CN103841060A - 均衡器设计方法及均衡器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种均衡器设计方法及均衡器，其中所述均衡器设计方法包括：获取期望频响；根据期望频响获取滤波器系数；根据滤波器系数获取归一化滤波器系数；对归一化滤波器系数进行压缩处理。通过对归一化滤波器系数进行压缩处理，可避免均衡器输出信号溢出/削波的问题，从而提高主观音质及客观测试效果。

Description

均衡器设计方法及均衡器

技术领域

本发明涉及信号处理技术领域，特别涉及一种均衡器设计方法及均衡器。

背景技术

均衡器是语音链路中必不可少的模块，其被用来补偿终端自身的频响以通过3GPP规范或者是达到网络（运营商）的要求。此外，均衡器还可调整音色以增强语音信号的清晰度和可懂度。为了尽可能减少语音信号的非线性失真，均衡器一般都需要具备线性相位特性（i.e.失真最小），稳定性（i.e.有限输入有限输出）以及广泛适应性（i.e.低通、高通、带通、带阻等），因此，在语音链路中的均衡器通常采用Type I类型的FIR滤波器（在本申请中，均衡器和滤波器等价）。

请参考图1，其为现有的均衡器设计方法的流程示意图。如图1所示，现有的均衡器设计方法主要包括如下几个步骤：

1.获取期望频响。具体的，可通过测试仪器获得终端设备的初始频响曲线，以规范的上、下限作为参考，根据一些准则获取均衡器的期望频响；如果均衡器用于调整音色，则直接根据设计需求获取均衡器的期望频响。

2.获取滤波器系数。具体的，按照一些FIR滤波器设计算法设计M阶滤波器以逼近期望频响，例如加窗截断方法、频率采样方法等。

3.定点化滤波器系数。具体的，根据链路需求对滤波器系数进行定点化。根据滤波器设计代码中的定点要求对滤波器系数进行定点化。

在终端设备中，设计M阶的FIR滤波器通常采用横断型结构，具体请参见图2，其为FIR滤波器的横断型结构示意图。相应的，用数学公式（1）表示为：

$y\left[n\right]=\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}j\left[m\right]x[n-m]---\left(1\right)$

其中，y[n]表示输出信号，h[n]表示滤波器系数，x[n]表示输入信号。滤波器系数h[n]和输入信号x[n]的范围一般都为[-1，1]（实际中16bit下为[-32767，32767]，为了表示简单，在此采用归一化的数[-1，1]）。

从式1中可以看出，输出信号y[n]不仅依赖于滤波器系数h[m]，而且依赖于输入信号x[n-m]。这就意味着均衡器可能会放大某些输入信号，而对另外一些输入信号则会衰减。

当h[m]和x[n-m]符号一致，或者为较大数值时，经过M次累加之后的和很容易使得y[n]超过[-1，1]，从而造成滤波器溢出。

对于这一问题，现有技术中通常的做法是在滤波器设计中直接上下削波，具体通过如下式（2）表示

$\tilde{y}\left[n\right]=\left\{\begin{array}{cc}1& y\left[n\right]>1\\ y\left[n\right]& -1\&le;y\left[n\right]\&le;1\\ -1& y\left[n\right]<-1\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中，

表示经过直接上下削波后的输出信号。

当原始频响曲线的特性较平坦时，所需要的均衡器也就比较平坦。因而均衡器的系数都不大，而且正负分配也比较平均，在正常语音情况下不容易出现溢出/削波，即使出现也是偶尔，也不太影响主观音质和客观测试。然而当原始频响曲线较差时，所需要的均衡器也就比较极端，溢出/削波问题就明显突出。

以设计低通滤波器为例，请参考图3，其为使用Matlab窗函数截断方法设计得到的30阶低通滤波器的时域波形示意图。如图3所示，截止频率从100Hz上升到3400Hz，采样率为8000Hz。截止频率越大，滤波器时域波形收缩越厉害，反之亦然。不难看出，当截止频率越小时，滤波器系数都为较大的正数，这也就意味着经过滤波器处理后溢出/削波的可能性也就越大。从而使得主观音质、客观测试的恶化也变得极为严重。

因此，如何解决经过均衡器处理后，产生的溢出/削波问题，也就变得格外的迫切和重要了。

对于削波问题，目前存在一种非常简单的方法：对公式1进行两级放大

$\left|y\right[n\left]\right|=\left|\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}h\right[m\left]x\right[n-m\left]\right|\&le;\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|h\right[m\left]x\right[n-m\left]\right|$

$\&le;\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|h\right[m\left]\right|\left|x\right[n-m\left]\right|\&le;x_{\max }\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|h\right[m\left]\right|$

对h[n]乘以

即可以保证输出y[n]不出现溢出。但上式中不难看出，这种方法采用了多次放大，意味着滤波处理必然带来过多的衰减，甚至对信号衰减过度，导致后续放大较为困难。

发明内容

本发明的目的在于提供一种均衡器设计方法及均衡器，利用语音信号的部分特性，以解决现有技术中均衡器容易导致输出信号溢出/削波，恶化主观音质/客观测试的问题，也避免传统方法的过度衰减问题。

为解决上述技术问题，本发明提供一种均衡器设计方法，包括：

获取期望频响；

根据期望频响获取滤波器系数；

根据滤波器系数获取归一化滤波器系数；

对归一化滤波器系数进行压缩处理。

可选的，在所述的均衡器设计方法中，所述对归一化滤波器系数进行压缩处理包括：对归一化滤波器系数乘以压缩系数f_a，

$f_a=\frac{1}{c\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|h\right[m\left]\right|}$

其中，c表示常数，且0.8≤c＜1；h[m]表示滤波器系数；M表示滤波器阶数。

可选的，在所述的均衡器设计方法中，所述对归一化滤波器系数进行压缩处理包括：对归一化滤波器系数乘以压缩系数f_a，

$f_a=\frac{1}{c\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|h\right[m\left]\right|w\left[m\right]}$

其中，c表示常数；h[m]表示滤波器系数；w[m]表示加权系数；M表示滤波器阶数。

可选的，在所述的均衡器设计方法中，所述常数c取0.8~1。

可选的，在所述的均衡器设计方法中，所述加权系数w[m]关于中间位置M/2对称。

可选的，在所述的均衡器设计方法中，所述加权系数w[m]中间位置M/2的值为1，中间位置M/2两侧的值从中间位置M/2向旁边以0.9的次数依次衰减。

可选的，在所述的均衡器设计方法中，所述加权系数w[m]中间位置M/2及该中间位置M/2两侧1~3个位置的值均为1，其余位置的值均小于1。

可选的，在所述的均衡器设计方法中，所述加权系数w[m]的值均为正数。

可选的，在所述的均衡器设计方法中，所述加权系数w[m]每个旁边开始的1~3个位置的值为负数。

本发明还提供一种均衡器，包括：

期望频响获取模块，用以获取期望频响；

滤波器系数计算模块，用以根据期望频响获取滤波器系数；

归一化模块，用以根据滤波器系数获取归一化滤波器系数；

压缩模块，用以对归一化滤波器系数进行压缩处理。

可选的，在所述的均衡器中，所述压缩模块对归一化滤波器系数进行压缩处理包括：对归一化滤波器系数乘以压缩系数f_a，

$f_a=\frac{1}{c\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|h\right[m\left]\right|}$

其中，c表示常数，且0.8≤c＜1；h[m]表示滤波器系数；M表示滤波器阶数。

可选的，在所述的均衡器中，所述压缩模块对归一化滤波器系数进行压缩处理包括：对归一化滤波器系数乘以压缩系数f_a，

$f_a=\frac{1}{c\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|h\right[m\left]\right|w\left[m\right]}$

其中，c表示常数；h[m]表示滤波器系数；w[m]表示加权系数；M表示滤波器阶数。

可选的，在所述的均衡器中，所述常数c取0.8~1。

可选的，在所述的均衡器中，所述加权系数w[m]关于中间位置M/2对称。

可选的，在所述的均衡器中，所述加权系数w[m]中间位置M/2的值为1，中间位置M/2两侧的值从中间位置M/2向旁边以0.9的次数依次衰减。

可选的，在所述的均衡器中，所述加权系数w[m]中间位置M/2及该中间位置M/2两侧1~3个位置的值均为1，其余位置的值均小于1。

可选的，在所述的均衡器中，所述加权系数w[m]的值均为正数。

可选的，在所述的均衡器中，所述加权系数w[m]每个旁边开始的1~3个位置的值为负数。

在本发明提供的均衡器设计方法及均衡器中，通过对归一化滤波器系数进行压缩处理，可避免均衡器输出信号溢出/削波的问题，从而提高主观音质及客观测试效果。

附图说明

图1是现有的均衡器设计方法的流程示意图；

图2是FIR滤波器的横断型结构示意图；

图3是使用Matlab窗函数截断方法设计得到的30阶低通滤波器的时域波形示意图；

图4是本发明实施例的均衡器设计方法的流程示意图；

图5是本发明实施例的均衡器的框结构示意图；

图6是本发明实施例的压缩模块的工作示意图；

图7是本发明实施例的一种加权系数的示意图；

图8是本发明实施例所采用的一种原始频响曲线示意图；

图9是本发明实施例所采用的一种滤波器系数示意图；

图10是本发明实施例所采用的加权系数的示意图；

图11a和11b是对一输入信号分别采用三种均衡器进行处理的示意图；

图12a和12b是对另一输入信号分别采用三种均衡器进行处理的示意图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明提出的均衡器设计方法及均衡器作进一步详细说明。根据下面说明和权利要求书，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

请参考图4，其为本发明实施例的均衡器设计方法的流程示意图。如图4所示，所述均衡器设计方法包括：

步骤S40：获取期望频响；

步骤S41：根据期望频响获取滤波器系数；

步骤S42：根据滤波器系数获取归一化滤波器系数；

步骤S43：对归一化滤波器系数进行压缩处理。

相应的，本实施例还提供了一种均衡器，请参考图5，其为本发明实施例的均衡器的框结构示意图。如图5所示，所述均衡器包括：

期望频响获取模块50，用以获取期望频响；

滤波器系数计算模块51，用以根据期望频响获取滤波器系数；

归一化模块52，用以根据滤波器系数获取归一化滤波器系数；

压缩模块53，用以对归一化滤波器系数进行压缩处理。

本发明主要通过压缩模块53对归一化滤波器系数进行压缩处理，经过压缩处理后的均衡器输出信号便不会出现溢出/削波的现象，也即避免了均衡器输出信号溢出/削波的问题，从而提高主观音质及客观测试效果。其中，期望频响获取模块50、滤波器系数计算模块51、归一化模块52以及对应的步骤S40、步骤S41、步骤S42为现有技术，本实施例对此不再赘述。在本实施例接下去的描述中，将着重描述多种压缩处理方法；此外，将提供多种经过压缩处理后的输出信号示意图，以进一步说明通过本实施例所提供均衡器及其设计方法能够显著的提高主观音质及客观测试效果。

根据背景技术中所提到的式（1），可以的得到如下式（3），即均衡器的输出信号y[n]的绝对值为：

$\left|y\right[n\left]\right|=\left|\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}h\right[m\left]x\right[n-m\left]\right|---\left(3\right)$

可以对式（3）做两次放大处理，从而得到如下式（4）：

$\left|y\right[n\left]\right|\&le;\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|h\right[m\left]x\right[n-m\left]\right|=\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|h\right[m\left]\right|\left|x\right[n-m\left]\right|\&le;c\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|h\right[m\left]\right|---\left(4\right)$

其中，c为常数，具体的，最大值|x|_max＝c，优选的，0.8≤c＜1，由此可以避免信号过度衰减。可以看出，式（4）相等时是一种极端情况：当输入信号x[n-m]和滤波器系数h[m]同符号且为最大值|x|_max＝c时，输出y[n]的幅度达到最大。

为了使得输出信号y[n]在[-1，1]范围内，即避免均衡器输出信号溢出/削波，可将式（4）进行如下变换：

$\frac{\left|y\right[n\left]\right|}{c\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|h\right[m\left]\right|}\&le;1---\left(5\right)$

由此，为了不改动均衡器的实现，可对滤波器系数（在此为归一化后的滤波器系数；在本申请文件中，为了表示简单均已采用了归一化，因此滤波器系数与归一化滤波器系数在使用上也不再加以区分）乘以压缩系数f_a，具体可通过如下公式（6）表示：

$\tilde{h}\left[n\right]=f_{a}h\left[n\right]=\frac{1}{c\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|h\right[m\left]\right|}h\left[n\right],n=\mathrm{0,1},...,M---\left(6\right)$

其中，

为经过压缩系数f_a修正后的滤波器系数；h[n]和h[m]均表示滤波器系数，在此通过两个变量字母表示，主要用以区分两者的变化过程是不同的；M表示滤波器阶数。

在此，也就可以得出压缩系数f_a可通过如下式（7）表示：

$f_a=\frac{1}{c\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|h\right[m\left]\right|}---\left(7\right)$

其中，0.8≤c＜1。易知的，经过上述对归一化滤波器系数乘以压缩系数f_a以后，所得到的均衡器的输出信号y[n]必然不会发生溢出的问题，也就不需要削波处理，也即必然不会发生削波问题。但是，由于输入信号x[n-m]和滤波器系数h[m]（当然，也可以表示为h[n]）正好取相同符号而且同时又为最大值1的可能性较小，因而式（7）的压缩系数f_a仍将带来过多衰减的问题，即将影响客观测试中响度测试的测试效果。

为此，本实施例对均衡器及其设计方法进一步作出改进。为此，发明人对于输入信号x[n-m]作了深入的研究，发现输入信号x[n-m]通常满足如下一些条件：

1、幅度大的输入信号为语音信号；

2、语音信号中的浊音信号幅度比（语音信号中的）清音信号幅度大，同时，语音信号的大部分能量包含在浊音信号中，并且浊音信号包含了大部分的可懂信息；

3、浊音信号具有准周期性，且相邻值具有强相关性（一般相关程度高达0.8~0.9）。

基此，可以只考虑浊音信号作为输入信号的情况了。从而，可以对输入信号加一权重，即输入信号x[n-m]可以由加权系数乘以常数c代替。由此，可通过如下式（8）表示压缩系数f_a（或者说式7的压缩系数f_a可优化成式8），

$f_a=\frac{1}{c\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|h\right[m\left]\right|w\left[m\right]}---\left(8\right)$

其中，w[m]表示加权系数。

相应的，对滤波器系数的修正也可以通过如下式（9）予以表示：

$\tilde{h}\left[n\right]=f_{a}h\left[n\right]=\frac{1}{c\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|h\right[m\left]\right|w\left[m\right]}h\left[n\right],n=\mathrm{0,1},...,M---\left(9\right)$

关于该式（9）的设计方式，可以参考图6。

在对加权系数w[m]做出进一步限定之前，首先介绍一下滤波器系数h[m]以及常数c的一些特性与选择。

关于滤波器系数h[m]，不管目标滤波器是低通、高通、还是带通、带阻，使用加窗法得到的线性相位滤波器系数h[m]是对称的，且最大值在中间位置M/2附近，自中间位置M/2两旁边（位置）逐渐衰减。

此外，关于阶数M的选取，可通过如下方法加以确定：

对于浊音信号，一般女声/小孩的基音频率在200~400Hz，换算8000Hz采样率下，周期大概在20~40个样本点；男声的基音频率通常更低，大概在60~200Hz，周期为40~134个样本点。优选的，M一般取值大于1个基音周期，也就是说优选的取20~134个样本点。

关于常数c，经过统计发现更多的能够取到0.8~1，优选的为0.8~0.9。

首先，由于滤波器系数h[m]是关于中间位置M/2对称的，因此，优选的加权系数w[m]关于中间位置M/2对称。

对于加权系数w[m]的正负性而言，其首先仍需要满足防止输出信号y[n]溢出/削波的目的，因此，优选的，加权系数w[m]部分或者全部为正数。

由于滤波器系数h[m]是对称的，且最大值在中间位置M/2附近，因此，也可以选取中间位置M/2以及靠近中间位置M/2的部分加权系数w[m]为正数，其余部分（即旁边位置部分）加权系数w[m]为负数。优选的，所述加权系数w[m]每个旁边开始的1~3个位置的值为负数。由此，对于加权系数w[m]的设置，既能保证防止输出信号y[n]溢出/削波，又能避免输出信号y[n]出现过大衰减。

此外，对于加权系数w[m]的值而言，优选的，中间位置M/2的加权系数w[m]的值大于每个旁边位置的加权系数w[m]的值。优选的，所述加权系数w[m]中间位置M/2的值为1，中间位置M/2两侧的值从中间位置M/2向旁边以0.9的次数依次衰减，这样的加权系数w[m]请参考图7。

或者，所述加权系数w[m]中间位置M/2及该中间位置M/2两侧1~3个位置的值均为1，其余位置的值均小于1。例如，其余位置的值可以自最靠近旁边的、值为1的位置开始，向旁边以0.9的次数依次衰减。

进一步的，所述加权系数w[m]的值（在此为绝对值）以及其正负性还可以根据输入信号（即浊音信号）x[n-m]的不同做相应调整。例如，在原始频响曲线较差的情况下，可以做正数多且值大的选择；在原始频响曲线较好的情况下，可以做负数多和/或值小的选择。

为了说明本实施例的均衡器及其设计方法对于主观音质及客观测试效果的提高，接下去以M取32，加权系数w[m]采用单峰值模型，且加权系数w[m]均为正数的情况，对不同输入信号x[n-m]的处理为例。

在此，原始频响曲线设定为一种比较恶劣的情况，低频和高频部分相差超过30dB，为了将该原始频响补偿进（通信）规范规定的范围内，均衡器就需要拉高低频部分30dB，可粗略等价于一个截止频率在600Hz的低通滤波器。其中，原始频响曲线请参考图8。

滤波器系数设置请参考图9，有32个样本点，最大值为第16个样本点。

加权系数w[m]设置请参考图10，有32个样本点，最大值为第14~18个样本点，共5个样本点。在此，常数c取0.9。

请参考图11a及11b，在上述设定下，利用测试仪分别产生了4个信号图。其中，图11a上部分（符号“1”表示）为一输入信号；图11a下部分（符号“2”表示）为经过现有一均衡器处理后的输出信号（即运用了式2及图9所示的滤波器系数）；图11b上部分（符号“3”表示）为经过本发明实施例的一均衡器处理后的输出信号（即运用了式6及图9所示的滤波器系数）；图11b下部分（符号“4”表示）为经过本发明实施例的另一均衡器处理后的输出信号（即运用了式9及图9所示的滤波器系数、图10所示的加权系数）。

由图11a及11b可以看出，符号“2”表示的输出信号部分位置都已经削波了，主观感受非常差；符号“3”表示的输出信号响度较符号“4”表示的输出信号的响度差，但是符号“3”表示的输出信号及符号“4”表示的输出信号均没有溢出/削波问题。

请参考图12a及12b，在上述设定下，利用测试仪分别产生了4个信号图。其中，图12a上部分（符号“1”表示）为另一输入信号；图12a下部分（符号“2”表示）为经过现有一均衡器处理后的输出信号（即运用了式2及图9所示的滤波器系数）；图12b上部分（符号“3”表示）为经过本发明实施例的一均衡器处理后的输出信号（即运用了式6及图9所示的滤波器系数）；图12b下部分（符号“4”表示）为经过本发明实施例的另一均衡器处理后的输出信号（即运用了式9及图9所示的滤波器系数、图10所示的加权系数）。

由图12a及12b可以看出，符号“2”表示的输出信号部分位置都已经削波了，主观感受非常差；符号“3”表示的输出信号响度较符号“4”表示的输出信号的响度差，但是符号“3”表示的输出信号及符号“4”表示的输出信号均没有溢出/削波问题。

由此可见，本实施例提供的均衡器及其设计方法，通过对归一化滤波器系数进行压缩处理，避免了均衡器输出信号溢出/削波的问题，提高了主观音质及客观测试效果。

上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明范围的任何限定，本发明领域的普通技术人员根据上述揭示内容做的任何变更、修饰，均属于权利要求书的保护范围。

Claims (18)

1.一种均衡器设计方法，其特征在于，包括：

获取期望频响；

根据期望频响获取滤波器系数；

根据滤波器系数获取归一化滤波器系数；

对归一化滤波器系数进行压缩处理。

2.如权利要求1所述的均衡器设计方法，其特征在于，所述对归一化滤波器系数进行压缩处理包括：对归一化滤波器系数乘以压缩系数f_a，

$f_a=\frac{1}{c\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|h\right[m\left]\right|}$

其中，c表示常数，且0.8≤c＜1；h[m]表示滤波器系数；M表示滤波器阶数。

3.如权利要求1所述的均衡器设计方法，其特征在于，所述对归一化滤波器系数进行压缩处理包括：对归一化滤波器系数乘以压缩系数f_a，

$f_a=\frac{1}{c\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|h\right[m\left]\right|w\left[m\right]}$

其中，c表示常数；h[m]表示滤波器系数；w[m]表示加权系数；M表示滤波器阶数。

4.如权利要求3所述的均衡器设计方法，其特征在于，所述常数c取0.8~1。

5.如权利要求3所述的均衡器设计方法，其特征在于，所述加权系数w[m]关于中间位置M/2对称。

6.如权利要求5所述的均衡器设计方法，其特征在于，所述加权系数w[m]中间位置M/2的值为1，中间位置M/2两侧的值从中间位置M/2向旁边以0.9的次数依次衰减。

7.如权利要求5所述的均衡器设计方法，其特征在于，所述加权系数w[m]中间位置M/2及该中间位置M/2两侧1~3个位置的值均为1，其余位置的值均小于1。

8.如权利要求5所述的均衡器设计方法，其特征在于，所述加权系数w[m]的值均为正数。

9.如权利要求5所述的均衡器设计方法，其特征在于，所述加权系数w[m]每个旁边开始的1~3个位置的值为负数。

10.一种均衡器，其特征在于，包括：

期望频响获取模块，用以获取期望频响；

滤波器系数计算模块，用以根据期望频响获取滤波器系数；

归一化模块，用以根据滤波器系数获取归一化滤波器系数；

压缩模块，用以对归一化滤波器系数进行压缩处理。

11.如权利要求10所述的均衡器，其特征在于，所述压缩模块对归一化滤波器系数进行压缩处理包括：对归一化滤波器系数乘以压缩系数f_a，

$f_a=\frac{1}{c\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|h\right[m\left]\right|}$

其中，c表示常数，且0.8≤c＜1；h[m]表示滤波器系数；M表示滤波器阶数。

12.如权利要求9所述的均衡器，其特征在于，所述压缩模块对归一化滤波器系数进行压缩处理包括：对归一化滤波器系数乘以压缩系数f_a，

$f_a=\frac{1}{c\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|h\right[m\left]\right|w\left[m\right]}$

其中，c表示常数；h[m]表示滤波器系数；w[m]表示加权系数；M表示滤波器阶数。

13.如权利要求12所述的均衡器，其特征在于，所述常数c取0.8~1。

14.如权利要求12所述的均衡器，其特征在于，所述加权系数w[m]关于中间位置M/2对称。

15.如权利要求14所述的均衡器，其特征在于，所述加权系数w[m]中间位置M/2的值为1，中间位置M/2两侧的值从中间位置M/2向旁边以0.9的次数依次衰减。

16.如权利要求14所述的均衡器，其特征在于，所述加权系数w[m]中间位置M/2及该中间位置M/2两侧1~3个位置的值均为1，其余位置的值均小于1。

17.如权利要求14所述的均衡器，其特征在于，所述加权系数w[m]的值均为正数。

18.如权利要求14所述的均衡器，其特征在于，所述加权系数w[m]每个旁边开始的1~3个位置的值为负数。

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