二极管(D₂)和第三开关管(S₃)连接至交流输出端，且第二电感(L_N)的第一端通过第二开关管(S₂)接公共地；所述直流电源(E)的正极连接至第一电感(L_P)的第一端，所述第一电感(L_P)的第二端通过串联的第三二极管(D₃)和第四开关管(S₄)连接至交流输出端；所述第一二极管(D₁)的阴极与第一电感(L_P)的第一端连接且接公共地，所述第一二极管(D₁)的阳极与所述第二电感(L_N)的第二端连接；所述交流输出端通过滤波电容(C)接地，且所述交流输出端连接电网交流电源(V_g)；

所述检测电路用于检测直流电源(E)的直流电压和电网交流电源(V_g)的电网电压，并反馈给所述控制电路；

所述控制电路用于根据检测的所述直流电压和电网电压发送开关控制信号给所述第一开关管(S₁)至第四开关管(S₄)的受控端，以控制所述逆变电路工作在降压、升压和反激的工作模式，其中在工频负半周且直流电压高于所述电网电压的绝对值时控制所述逆变电路工作在降压模式，在工频负半周且直流电压低于所述电网电压的绝对值时控制所述逆变电路工作在升压模式，在工频正半周时控制所述逆变电路工作在反激模式。

7.根据权利要求6所述的混合型并网逆变器，其特征在于：

所述控制电路在检测电网电压小于零且直流电压高于所述电网电压的绝对值时，发送开关控制信号控制：第一开关管(S₁)高频工作，第三开关管(S₃)闭合，第二开关管(S₂)和第四开关管(S₄)断开；

所述控制电路在检测电网电压小于零且直流电压低于所述电网电压的绝对值时，发送开关控制信号控制：第二开关管(S₂)高频工作，第一开关管(S₁)和第三开关管(S₃)闭合，第四开关管(S₄)断开；

所述控制电路在检测电网电压大于零时，发送开关控制信号控制：第二开关管(S₂)高频工作，第一开关管(S₁)和第四开关管(S₄)闭合，第三开关管(S₃)断开。

8.根据权利要求6或7所述的混合型并网逆变器，其特征在于：所述逆变电路还包括连接在所述交流输出端和电网交流电源(V_g)之间的第三电感(L_g)。

9.根据权利要求6或7所述的混合型并网逆变器，其特征在于：所述第一开关管(S₁)至所述第四开关管(S₄)为MOS型开关管、绝缘栅双极型晶体管或集成门极换流晶闸管。

10.根据权利要求6或7所述的混合型并网逆变器，其特征在于：

所述第二二极管(D₂)与第三开关管(S₃)的整体，和/或第三二极管(D₃)与第四开关管(S₄)的整体，由逆阻型绝缘栅双极型晶体管替代；和/或

所述第一二极管(D₁)、第二二极管(D₂)和/或第三二极管(D₃)由MOS型场效应管、绝缘栅双极型晶体管或集成门极换流晶闸管替代。