CN103842829A - 抵消由传感器电路贡献的乱真力的用于换能器前端的使用单一放大器的线性电容－电压转换器 - Google Patents

Abstract

公开了电容换能器系统，其减小起因于馈通电容或残留静电力的非线性。系统可以包括核心，具有耦合到第一可变电容器的第一输入，耦合到第二可变电容器的第二输入，和耦合到公共节点的核心输出；放大器，具有可切换地耦合到公共节点的输入和输出；反馈路径，将放大器输出可切换地耦合到公共节点；及主时钟，具有第一和第二相位，控制开关耦合系统组件。当时钟在第一相位中时，第一核心输入耦合到参考电压，第二核心输入耦合到负参考电压，公共节点耦合到放大器输出。当时钟在第二相位中时，核心输入接地，公共节点耦合到放大器输入。系统可以具有单一放大器。中和电容器可以抵消馈通和寄生电容。

Description

抵消由传感器电路贡献的乱真力的用于换能器前端的使用单一放大器的线性电容-电压转换器

技术领域

本专利涉及电容换能器，更具体地，涉及用于使用较少电路减小或消除起因于电容换能器中的乱真电容（spurious capacitance）和残留静电力的非线性的技术。

背景技术

换能器将一般物理量（例如，加速度、压力等）转换为可以由电子电路处理的量。具体地，响应于测量的输入信号的量值，电容换能器产生电容的变化。用于电容换能器的读出电路将由换能器产生电容变化变换为电信号。在该过程中，电路向换能器电极施加电压波形。

电容加速度计是用于测量加速度的电容换能器，包括机械感测元件和读出电路。图1示出了电容加速度计的机械感测元件100的示例性实施例。在这个实施例中，机械感测元件100包括悬挂在第一弹簧104与第二弹簧106之间的检测质量块102、第一电极110和第二电极112。质量块102的近端耦合到第一弹簧104，质量块102的远端耦合到第二弹簧106。第一弹簧104具有两端，第一端耦合到质量块102的近端，第二端耦合到基底。第二弹簧106具有两端；第一端耦合到质量块102的远端，第二端耦合到基底。公共电极M耦合到质量块102，并随质量块102一起相对于基底移动。第一和第二电极110、112相对于基底固定。在这个实施例中，将正参考电压V_S施加到第一电极110，将负参考电压-V_S施加到第二电极112。在第一电极110与公共电极M之间形成第一可变电容器C₁，在第二电极112与公共电极M之间形成第二可变电容器C₂。

在这个实施例中，当系统静止时，在第一电极110与公共电极M之间和在第二电极112与公共电极M之间存在基本上相等的额定间隙g₀，在第一可变电容器C₁与第二可变电容器C₂中产生了基本上相等的电容。输入加速度将质量块102相对于基底移动，这改变了在电极之间的间隙，并改变了可变电容C₁、C₂的电容。在箭头120方向上的加速度使质量块102偏斜距离Δx，该距离与输入加速度成比例。质量块102的这个移动将在第一电极110与公共电极M之间的距离增大到g₀+Δx，并将第二电极112与公共电极M之间的距离减小到g₀-Δx，这改变了电容器C₁和C₂的电容。可变电容C₁和C₂的电容C可以由以下确定：

$C_{1/2}=\frac{{\mathrm{\ϵ}}_{0}A}{g_0\±\mathrm{\Δx}}---\left(1\right)$

其中，ε₀是电介质介电常数，A是电容板的面积（其延伸到纸面中），g₀是额定间隙，Δx是起因于加速度的位移。读出电路基于电容器C₁和C₂的电容变化，确定Δx的值。

加速度计常常在严苛的充斥振动的环境中实现，例如自动化或工业环境。在这些环境中，加速度计通常需要良好的线性、低漂移性能和大的满标度量程。常常选择自平衡加速度计用于这些应用。自平衡加速度计测量(C₁-C₂)/(C₁+C₂)。

图2是自平衡电容桥200的示例性实施例的示意图。图2中所示的开关电容器实现方式的优点是输入的直接DC偏置，而无需高电阻路径，以及对过程和温度的稳定且定义明确的传递函数。还提供了离散时间输出信号，其可以由模数转换器（ADC）直接数字化。图2显示了自平衡桥的单端实施例。

自平衡桥200包括传感器核心和读出或接口电路。传感器核心210表示电容传感器元件，例如图1中所示的感测元件100，或者本领域中已知的各种其他电容传感器元件之一。传感器核心210包括两个可变电容器C₁和C₂，耦合到传感器核心210的输出的共用公共节点M。读出电路包括前向路径，其将传感器核心210的输出通过提供增益的积分器222传送到输出V₀。在这个实施例中，积分器222包括放大器224，其具有积分电容器C_i。自平衡桥200还包括第一反馈路径230和第二反馈路径240，其将输出电压V₀反馈到传感器核心210。第一反馈路径230通过第一反相放大器232将输出电压V₀反馈到第一求和节点234。第一求和节点234将反相的输出电压-V₀与反相的参考电压-V_S求和，并将所得到的电压-V_S-V₀输出到第一可变传感器电容器C₁。第二反馈路径240通过第二反相放大器242将输出电压V₀反馈到第二求和节点244。第二求和节点244将反相的输出电压-V₀与参考电压V_S求和，并将所得到的电压V_S-V₀输出到第二可变传感器电容器C₂。

自平衡桥200尝试使得两个传感器电容器C₁和C₂上的绝对电荷相等。在这些条件下，输出电压与在测量的电容器的差与和之间的比率成比例：

$V_o=-V_S\frac{C_1-C_2}{C_1+C_2}---\left(2\right)$

测量以上的比率是各种应用所关心的，加速度传感器仅是一个特定实例。

等式（2）表明V₀与(C₁-C₂)/(C₁+C₂)成比例，由等式（1）可知，C与1/d成比例，其中，d是电容板之间的距离。合并这两个关系式提供了：

$\mathrm{Vo}\∝\frac{C_1-C_2}{C_1+C_2}=\frac{1/d1-1/d2}{1/d1+1/d2}=\frac{d2-d1}{d2+d1}=\frac{x}{d0}---\left(3\right)$

其中，x是位移值，d0是零位移值，d1=d0-x是在电容器C₁的板之间的距离，d2=d0+x是在电容器C₂的板之间的距离。等式（3）表明在理想情况下，自平衡加速度计的输出电压V₀是位移x的线性函数。遗憾地，在实际实现方式中，存在等式（3）没有考虑到的非线性的来源。

自平衡加速度计中非线性的两个主要来源是馈通（feed-through）电容和残留静电力。馈通电容（Cft）是在检测质量块与感测电极之间的任何固定电容。图3示出了电容核心300中的馈通电容，其实例在图1中示出。电容核心300包括在第一感测电极302与检测质量块304之间的第一电容器C1，和在第二感测电极306与检测质量块304之间的第二电容器C2。电容核心300还包括在检测质量块304与每一个感测电极302、306之间的不想要的馈通电容Cft。在考虑馈通电容Cft的情况下重新推导等式（2）和（3）提供了：

$\mathrm{Vo}\∝\frac{C_1-C_2}{C_1+C_2+2C_{\mathrm{ft}}}=\frac{1/d1-1/d2}{1/d1+1/d2+\frac{2C_{\mathrm{ft}}}{A}}=\frac{d2-d1}{d2+d1+\frac{2C_{\mathrm{ft}}}{C0}\frac{d2*d1}{d0}}=\frac{x}{d0+\frac{C_{\mathrm{ft}}}{c0}\frac{({d0}^2-x^2)}{d0}}---\left(4\right)$

其引入了起因于馈通电容的非线性项x²。

当将激励电压施加到传感器以感测检测质量块的位移时在检测质量块上产生残留静电力。单一放大器方法已经不成功地尝试消除这些残留静电力。通过为系统增加额外的放大器来消除残留静电力更为成功。但这些额外的放大器占用了相当大量的芯片面积，用于自平衡桥自身的芯片面积的大约一半。这个额外的芯片面积是昂贵的。

在图4的自平衡电容桥400中示出了尝试使用单一放大器消除静电力的一个方法。电容桥400包括电容核心402、放大器404和反馈路径410、412。在放大器404的输出处的反相器不是单独的反相器，而仅表示放大器404的输出的反相。核心402产生输出，其由放大器404放大，以产生输出Vo，将输出Vo反馈到核心402的输入，在此其与参考电压Vs合并。图5显示了在相位Φ₁和Φ₂期间，核心402的输入和输出。

图5A显示了在相位Φ₁期间，核心402的输入和输出。在相位Φ₁期间，输出电压V_o反馈到核心402的电容器C1和C2的输入502、506，核心402的输出504连接点地。使用关系式Vo=(x/d0)*Vs，在相位Φ₁期间，检测质量块上的力可以表示为：

$F_{{\mathrm{\Φ}}_1}=\frac{1}{2}\frac{\mathrm{dC}1}{\mathrm{dx}}{V0}^2-\frac{1}{2}\frac{\mathrm{dC}2}{\mathrm{dx}}{V0}^2=\frac{1}{2}\frac{C0}{d0}{\mathrm{Vs}}^2(\frac{{(x/d0)}^2}{{(1-x/d0)}^2}-\frac{{(x/d0)}^2}{{(1+x/d0)}^2})---\left(5\right)$

图5B显示了在相位Φ₂期间，核心402的输入和输出。在相位Φ₂期间，正参考电压Vs提供给电容器C1的输入502，负参考电压-Vs提供给电容器C2的输入506，核心402的输出504连接到提供虚拟地的放大器。在相位Φ₂期间，检测质量块上的力可以表示为：

$F_{{\mathrm{\Φ}}_2}=\frac{1}{2}\frac{\mathrm{dC}1}{\mathrm{dx}}{\mathrm{Vs}}^2-\frac{1}{2}\frac{\mathrm{dC}2}{\mathrm{dx}}{\mathrm{Vs}}^2=\frac{1}{2}\frac{C0}{d0}{\mathrm{Vs}}^2(\frac{1}{{(1-x/d0)}^2}-\frac{1}{{(1+x/d0)}^2})---\left(6\right)$

检测质量块上的残留静电力可以计算为在相位Φ₁和Φ₂期间，在检测质量块上的力的平均值。使用等式（5）和（6），平均力为：

$F_{\mathrm{avg}}=(F_{{\mathrm{\Φ}}_1}+F_{{\mathrm{\Φ}}_2})/2=\frac{1}{4}\frac{C0}{d0}{\mathrm{Vs}}^2(\frac{1}{{(1-x/d0)}^2}-\frac{1}{{(1+x/d0)}^2})*(1+{(x/d0)}^2)---\left(7\right)$

这表明单一放大器自平衡电容桥400具有非零残留静电力。

在图6的自平衡电容桥600中显示了静电力消除的另一个方法。这个方法需要增加两个放大器，具体的是两个求和放大器。电容桥600包括电容核心602、前向放大器604、两个求和放大器620、622和反馈路径610、612。核心602产生输出，其由前向放大器604放大以产生输出Vo，将输出Vo在反馈路径610、612上反馈到核心602的输入。求和放大器620、622分别在反馈路径610、612上。在第一反馈路径610上的第一求和放大器620将输出信号Vo与正参考电压Vs求和，并输出Vs-Vo。在第二反馈路径612上的第二求和放大器622将输出信号Vo与负参考电压Vs求和，并输出-Vs-Vo。图7显示了在相位Φ₁和Φ₂期间，核心602的输入和输出。

图7A显示了在相位Φ₁期间，核心602的输入和输出。在相位Φ₁期间，求和放大器620、622的输出耦合到核心602的电容器C1和C2的输入702、706，核心602的输出704耦合到提供虚拟地的放大器。在相位Φ₁期间，检测质量块上的力可以表示为：

$F_{{\mathrm{\Φ}}_1}=\frac{1}{2}\frac{\mathrm{dC}1}{\mathrm{dx}}{(\mathrm{Vs}-V0)}^2-\frac{1}{2}\frac{\mathrm{dC}2}{\mathrm{dx}}{(\mathrm{Vs}+V0)}^2=\frac{1}{2}\frac{C0}{d0}{\mathrm{Vs}}^2(\frac{{(1-x/d0)}^2}{{(1-x/d0)}^2}-\frac{{(1+x/d0)}^2}{{(1+x/d0)}^2})=0---\left(8\right)$

图7B显示了在相位Φ₂期间，核心602的输入和输出。在相位Φ₂期间，电容器C1、C2的输入702、706都耦合到地，核心602的输出704耦合到地。由于在相位Φ₂期间核心上的所有电压都为0V，检测质量块上的力F_Φ1也为零。

检测质量块上的残留静电力可以计算为在相位Φ₁和Φ₂期间，在检测质量块上的力的平均值。如上所示，由于相位Φ₁和Φ₂期间在检测质量块上的力为零（0），平均力也为零（0）。因此，图6的自平衡电容桥600确实消除了静电力，但它需要两个额外的求和放大器620、622来完成这个消除。这两个额外的求和放大器会占用相当大量的芯片空间，电容桥的芯片面积的大约一半。这个额外的芯片面积是相当昂贵的。

希望在不需要相当大的额外芯片面积的情况下，使用较少的额外电路，例如通过使用实施例600的求和放大器，减小或消除起因于馈通和寄生电容的非线性，还希望减小或消除起因于残留静电力的非线性。减小或消除这些不想要的影响的任意一个或二者会减少自平衡电容桥中非线性的主要来源。

发明内容

公开了一种感测物理量的电容换能器系统。电容换能器系统包括电容核心、放大器、反馈路径和主时钟。电容核心基于物理量产生核心输出，并包括第一可变电容器、第二可变电容器、耦合到所述第一可变电容器的第一核心输入、耦合到所述第二可变电容器的第二核心输入和耦合到所述第一可变电容器与所述第二可变电容器之间的公共节点的核心输出。放大器具有输入和输出，其中，放大器输入可切换地耦合到所述公共节点，用于接收核心输出，放大器输出提供换能器输出。反馈路径将换能器输出可切换地耦合到电容核心的公共节点。主时钟具有第一相位和第二相位，并且控制电容换能器系统的开关耦合组件的断开和闭合。当主时钟在第一相位中时，电容核心的第一输入耦合到正参考电压，电容核心的第二输入耦合到负参考电压，电容核心的公共节点耦合到换能器输出。负参考电压具有与正参考电压基本上相同的量值和相反的极性。当主时钟在第二相位中时，电容核心的第一和第二输入耦合到地，电容核心的公共节点耦合到放大器输入。放大器可以是电容换能器系统中仅有的放大器。

电容换能器系统还可以包括中和电容器，其消除电容换能器系统中的馈通和寄生电容。可以校准中和电容器，以偏移电容换能器系统中的馈通和寄生电容。中和电容器可切换地耦合到放大器输入和换能器输出，以使得当主时钟在第一相位中时，中和电容器耦合到换能器输出，且当主时钟在第二相位中时，中和电容器耦合到电容核心的公共节点，其耦合到放大器输入。

电容核心可以包括第一固定电容板，第二固定电容板，第一可移动电容板和第二可移动电容板；其中，第一可移动电容板耦合到第二可移动电容板，以形成公共节点，第一可变电容器由第一固定电容板与第一可移动电容板形成，第二可变电容器由第二固定电容板与第二可移动电容板形成。

公开了差动电容换能器系统，其包括第一和第二电容核心、差动放大器、第一和第二反馈路径和主时钟。第一和第二电容核心基于物理量分别产生第一和第二核心输出。第一电容核心包括第一可变电容器，第二可变电容器，耦合到所述第一可变电容器的第一核心输入，耦合到所述第二可变电容器的第二核心输入，以及耦合到所述第一可变电容器与所述第二可变电容器之间的第一公共节点的第一核心输出。第二电容核心包括第三可变电容器，第四可变电容器，耦合到所述第三可变电容器的第三核心输入，耦合到所述第四可变电容器的第四核心输入，以及耦合到所述第三可变电容器与所述第四可变电容器之间的第二公共节点的第二核心输出。差动放大器具有一对差动输入和一对差动输出，其中，差动输入可切换地耦合到第一和第二公共节点，用于接收第一和第二核心输出，并且差动输出提供换能器输出。第一反馈路径将换能器输出可切换地耦合到第一电容核心的第一公共节点。第二反馈路径将换能器输出可切换地耦合到第二电容核心的第二公共节点。主时钟具有第一相位和第二相位，并且控制电容换能器系统的开关耦合组件的断开和闭合。当主时钟在第一相位中时，第一电容核心的第一输入耦合到正参考电压，第一电容核心的第二输入耦合到负参考电压，第一电容核心的第一公共节点耦合到换能器输出，第二电容核心的第三输入耦合到正参考电压，第二电容核心的第四输入耦合到负参考电压，第二电容核心的第二公共节点耦合到反相的换能器输出。负参考电压具有与正参考电压基本上相同的量值和相反的极性。当主时钟在第二相位中时，电容核心的第一、第二、第三和第四输入耦合到共模电压，第一和第二电容核心的公共节点耦合到差动放大器的差动输入。差动放大器的一对差动输入可以包括反相输入和非反相输入，差动放大器的一对差动输出可以包括反相输出和非反相输出；其中，反相输入可切换地耦合到第一电容核心的第一公共节点，非反相输入可切换地耦合到第二电容核心的第二公共节点，反相输出可切换地耦合到第二电容核心的第二公共节点，非反相输出可切换地耦合到第一电容核心的第一公共节点。差动放大器可以是差动电容换能器系统中仅有的放大器。

差动电容换能器系统还可以包括中和电容器，其消除差动电容换能器系统中的馈通和寄生电容。可以校准中和电容器，以偏移差动电容换能器系统中的馈通和寄生电容。中和电容器可切换地耦合到差动放大器输入和差动放大器输出，以使得当主时钟在第一相位中时，中和电容器耦合在差动放大器的差动输出之间，且当主时钟在第二相位中时，中和电容器耦合在差动放大器的差动输入之间，差动放大器的差动输入耦合到第一和第二电容核心的第一和第二公共节点。

第一电容核心可以包括第一固定电容板，第二固定电容板，第一可移动电容板和第二可移动电容板；其中，第一可移动电容板耦合到第二可移动电容板，以形成第一公共节点；第一可变电容器由第一固定电容板与第一可移动电容板形成；第二可变电容器由第二固定电容板与第二可移动电容板形成。第二电容核心可以包括第三固定电容板，第四固定电容板，第三可移动电容板和第四可移动电容板；其中，第三可移动电容板耦合到第四可移动电容板，以形成第二公共节点；第三可变电容器由第三固定电容板与第三可移动电容板形成；第四可变电容器由第四固定电容板与第四可移动电容板形成。第一可变电容器和第三可变电容器对于物理量的反应基本上相同，第二可变电容器和第四可变电容器对于物理量的反应基本上相同。

公开了差动电容换能器系统，其包括第一和第二电容核心，差动放大器，第一和第二反馈路径和主时钟。第一和第二电容核心基于物理量产生第一和第二核心输出。第一电容核心包括第一可变电容器，第二可变电容器，耦合到所述第一可变电容器的第一核心输入，耦合到所述第二可变电容器的第二核心输入，以及耦合到所述第一可变电容器与所述第二可变电容器之间的第一公共节点的第一核心输出。第二电容核心包括第三可变电容器，第四可变电容器，耦合到所述第三可变电容器的第三核心输入，耦合到所述第四可变电容器的第四核心输入，以及耦合到所述第三可变电容器与所述第四可变电容器之间的第二公共节点的第二核心输出。差动放大器具有反相输入、非反相输入、反相输出和非反相输出，反相输入可切换地耦合到第一电容核心的第一公共节点，非反相输入可切换地耦合到第二电容核心的第二公共节点，反相输出可切换地耦合到第二电容核心的第二公共节点，非反相输出可切换地耦合到第一电容核心的第一公共节点。第一反馈路径将差动放大器的非反相输出可切换地耦合到第一电容核心的第一公共节点。第二反馈路径将差动放大器的反相输出可切换地耦合到第二电容核心的第二公共节点。主时钟具有第一相位和第二相位，并且控制电容换能器系统的开关耦合组件的断开和闭合。当主时钟在第一相位中时，第一电容核心的第一输入耦合到正参考电压，第一电容核心的第二输入耦合到负参考电压，第一电容核心的第一公共节点耦合到差动放大器的非反相输出，第二电容核心的第三输入耦合到正参考电压，第二电容核心的第四输入耦合到负参考电压，第二电容核心的第二公共节点耦合到差动放大器的反相输出。负参考电压具有与正参考电压基本上相同的量值和相反的极性。当主时钟在第二相位中时，电容核心的第一、第二、第三和第四输入耦合到共模电压，第一电容核心的第一公共节点耦合到差动放大器的反相输入，第二电容核心的第二公共节点耦合到差动放大器的非反相输入。差动放大器可以是差动电容换能器系统中仅有的放大器。差动电容换能器系统还可以包括中和电容器，其消除差动电容换能器系统中的馈通和寄生电容。中和电容器可切换地耦合到差动放大器输入和差动放大器输出，以使得当主时钟在第一相位中时，中和电容器耦合在差动放大器的差动输出之间，且当主时钟在第二相位中时，中和电容器耦合在差动放大器的差动输入之间，差动放大器的差动输入耦合到第一和第二电容核心的第一和第二公共节点。

附图说明

通过结合附图参考本发明实施例的以下说明，本发明以上提及的和其他特点和目的以及达到它们的方式会变得更为显而易见，并且会更好地理解本发明自身，在附图中：

图1示出了电容换能器的机械感测元件的示例性实施例；

图2是单端自平衡电容桥的示例性实施例的示意图；

图3示出了电容核心的馈通电容；

图4示出了尝试在单端自平衡电容桥中使用单一放大器消除静电力的示例性技术；

图5A和5B分别显示了在相位Φ₁和Φ₂期间的图4的电容核心的输入和输出；

图6示出了尝试在单端自平衡电容桥中使用一对求和放大器消除静电力的示例性技术；

图7A和7B分别显示了在相位Φ₁和Φ₂期间的图6的电容核心的输入和输出；

图8显示了单端自平衡电容桥的示例性实施例，其使用单一放大器，并且减小或消除起因于馈通电容和残留静电力两者的非线性；

图9显示了差动自平衡电容桥的示例性实施例，其使用单一差动放大器，并且减小或消除起因于馈通电容和残留静电力两者的非线性；

图10A和10B显示了在相位Φ₁和Φ₂期间的图8的电容核心的输入和输出，它们也是图9的感测元件的第一和第二核心C_A和C_B的输入和输出，去除了公共项和共模电压；

图11显示了图8的单端自平衡电容桥，其具有馈通电容Cft和寄生电容Cp；及

图12显示了图8的单端自平衡电容桥，其具有馈通电容Cft和寄生电容Cp，以及片上中和电容器Cx；及

图13显示了图9的差动自平衡桥，其具有馈通电容Cft和寄生电容Cp，连同片上中和电容器Cx。

在几个附图通篇中，相应地参考标记指示相应地部分。尽管本文陈述的范例以几个形式示出了本发明的实施例，但以下公开的实施例并非旨在是排他性的，或者解释为将本发明的范围局限于公开的准确形式。

具体实施方式

图8显示了单端自平衡电容桥800的示例性实施例，其使用单一放大器，减小或消除了起因于馈通电容和残留静电力两者的非线性。电容桥800包括电容核心802、放大器804和单一反馈路径810，单一反馈路径810将示出电压Vo反馈回核心802的输出或公共节点，而不是核心802的输入。正和负参考电压Vs和-Vs可切换地耦合到核心802的输入。输出电压Vo被反馈，并可切换地耦合到核心802的输出。

图9显示了差动自平衡电容桥900的示例性实施例，其使用单一放大器，减小或消除了起因于馈通电容和残留静电力两者的非线性。差动放大器桥900包括感测元件902、放大器904和两个双反馈路径910、912。在差动系统900中，换能器902实现为两个分离的核心，第一核心C_A和第二核心C_B。第一核心C_A包括可变电容器C_1A和C_2A，它们共用耦合到第一核心C_A的输出的公共节点。第二核心C_B包括可变电容器C_1B和C_2B，它们共用耦合到第一核心C_B的输出的公共节点。两个核心的相应电容器可以以基本上相同的方式对输入信号做出反应（即，C_1A＝C_1B和C_2A＝C_2B）。然而，由两个核心处理的电信号具有相反的极性。在这种设计中，任何外部干扰都呈现为“共模”信号，并被读出电路拒绝。电压Vcm表示公共电压。

第一反馈路径910可切换地耦合到第一核心C_A的公共节点，第一反馈路径910将输出电压Vo/2反馈到第一核心C_A的公共节点。第二反馈路径912可切换地耦合到第二核心C_B的公共节点，第二反馈路径912将反相输出电压-Vo/2反馈到第二核心C_B的公共节点。放大器904的反相输入可切换地耦合到第一核心C_A的公共节点，放大器904的非反相输入可切换地耦合到第二核心C_B的公共节点。正和负参考电压Vs/2和-Vs/2可切换地耦合到第一核心C_A的可变电容器C_1A和C_2A的输入，并可切换地耦合到第二核心C_B的可变电容器C_1B和C_2B的输入。

图10显示了在相位Φ₁和Φ₂期间，核心802的输入和输出。这些也是感测元件902的第一核心C_A和第二核心C_B的输入和输出，去除了公共项和共模电压。图10A显示了在相位Φ₁期间的输入和输出。在相位Φ₁期间，电容器C1和C2的输入1002、1006耦合到参考电压Vs和-Vs，公共节点或输出耦合到输出电压Vo。这样，电容器C1两端的电压是Vs-Vo，电容器C2两端的电压是-Vs-Vo。在相位Φ₁期间，在检测质量块上的力可以表示为：

$F_{{\mathrm{\Φ}}_1}=\frac{1}{2}\frac{\mathrm{dC}1}{\mathrm{dx}}{(\mathrm{Vs}-V0)}^2-\frac{1}{2}\frac{\mathrm{dC}2}{\mathrm{dx}}{(\mathrm{Vs}+V0)}^2=\frac{1}{2}\frac{C0}{d0}{\mathrm{Vs}}^2(\frac{{(1-x/d0)}^2}{{(1-x/d0)}^2}-\frac{{(1+x/d0)}^2}{{(1+x/d0)}^2})=0---\left(9\right)$

图10B显示了在相位Φ₂期间的输入和输出。在相位Φ₂期间，两个电容器C1和C2的输入1002、1006耦合到地或共模电压Vcm，公共节点或输出1004耦合到提供虚拟地的放大器或共模电压Vcm。由于在相位Φ₂期间核心上的所有电压都为0V或相同，在检测质量块上的力F_Φ1也为零。

由于在相位Φ₁和Φ₂期间，在检测质量块上的力为零（0），在检测质量块上的平均力或残留静电力也为零（0）。这样，图8的单端自平衡电容桥800和图9的差动自平衡电容桥900都使用单一放大器消除了静电力。

图11显示了图8的单端自平衡电容桥800，具有在检测质量块与核心802的感测电极之间的馈通电容Cft，以及寄生电容Cp，该寄生电容Cp主要起因于从微机电（MEMS）检测质量块到MEMS基底的寄生电容。在存在这些馈通电容和寄生电容的情况下，传递函数变为：

$\frac{V_O}{V_S}=\frac{C1-C2}{C1+C2+2\mathrm{Cft}+\mathrm{Cp}}---\left(10\right)$

馈通和寄生电容项2Cft+Cp导致不想要的非线性。

图12显示了图8的单端自平衡电容桥800，具有馈通电容Cft和寄生电容Cp，以及片上中和电容器Cx。片上中和电容器可以通过电路校准在工厂额定微调，以偏移馈通和寄生电容，Cx=Cp+2Cft。在放大器804输出处的反相器不是单独的放大器，而仅表示放大器804的输出的反相。通过包括中和电容器Cx，传递函数变为：

$\frac{V_O}{V_S}=\frac{C1-C2}{C1+C2+2\mathrm{Cft}+\mathrm{Cp}-\mathrm{Cs}}=\frac{C1-C2}{C1+C2}---\left(11\right)$

中和电容器基本上消除了馈通和寄生电容，从而基本上消除了或至少减小了起因于馈通和寄生电容的不想要的非线性。

图13显示了图9的差动自平衡桥900，具有在检测质量块与核心的感测电极之间的馈通电容Cft，和在检测质量块与核心的基底之间的寄生电容Cp，连同片上中和电容器Cx。如同单端桥的情况一样，片上中和电容器Cx可以通过电路校准在工厂额定微调，以偏移馈通和寄生电容Cp和Cft。选择中和电容器，以基本上消除馈通和寄生电容，从而基本上消除了或至少减小了起因于馈通和寄生电容的不想要的非线性。

因此，图8显示了单端自平衡电容桥的示例性实施例，图9显示了差动自平衡电容桥的示例性实施例，它们使用较少的额外电路减小或消除了起因于馈通和寄生电容的和起因于残留静电力的非线性。这些示例性实施例在无需显著的额外芯片面积的情况下，例如借助增加求和放大器，消除或减小了自平衡电容桥中非线性的主要来源。

Claims (20)

1.一种感测物理量的电容换能器系统，所述电容换能器系统包括：

电容核心，基于所述物理量产生核心输出，所述电容核心包括第一可变电容器、第二可变电容器、耦合到所述第一可变电容器的第一核心输入、耦合到所述第二可变电容器的第二核心输入、以及耦合到所述第一可变电容器与所述第二可变电容器之间的公共节点的核心输出；

放大器，具有输入和输出，放大器输入可切换地耦合到所述公共节点，用于接收所述核心输出，放大器输出提供换能器输出；

反馈路径，将所述换能器输出可切换地耦合到所述电容核心的所述公共节点；

主时钟，具有第一相位和第二相位，所述主时钟控制所述电容换能器系统的开关耦合组件的断开和闭合；

其中，当所述主时钟在第一相位中时，所述电容核心的所述第一输入耦合到正参考电压，所述电容核心的所述第二输入耦合到负参考电压，所述电容核心的所述公共节点耦合到所述换能器输出，所述负参考电压具有与所述正参考电压基本相同的量值和相反的极性；并且

其中，当所述主时钟在第二相位中时，所述电容核心的所述第一输入和所述第二输入耦合到地，并且所述电容核心的所述公共节点耦合到所述放大器输入。

2.根据权利要求1所述的电容换能器系统，其中，所述放大器是所述电容换能器系统中仅有的放大器。

3.根据权利要求1所述的电容换能器系统，进一步包括中和电容器，所述中和电容器抵消所述电容换能器系统中的馈通电容和寄生电容。

4.根据权利要求3所述的电容换能器系统，其中，所述中和电容器被校准，以偏移所述电容换能器系统中的馈通电容和寄生电容。

5.根据权利要求3所述的电容换能器系统，其中，所述中和电容器可切换地耦合到所述放大器输入和所述换能器输出，以使得当所述主时钟在所述第一相位中时，所述中和电容器被耦合到所述换能器输出，以及当所述主时钟在所述第二相位中时，所述中和电容器耦合到所述电容核心的所述公共节点，所述公共节点耦合到所述放大器输入。

6.根据权利要求5所述的电容换能器系统，其中，所述放大器是所述电容换能器系统中仅有的放大器。

7.根据权利要求6所述的电容换能器系统，其中，所述电容核心包括第一固定电容板、第二固定电容板、第一可移动电容板和第二可移动电容板；其中，所述第一可移动电容板耦合到所述第二可移动电容板，以形成所述公共节点；所述第一可变电容器由所述第一固定电容板和所述第一可移动电容板形成；并且所述第二可变电容器由所述第二固定电容板和所述第二可移动电容板形成。

8.一种感测物理量的差动电容换能器系统，所述差动电容换能器系统包括：

第一电容核心，基于所述物理量产生第一核心输出，所述第一电容核心包括第一可变电容器、第二可变电容器、耦合到所述第一可变电容器的第一核心输入、耦合到所述第二可变电容器的第二核心输入以及耦合到所述第一可变电容器与所述第二可变电容器之间的第一公共节点的第一核心输出；

第二电容核心，基于所述物理量产生第二核心输出，所述第二电容核心包括第三可变电容器、第四可变电容器、耦合到所述第三可变电容器的第三核心输入、耦合到所述第四可变电容器的第四核心输入、以及耦合到在所述第三可变电容器与所述第四可变电容器之间的第二公共节点的第二核心输出；

差动放大器，具有一对差动输入和一对差动输出，差动输入可切换地耦合到所述第一公共节点和所述第二公共节点，用于接收所述第一核心输出和所述第二核心输出，所述差动输出提供所述换能器输出；

第一反馈路径，将所述换能器输出可切换地耦合到所述第一电容核心的所述第一公共节点；

第二反馈路径，将所述换能器输出可切换地耦合到所述第二电容核心的所述第二公共节点；

主时钟，具有第一相位和第二相位，所述主时钟控制所述电容换能器系统的开关耦合组件的断开和闭合；

其中，当所述主时钟在所述第一相位中时，所述第一电容核心的所述第一输入耦合到正参考电压，所述第一电容核心的所述第二输入耦合到负参考电压，所述第一电容核心的所述第一公共节点耦合到所述换能器输出，所述第二电容核心的所述第三输入耦合到正参考电压，所述第二电容核心的所述第四输入耦合到负参考电压，所述第二电容核心的所述第二公共节点耦合到反相的换能器输出，所述负参考电压具有与所述正参考电压基本上相同的量值和相反的极性；并且

其中，当所述主时钟在所述第二相位中时，所述电容核心的所述第一输入、所述第二输入、所述第三输入和所述第四输入耦合到共模电压，并且所述第一电容核心和所述第二电容核心的公共节点耦合到所述差动放大器的所述差动输入。

9.根据权利要求8所述的差动电容换能器系统，其中，所述差动放大器的所述一对差动输入包括反相输入和非反相输入，所述差动放大器的所述一对差动输出包括反相输出和非反相输出；所述反相输入可切换地耦合到所述第一电容核心的所述第一公共节点，所述非反相输入可切换地耦合到所述第二电容核心的所述第二公共节点，所述反相输出可切换地耦合到所述第二电容核心的所述第二公共节点，并且所述非反相输出可切换地耦合到所述第一电容核心的所述第一公共节点。

10.根据权利要求8所述的差动电容换能器系统，其中，所述差动放大器是所述差动电容换能器系统中仅有的放大器。

11.根据权利要求8所述的差动电容换能器系统，进一步包括中和电容器，所述中和电容器消除所述差动电容换能器系统中的馈通电容和寄生电容。

12.根据权利要求11所述的差动电容换能器系统，其中，所述中和电容器被校准，以偏移所述差动电容换能器系统中的馈通电容和寄生电容。

13.根据权利要求11所述的差动电容换能器系统，其中，所述中和电容器可切换地耦合到所述差动放大器输入和所述差动放大器输出，以使得当所述主时钟在所述第一相位中时，所述中和电容器耦合在所述差动放大器的所述差动输出之间，以及当所述主时钟在所述第二相位中时，所述中和电容器耦合在所述差动放大器的所述差动输入之间，所述差动放大器的所述差动输入耦合到所述第一电容核心和所述第二电容核心的所述第一公共节点和所述第二公共节点。

14.根据权利要求13所述的差动电容换能器系统，其中，所述放大器是所述电容换能器系统中仅有的放大器。

15.根据权利要求14所述的差动电容换能器系统，其中，所述第一电容核心包括第一固定电容板、第二固定电容板、第一可移动电容板和第二可移动电容板；所述第一可移动电容板耦合到所述第二可移动电容板，以形成所述第一公共节点；所述第一可变电容器由所述第一固定电容板和所述第一可移动电容板形成；并且所述第二可变电容器由所述第二固定电容板和所述第二可移动电容板形成；并且

所述第二电容核心包括第三固定电容板、第四固定电容板、第三可移动电容板和第四可移动电容板；所述第三可移动电容板耦合到所述第四可移动电容板，以形成所述第二公共节点；所述第三可变电容器由所述第三固定电容板和所述第三可移动电容板形成；并且所述第四可变电容器由所述第四固定电容板和所述第四可移动电容板形成。

16.根据权利要求14所述的差动电容换能器系统，其中，所述第一可变电容器和所述第三可变电容器对于所述物理量的反应实质上相同，并且所述第二可变电容器和所述第四可变电容器对于所述物理量的反应实质上相同。

17.一种感测物理量的差动电容换能器系统，所述差动电容换能器系统包括：

第一电容核心，基于所述物理量产生第一核心输出，所述第一电容核心包括第一可变电容器、第二可变电容器、耦合到所述第一可变电容器的第一核心输入、耦合到所述第二可变电容器的第二核心输入、以及耦合到所述第一可变电容器与所述第二可变电容器之间的第一公共节点的第一核心输出；

第二电容核心，基于所述物理量产生第二核心输出，所述第二电容核心包括第三可变电容器、第四可变电容器、耦合到所述第三可变电容器的第三核心输入、耦合到所述第四可变电容器的第四核心输入、以及耦合到在所述第三可变电容器与所述第四可变电容器之间的第二公共节点的第二核心输出；

差动放大器，具有反相输入、非反相输入、反相输出和非反相输出，所述反相输入可切换地耦合到所述第一电容核心的所述第一公共节点，所述非反相输入可切换地耦合到所述第二电容核心的所述第二公共节点，所述反相输出可切换地耦合到所述第二电容核心的所述第二公共节点，并且所述非反相输出可切换地耦合到所述第一电容核心的所述第一公共节点；

第一反馈路径，将所述差动放大器的所述非反相输出可切换地耦合到所述第一电容核心的所述第一公共节点；

第二反馈路径，将所述差动放大器的所述反相输出可切换地耦合到所述第二电容核心的所述第二公共节点；

主时钟，具有第一相位和第二相位，所述主时钟控制所述电容换能器系统的开关耦合组件的断开和闭合；

其中，当所述主时钟在所述第一相位中时，所述第一电容核心的所述第一输入耦合到正参考电压，所述第一电容核心的所述第二输入耦合到负参考电压，所述第一电容核心的所述第一公共节点耦合到所述差动放大器的所述非反相输出，所述第二电容核心的所述第三输入耦合到正参考电压，所述第二电容核心的所述第四输入耦合到负参考电压，所述第二电容核心的所述第二公共节点耦合到所述差动放大器的所述反相输出，所述负参考电压具有与所述正参考电压基本上相同的量值和相反的极性；并且

其中，当所述主时钟在所述第二相位中时，所述电容核心的所述第一输入、所述第二输入、所述第三输入和所述第四输入耦合到共模电压，所述第一电容核心的所述第一公共节点耦合到所述差动放大器的所述反相输入，并且所述第二电容核心的所述第二公共节点耦合到所述差动放大器的所述非反相输入。

18.根据权利要求17所述的差动电容换能器系统，其中，所述差动放大器是所述差动电容换能器系统中仅有的放大器。

19.根据权利要求18所述的差动电容换能器系统，进一步包括中和电容器，所述中和电容器消除所述差动电容换能器系统中的馈通电容和寄生电容。

20.根据权利要求19所述的差动电容换能器系统，其中，所述中和电容器可切换地耦合到所述差动放大器输入和所述差动放大器输出，以使得当所述主时钟在所述第一相位中时，所述中和电容器耦合在所述差动放大器的所述差动输出之间，以及当所述主时钟在所述第二相位中时，所述中和电容器耦合在所述差动放大器的所述差动输入之间，所述差动放大器的所述差动输入耦合到所述第一电容核心和所述第二电容核心的所述第一公共节点和所述第二公共节点。

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