CN103856424A - 一种直放站回波干扰消除方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种直放站的回波干扰消除方法和装置。方法包括基于自适应滤波器输入信号u(n)和最优化权值向量w(n)生成自适应滤波器输出信号y(n)，基于延时中频信号d(n-delay)与延时自适应滤波器输出信号y(n-delay)生成延时误差信号e(n-delay)，基于中频信号d(n)与自适应滤波器输出信号y(n)生成误差信号e(n);基于延时自适应滤波器输入信号u(n-delay)、延时误差信号e(n-delay)、误差信号e(n)、最优化权值向量w(n-delay)生成最优化权值向量w(n)。实施本发明的直放站的回波干扰消除方法和装置，进行了充分的算法资源优化，在尽量小影响算法实现效率的情况下达到最优化资源使用，相对于现有技术的回波干扰消除方法占用更少逻辑资源，模块稳定性更强。

Description

一种直放站回波干扰消除方法和装置

技术领域

本发明涉及移动多媒体广播技术领域，更具体地说，涉及一种直放站的回波干扰消除方法和装置。

背景技术

传统的无线直放站为了避免经放大的转发信号传入接收天线，破坏转发信号频谱，甚至造成自激，需要在安装时充分地考虑到收发天线的隔离度问题。在安装环境许可的情况下收发天线可做到很高的隔离度（大于整机增益+15dB），但在大部分场合要实现这么高的隔离度却要付出额外成本，甚至做不到需要的隔离度，比如收发天线都暴露于室外的覆盖、需要收发天线内置的家庭型微功率直放站等。

然而加入了基于数字信号处理技术的回波干扰消除系统（ICS）的直放站就可有效地解决这些问题。通过数字信号处理的自适应算法，从接收天线收到的数据中检测出回波信号，并将其消除，从而达到了阻止回波信号对转发信号形成干扰，避免收发天线之间形成自激反馈回路，保护功率器件不被损坏的目的，以保证信号覆盖区域的正常通话和数据传输，并具备安装方便，占地小等优点。现有的直放站回波干扰消除系统主要使用LMS（Least Mean Square最小均方误差）或最小二乘法的自适应滤波算法实现，因而其普遍存在实现起来耗费逻辑资源量大，不适用于宽带信号处理，回波干扰对消不稳定，增加带外杂散多，等缺点。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的直放站回波干扰消除系统主要使用LMS（Least Mean Square最小均方误差）或最小二乘法的自适应滤波算法实现，因而普遍存在实现起来耗费逻辑资源量大，不适用于宽带信号处理，回波干扰对消不稳定，增加带外杂散多的缺陷，提供一种直放站的回波干扰消除方法和装置，其占用更少逻辑资源，模块稳定性更强。不仅适用于选频处理，更适用于超宽带，多子带的信号处理应用，达到了更高的回波干扰消除性能。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种直放站的回波干扰消除方法，包括：

S1、将从施主天线上接收到的信号进行变频以生成中频信号d(n)，且将所述中频信号d(n)延时第一设定时间以生成延时中频信号d(n-delay)；

S2、将自适应滤波器输入信号u(n)延时第二设定时间以生成延时自适应滤波器输入信号u(n-delay)；

S3、基于所述自适应滤波器输入信号u(n)和最优化权值向量w(n)生成自适应滤波器输出信号y(n)，且将所述自适应滤波器输出信号y(n)延时第三设定时间以生成延时自适应滤波器输出信号y(n-delay)，将所述最优化权值向量w(n)延时第四设定时间以生成延时最优化权值向量w(n-delay)；

S4、基于所述延时中频信号d(n-delay)与所述延时自适应滤波器输出信号y(n-delay)生成延时误差信号e(n-delay)，基于所述中频信号d(n)与所述自适应滤波器输出信号y(n)生成误差信号e(n);

S5、基于所述延时自适应滤波器输入信号u(n-delay)、所述延时误差信号e(n-delay)、所述误差信号e(n)、所述最优化权值向量w(n-delay)生成所述最优化权值向量w(n)；

S6、将所述误差信号e(n)变频以获得射频信号并将所述射频信号发送到转发天线。

在本发明所述的直放站的回波干扰消除方法中，在所述步骤S3中，y^*(n)=w^T(n)u(n)。

在本发明所述的直放站的回波干扰消除方法中，在所述步骤S4中，e(n-delay)=d(n-delay)-y^*(n-delay)；e(n)=d(n)-y^*(n)。

在本发明所述的直放站的回波干扰消除方法中，在所述步骤S5中， $w(n+1)=w\left(n\right)+\frac{\mathrm{\μ}}{1+\mathrm{\μ}{\left|\right|e\left(n\right)\left|\right|}^2}(d(n-\mathrm{delay})-w^T(n-\mathrm{delay})e(n-\mathrm{delay}))e(n-\mathrm{delay}),$ 其中μ为权值向量迭代更新的步长因子。

在本发明所述的直放站的回波干扰消除方法中，在所述步骤S5中，将所述误差信号e(n)求模后求和设定时间长度后存入先进先出模块，随后求倒数以获得所述

的值。

在本发明所述的直放站的回波干扰消除方法中，在所述步骤S5中，将所述

的值存储到只读存储器中供运算时直接查找。

在本发明所述的直放站的回波干扰消除方法中，在所述步骤S4的自适应滤波器生成所述延时误差信号e(n-delay)和所述误差信号e(n)的乘累加运算中，将所述乘累加运算设置为串行运算。

在本发明所述的直放站的回波干扰消除方法中，所述第一设定时间、所述第二设定时间、所述第三设定时间和所述第四设定时间基于所述直放站的延时时间和计算延时时间确定。

本发明解决其技术问题采用的另一技术方案是，构造一种直放站的回波干扰消除装置，包括：

变频器，用于从施主天线上接收到的信号进行变频以生成中频信号d(n)；

第一延时器，用于将所述中频信号d(n)延时第一设定时间以生成延时中频信号d(n-delay)；

第二延时器，用于将自适应滤波器输入信号u(n)延时第二设定时间以生成延时自适应滤波器输入信号u(n-delay)；

自适应滤波器，用于基于所述自适应滤波器输入信号u(n)和最优化权值向量w(n)生成自适应滤波器输出信号y(n)；

第三延时器，用于将所述自适应滤波器输出信号y(n)延时第三设定时间以生成延时自适应滤波器输出信号y(n-delay)，

第四延时器，用于将所述最优化权值向量w(n)延时第四设定时间以生成延时最优化权值向量w(n-delay)；

第一减法器，用于基于所述延时中频信号d(n-delay)与所述延时自适应滤波器输出信号y(n-delay)生成延时误差信号e(n-delay)；

第二减法器，用于基于所述中频信号d(n)与所述自适应滤波器输出信号y(n)生成误差信号e(n);

权值向量更新模块，用于基于所述延时自适应滤波器输入信号u(n-delay)、所述延时误差信号e(n-delay)、所述误差信号e(n)、所述最优化权值向量w(n-delay)生成所述最优化权值向量w(n)；

变频转发器，用于将所述误差信号e(n)变频以获得射频信号并将所述射频信号发送到转发天线。

在本发明所述的直放站的回波干扰消除装置中，在所述权值向量更新模块中， $w(n+1)=w\left(n\right)+\frac{\mathrm{\μ}}{1+\mathrm{\μ}{\left|\right|e\left(n\right)\left|\right|}^2}(d(n-\mathrm{delay})-w^T(n-\mathrm{delay})e(n-\mathrm{delay}))e(n-\mathrm{delay}),$ 其中μ为权值向量迭代更新的步长因子。

实施本发明的直放站的回波干扰消除方法和装置，结合了DLMS（Delay-LMS延时最小均方误差）与NLMS（Normalized LMS归一化最小均方误差）算法，进行了充分的算法资源优化，在尽量小影响算法实现效率的情况下达到最优化资源使用，相对于现有技术的回波干扰消除方法占用更少逻辑资源，模块稳定性更强。不仅适用于选频处理，更适用于超宽带，多子带的信号处理应用，达到了更高的回波干扰消除性能。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是根据本发明的第一实施例的直放站的回波干扰消除方法的流程图；

图2是根据本发明的第二实施例的直放站的回波干扰消除方法的示意图；

图3是根据本发明的第三实施例的直放站的回波干扰消除方法的运算步骤的示意图；

图4是根据本发明的直放站的回波干扰消除方法在直放站中应用的位置示意图；

图5是根据本发明的第一实施例的直放站的回波干扰消除装置的原理框图。

具体实施方式

图1是根据本发明的第一实施例的直放站的回波干扰消除方法的流程图。本发明基于延时最小均方误差法（DLMS）和归一化最小均方误差法（NLMS）的结合，提供了一种优选的直放站的回波干扰消除方法。在本发明中，延时时间（即第一设定时间-第四设定时间）选取很重要，主要取决于直放站的时延和延时DLMS运算引入的时延，实际设计中该延时值可通过监控系统配置到FPGA，以便于在不同的设计中任意调整。

如图1所示，在步骤S1中，将从施主天线上接收到的信号进行变频以生成中频信号d(n)，且将所述中频信号d(n)延时第一设定时间以生成延时中频信号d(n-delay)。在步骤S1中，还可以包括对从施主天线上接收到的信号进行低噪声放大、RF滤波，混频、IF滤波、模数转换、数字下变频，以及频率抽取从而生成所述中频信号d(n)。本领域技术人员熟悉各种对接收的信号进行低噪声放大、RF滤波，混频、IF滤波、模数转换、数数转换，以及频率抽取的方法，在此各种上述方法均可以用于本发明。在步骤S1中，可以采用延时器对所述中频信号d(n)进行延时第一设定时间。本领域技术人员可以根据所述直放站的延时时间和计算延时时间确定所述第一设定时间，并且所述第一设定时间可调。

在步骤S2中，将自适应滤波器输入信号u(n)延时第二设定时间以生成延时自适应滤波器输入信号u(n-delay)。本领域技术人员可以根据所述直放站的延时时间和计算延时时间确定所述第二设定时间，并且所述第二设定时间可调。所述自适应滤波器输入信号u(n)可基于所述中频信号d(n)设定，也可预先设定。

在步骤S3中，基于所述自适应滤波器输入信号u(n)和最优化权值向量w(n)生成自适应滤波器输出信号y(n)，且将所述自适应滤波器输出信号y(n)延时第三设定时间以生成延时自适应滤波器输出信号y(n-delay)，将所述最优化权值向量w(n)延时第四设定时间以生成延时最优化权值向量w(n-delay)。例如，在本发明的一个实施例中，y^*(n)=w^T(n)u(n)。此外，本领域技术人员可以根据所述直放站的延时时间和计算延时时间确定所述第三设定时间和第四设定时间按，并且所述第三和第四设定时间可调。

在步骤S4中，基于所述延时中频信号d(n-delay)与所述延时自适应滤波器输出信号y(n-delay)生成延时误差信号e(n-delay)，基于所述中频信号d(n)与所述自适应滤波器输出信号y(n)生成误差信号e(n)。例如e(n-delay)=d(n-delay)-y^*(n-delay)；e(n)=d(n)-y^*(n)。

在步骤S5中，基于所述延时自适应滤波器输入信号u(n-delay)、所述延时误差信号e(n-delay)、所述误差信号e(n)、所述最优化权值向量w(n-delay)生成所述最优化权值向量w(n)。例如 $w(n+1)=w\left(n\right)+\frac{\mathrm{\μ}}{1+\mathrm{\μ}{\left|\right|e\left(n\right)\left|\right|}^2}(d(n-\mathrm{delay})-w^T(n-\mathrm{delay})e(n-\mathrm{delay}))e(n-\mathrm{delay}),$ 其中μ为权值向量迭代更新的步长因子。其中μ的取值范围如下：

式中λ_max是滤波器输入信号向量u(n)的自相关矩阵的最大特征值，其中delay是DLMS算法中加入的时延，在设计中以单个时钟周期为最小单位，例如2个时钟周期、6个时钟周期或者8个时钟周期等等。

在步骤S6中将所述误差信号e(n)变频以获得射频信号并将所述射频信号发送到转发天线。在步骤S6中，还可以包括对误差信号e(n)进行滤波、插值、上变频、数模转换、混频和功率放大后以获得射频信号并将所述射频信号发送到转发天线。本领域技术人员熟悉各种对误差信号e(n)进行滤波、插值、上变频、数模转换、混频和功率放大的方法，在此各种上述方法均可以用于本发明。

实施本发明的直放站的回波干扰消除方法，结合了DLMS（Delay-LMS延时最小均方误差）与NLMS（Normalized LMS归一化最小均方误差）算法，进行了充分的算法资源优化，在尽量小影响算法实现效率的情况下达到最优化资源使用，相对于现有技术的回波干扰消除方法占用更少逻辑资源，模块稳定性更强。不仅适用于选频处理，更适用于超宽带，多子带的信号处理应用，达到了更高的回波干扰消除性能。

图2是根据本发明的第二实施例的直放站的回波干扰消除方法的示意图。如图2所示，将从施主天线上接收到的信号进行变频以生成中频信号d(n)，且将所述中频信号d(n)经延时器110延时第一设定时间以生成延时中频信号d(n-delay)。在本实施例中，该第一设定时间可以是如3个时钟周期。将自适应滤波器输入信号u(n)经延时器130延时第二设定时间以生成延时自适应滤波器输入信号u(n-delay)。在本实施例中，该第一设定时间可以是如4个时钟周期。采用自适应滤波器120将所述自适应滤波器输入信号u(n)和最优化权值向量w(n)相乘生成自适应滤波器输出信号y(n)。例如，在本发明的一个实施例中，y^*(n)=w^T(n)u(n)。将所述自适应滤波器输出信号y(n)采用延时器150延时第三设定时间以生成延时自适应滤波器输出信号y(n-delay)，将所述最优化权值向量w(n)采用延时器160延时第四设定时间以生成延时最优化权值向量w(n-delay)。在本实施例中，该第三设定时间可以是如6个时钟周期，该第四设定时间可以是如8个时钟周期。在本发明中，所述第一设定时间、第二设定时间、第三设定时间和所述第四设定时间可以根据以下方法进行设置：系统正常运行后，通过上层软件监控界面控制系统进入校准模式，该模式下，自激反馈回路为断开状态，通过对系统发送的特定数据与接收到的反馈信号进行相关运算，得到整个反馈回路的延时信息。由此来自动设置各延时值，也可在监控界面手动设置或微调。在本发明的其他实施例中，本领域技术人员可以根据其他已知方法进行设置。

采用第二减法器180基于所述延时中频信号d(n-delay)与所述延时自适应滤波器输出信号y(n-delay)生成延时误差信号e(n-delay)，例如e(n-delay)=d(n-delay)-y^*(n-delay)。采用第一减法器170基于所述中频信号d(n)与所述自适应滤波器输出信号y(n)生成误差信号e(n)，例如e(n)=d(n)-y^*(n)。

随后，采用权值向量更新模块140基于所述延时自适应滤波器输入信号u(n-delay)、所述延时误差信号e(n-delay)、所述误差信号e(n)、所述最优化权值向量w(n-delay)生成所述最优化权值向量w(n)。例如 $w(n+1)=w\left(n\right)+\frac{\mathrm{\μ}}{1+\mathrm{\μ}{\left|\right|e\left(n\right)\left|\right|}^2}(d(n-\mathrm{delay})-w^T(n-\mathrm{delay})e(n-\mathrm{delay}))e(n-\mathrm{delay}),$ 其中μ为权值向量迭代更新的步长因子。其中μ的取值范围如下：

式中λ_max是滤波器输入信号向量u(n)的自相关矩阵的最大特征值，其中delay是DLMS算法中加入的时延，在设计中以单个时钟周期为最小单位，例如2个时钟周期、6个时钟周期或者8个时钟周期等等。

最后可将将所述误差信号e(n)变频以获得射频信号并将所述射频信号发送到转发天线。

由于在现有技术中，自适应滤波器的复数乘累加运算需要消耗较多的DSP资源，因此，本发明的上述直放站的回波干扰消除方法充分利用了DLMS算法特性，将复数乘累加的并行运算改为串行运算，每次运算两组复数的乘法，并同上一次结果求和，在完成一次滤波的乘累加运算后求和结果清零。这样在保证算法正常实现的基础上最大程度的节省了硬件资源。

并且由于在本发明的上述直放站的回波干扰消除方法中误差向量运算引入了延时，因此自适应滤波器的输入数据和原始信号加入相同的延时，保证各方程运算结果对应，使得横向滤波过程和权值系数更新过程同时进行，这就大大延长了算法的关键路径，便于流水线模式设计，提高了运算速率，非常适用于FPGA实现。并且本发明的直放站的回波干扰消除方法融合了NLMS算法后达到了更快的收敛速度和更好的稳态性能。

图3是根据本发明的第三实施例的直放站的回波干扰消除方法的运算步骤的示意图。如图3所示，中频信号d(n)与自适应滤波器输出信号y(n)相减，结果输出的误差信号e(n)供自适应滤波器内部使用，并且，该误差信号e(n)输出到信号处理链路的滤波模块。滤波后的信号一方面作为内部反馈参考信号送给延时模块，生成延时误差信号e(n-delay)。另一方面作为输出信号经过插值、上变频、求和然后到数模转换器送到射频混频、功放电路后输出。

误差信号e(n)在自适应滤波器内部经过求模运算，计算出i²+q²的值并进行一定长度模组的求和后存入先入先出模块，然后经过求倒数模块计算出

的值，该计算结果通过Matlab预先计算好后存入ROM表中，运算时直接查找即可，无需在FPGA中进行复杂而且耗费资源的求倒数运算。

误差信号e(n)延时误差信号e(n-delay)进行复数乘法运算，结果与上一步的步长值相乘后得到权值向量的增量值，与w(n-1)相加实现权值向量的更新操作，如此完成自适应滤波器系数更新计算。

接下来进行自适应滤波的乘累加运算，此处为节省FPGA内部资源，将并行的乘累加滤波运算结构改为串行运算，每个时钟周期只需打入两组复数进行乘法运算，并同上一次结果求和，在完成一次滤波的乘累加运算后求和结果清零。滤波器系数在与延时后的反馈参考信号相乘之前需先取共轭，这样结果在与输入信号相减时就能直接从中消除反馈干扰。

下面对自适应滤波器和权值向量更新模块的模块内部时序进行说明如下：

先确定第M个时钟周期时进行e(n)=d(n)-y(n)的运算，如此e(n)在第0个时钟周期时为有效，输出有效信号也在第0个时钟周期时置为有效；第M个时钟周期时输入有效，这样保证循环计数器cnt与输入信号有固定同步关系，输出信号以输出ready信号为写使能通过入延迟为delay值的延时模块，内部先入先出模块的读和写使能都是计数器为第0个循环周期时有效，所以输出数据在第1个循环周期时有效。

循环计数器为1时采集delay_module输出信号，打入uf的M+1个移位寄存器的最底端，加入uf_delay以保证delay+1个8时钟周期延时且能提前读到uf0的值；然后是计算temp_wf=conj(e(k)).*uf，16*16有符号复数乘法器延时为6时钟周期，仿真时需要保证结果与matlab同步，所以参考第一组e(n)和u(n)，保证在0时总线上为这两组数，直接以wire的形式拉到乘法器端口，这样M-6个时钟周期时就可得到temp_wf。

接下来需保证lmsstep(k)的值也能在第M-6个循环周期时出现在总线上，e(k)在0时有效，直接将I和Q路分别连接到两个16*16乘法器输入口，这样M-9时I^2和Q^2的值就出现在乘法器输出端口，计算出I^2+Q^2并写入先入先出存储器，M-8个循环周期时计算总功率data_pwrt，这样M-7个循环周期时data_pwrt出现在ROM端口，M-6时lmsstep(k)出现在ROM输出端口；在第M-6个循环时钟时计算wf_temp=temp_wf*lmsstep，temp_wf截17位，数据经过8个16*16的乘法器，延时3，计数器为1时wf_temp出现在乘法器输出端口。

下一步在wf_temp有效时（计数器为1）通过之前比较出的temp_wf的最大值compare_step31来推算出M个wf_temp中的最大值，存入max_wftmp。并在该拍得到上一拍中wf中非0值的位置max_wf。

在M-2时wf已经更新，但只能通过max_wftmp，max_wf，compare_step31的值利用一次比较得出更新过的wf中的最大值，并得到与之相应位置的uf(此时uf已在cnt=1时更新过一次)，分别打入max_wf_i/q和uf_new_i/q；

在M-3时max_wf_i/q和uf_new_i/q已出现在23*16的复数乘法器输入端口，y=uf*conj(wf)，为横向量和纵向量相乘，但uf只有1个非零值，所以只需计算两个值的相乘结果即可，此复数乘法器用4个普通乘法器和两个加法器搭，所以达到了4个时钟周期的最小延时，在M-7时y值即可出现在总线上；

刚好之前保证了din_nd时din有效，这样在第M个循环时钟周期即可进行e(k)=din-y的运输，与最开始同步上，完成反馈运算回路；

权值向量的最大值靠近向量中心时会有更好的对消效果，权值向量最大值获取：经Matlab仿真得知在计算y时wf可使用上一拍的，这样循环回路的计算时间可延长至2Fs，也就是2*M个时钟周期，而循环回路中的几个复数乘法器延时比较多，留给从权值向量的M个数中找出最大值的时间只有1个时钟周期，从权系数计算公式wf=wf+temp_wf*lmsstep分析，可通过提前比较temp_wf和当前的wf值来预先推算出新的wf系数中的最大值。具体运算是当temp_wf的最大值位置和当前的wf非零值位置一样，则新的wf系数最大值位置不变，两个数之和赋值到max_wf_i/q；

若最大值位置不一样，则比较temp_wf最大值和当前wf非零值加上与之对应位置的temp_wf之后的值（正好wf已更新，利用更新值即可）的大小，将更大的数赋值到max_wf_i/q；下一个时钟周期利用刚才找出的wf最大值位置将权值向量的其他数值清零。

实施本发明的直放站的回波干扰消除方法，在基于DLMS算法的回波干扰自消除模块上，回波干扰对消能力大于35dB，同时可保证在回波对消30dB时EVM<12.5%（以WCDMA为例），即可允许收发天线的隔离度由传统的大于G+15dB降低到满足大于G-15dB即可，大大降低了对收发天线的隔离度要求。更进一步地，本发明的直放站的回波干扰消除方法配合隔离度检测和自动增益控制模块，可有效防止安装环境中的不稳定因素导致的隔离度突发变化引起功率器件损坏。保证了设备的使用简易性和覆盖稳定性。本发明直放站的回波干扰消除方法的实现平台与普通数字无线直放站硬件架构一致，且占用资源非常少，主要占用两个16bit复数乘法器和2个16bit实数乘法器，以及少量存储区（Block Memory）资源。适用于将现有数字无线直放站方案升级为带干扰对消功能的无线直放站，无需更改硬件平台设计。

图4是根据本发明的直放站的回波干扰消除方法在直放站中应用的位置示意图。如图4所示，可对从施主天线上接收到的信号进行低噪声放大、RF滤波，混频、IF滤波、模数转换、数字下变频，以及频率抽取从而生成所述中频信号d(n)。随后对中频信号d(n)、自适应滤波器输入信号u(n)和最优化权值向量w(n)的处理，可以将获得的所述误差信号e(n)进行滤波、插值、上变频、数模转换、混频和功率放大后以获得射频信号并将所述射频信号发送到转发天线。

因此，本发明可应用于普通的数字无线直放站，在只需升级FPGA配置程序的情况下增加回波干扰消除功能，比如WCDMA ICS数字无线直放站，GSM ICS数字无线直放站，或是专门针对室内覆盖应用的微功率ICS数字直放站等。

图5是根据本发明的第一实施例的直放站的回波干扰消除装置的原理框图。如图5所示，本发明的直放站的回波干扰消除装置包括变频器210、延时器110、自适应滤波器120、延时器150、延时器160、减法器180、减法器170、权值向量更新模块140和变频转发器220。其中所述变频器210用于从施主天线上接收到的信号进行变频以生成中频信号d(n)。所述延时器110用于将所述中频信号d(n)延时第一设定时间以生成延时中频信号d(n-delay)。所述延时器130用于将自适应滤波器输入信号u(n)延时第二设定时间以生成延时自适应滤波器输入信号u(n-delay)。所述自适应滤波器120用于基于所述自适应滤波器输入信号u(n)和最优化权值向量w(n)生成自适应滤波器输出信号y(n)。所述延时器150用于将所述自适应滤波器输出信号y(n)延时第三设定时间以生成延时自适应滤波器输出信号y(n-delay)。所述延时器160用于将所述最优化权值向量w(n)延时第四设定时间以生成延时最优化权值向量w(n-delay)。所述减法器180用于基于所述延时中频信号d(n-delay)与所述延时自适应滤波器输出信号y(n-delay)生成延时误差信号e(n-delay)。所述减法器170用于基于所述中频信号d(n)与所述自适应滤波器输出信号y(n)生成误差信号e(n)。所述权值向量更新模块140用于基于所述延时自适应滤波器输入信号u(n-delay)、所述延时误差信号e(n-delay)、所述误差信号e(n)、所述最优化权值向量w(n-delay)生成所述最优化权值向量w(n)。所述变频转发器220用于将所述误差信号e(n)变频以获得射频信号并将所述射频信号发送到转发天线。

本领域技术人员知悉，所述变频器210、延时器110、自适应滤波器120、延时器150、延时器160、减法器180、减法器170、权值向量更新模块140和变频转发器220可以根据本发明的上述直放站的回波干扰消除方法进行构建。基于本发明的教导，本领域技术人员能够构造上述变频器210、延时器110、自适应滤波器120、延时器150、延时器160、减法器180、减法器170、权值向量更新模块140和变频转发器220。

实施本发明的直放站的回波干扰消除装置，结合了DLMS（Delay-LMS延时最小均方误差）与NLMS（Normalized LMS归一化最小均方误差）算法，进行了充分的算法资源优化，在尽量小影响算法实现效率的情况下达到最优化资源使用，相对于现有技术的回波干扰消除方法占用更少逻辑资源，模块稳定性更强。不仅适用于选频处理，更适用于超宽带，多子带的信号处理应用，达到了更高的回波干扰消除性能。

虽然本发明是通过具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白，在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换及等同替代。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。

Claims (10)

1.一种直放站的回波干扰消除方法，其特征在于，包括：

S1、将从施主天线上接收到的信号进行变频以生成中频信号d(n)，且将所述中频信号d(n)延时第一设定时间以生成延时中频信号d(n-delay)；

S2、将自适应滤波器输入信号u(n)延时第二设定时间以生成延时自适应滤波器输入信号u(n-delay)；

S3、基于所述自适应滤波器输入信号u(n)和最优化权值向量w(n)生成自适应滤波器输出信号y(n)，且将所述自适应滤波器输出信号y(n)延时第三设定时间以生成延时自适应滤波器输出信号y(n-delay)，将所述最优化权值向量w(n)延时第四设定时间以生成延时最优化权值向量w(n-delay)；

S4、基于所述延时中频信号d(n-delay)与所述延时自适应滤波器输出信号y(n-delay)生成延时误差信号e(n-delay)，基于所述中频信号d(n)与所述自适应滤波器输出信号y(n)生成误差信号e(n);

S5、基于所述延时自适应滤波器输入信号u(n-delay)、所述延时误差信号e(n-delay)、所述误差信号e(n)、所述最优化权值向量w(n-delay)生成所述最优化权值向量w(n)；

S6、将所述误差信号e(n)变频以获得射频信号并将所述射频信号发送到转发天线。

2.根据权利要求1所述的直放站的回波干扰消除方法，其特征在于，在所述步骤S3中，y^*(n)=w^T(n)u(n)。

3.根据权利要求1所述的直放站的回波干扰消除方法，其特征在于，在所述步骤S4中，e(n-delay)=d(n-delay)-y^*(n-delay)；e(n)=d(n)-y^*(n)。

4.根据权利要求1所述的直放站的回波干扰消除方法，其特征在于，在所述步骤S5中， $w(n+1)=w\left(n\right)+\frac{\mathrm{\&mu;}}{1+\mathrm{\&mu;}{\left|\right|e\left(n\right)\left|\right|}^2}(d(n-\mathrm{delay})-w^T(n-\mathrm{delay})e(n-\mathrm{delay}))e(n-\mathrm{delay}),$ 其中μ为权值向量迭代更新的步长因子。

5.根据权利要求4所述的直放站的回波干扰消除方法，其特征在于，在所述步骤S5中，将所述误差信号e(n)求模后求和设定时间长度后存入先进先出模块，随后求倒数以获得所述

的值。

6.根据权利要求5所述的直放站的回波干扰消除方法，其特征在于，在所述步骤S5中，将所述

的值存储到只读存储器中供运算时直接查找。

7.根据权利要求1所述的直放站的回波干扰消除方法，其特征在于，在所述步骤S4的自适应滤波器生成所述延时误差信号e(n-delay)和所述误差信号e(n)的乘累加运算中，将所述乘累加运算设置为串行运算。

8.根据权利要求1所述的直放站的回波干扰消除方法，其特征在于，所述第一设定时间、所述第二设定时间、所述第三设定时间和所述第四设定时间基于所述直放站的延时时间和计算延时时间确定。

9.一种直放站的回波干扰消除装置，其特征在于，包括：

变频器，用于从施主天线上接收到的信号进行变频以生成中频信号d(n)；

第一延时器，用于将所述中频信号d(n)延时第一设定时间以生成延时中频信号d(n-delay)；

第二延时器，用于将自适应滤波器输入信号u(n)延时第二设定时间以生成延时自适应滤波器输入信号u(n-delay)；

自适应滤波器，用于基于所述自适应滤波器输入信号u(n)和最优化权值向量w(n)生成自适应滤波器输出信号y(n)；

第三延时器，用于将所述自适应滤波器输出信号y(n)延时第三设定时间以生成延时自适应滤波器输出信号y(n-delay)，

第四延时器，用于将所述最优化权值向量w(n)延时第四设定时间以生成延时最优化权值向量w(n-delay)；

第一减法器，用于基于所述延时中频信号d(n-delay)与所述延时自适应滤波器输出信号y(n-delay)生成延时误差信号e(n-delay)；

第二减法器，用于基于所述中频信号d(n)与所述自适应滤波器输出信号y(n)生成误差信号e(n);

权值向量更新模块，用于基于所述延时自适应滤波器输入信号u(n-delay)、所述延时误差信号e(n-delay)、所述误差信号e(n)、所述最优化权值向量w(n-delay)生成所述最优化权值向量w(n)；

变频转发器，用于将所述误差信号e(n)变频以获得射频信号并将所述射频信号发送到转发天线。

10.根据权利要求9所述的直放站的回波干扰消除装置，其特征在于，在所述权值向量更新模块中， $w(n+1)=w\left(n\right)+\frac{\mathrm{\&mu;}}{1+\mathrm{\&mu;}{\left|\right|e\left(n\right)\left|\right|}^2}(d(n-\mathrm{delay})-w^T(n-\mathrm{delay})e(n-\mathrm{delay}))e(n-\mathrm{delay}),$ 其中μ为权值向量迭代更新的步长因子。

Images