CN103825681B - 通信方法和接收设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及通信方法和接收设备，该电子设备：将从所接收的高频信号获得的基带信号数字化；指定包括在经数字化的基带信号中的前导的位置；计算所述前导的平方；根据由所述前导的平方获得的值指定峰；使用所述峰的位置作为快速傅里叶变换（FFT）窗口的起点对基带信号执行快速傅里叶变换（FFT）；从已经进行了FFT的基带信号提取不同频率成分的相位，以进行相位测量；获得多个相位的相位差；并利用相位差和相位基准获得相位校正值。

Description

通信方法和接收设备

相关申请的交叉引用

本申请要求受益于2012年11月16日递交的美国临时专利申请No.61/727,382的更早的申请日，通过引用将其全部内容结合在这里。

技术领域

本发明涉及用于无线传输已经按照OFDM（正交频分复用）方法调制的信号的通信方法以及采用该通信方法的接收设备。

背景技术

迄今为止，采用使用OFDM的调制方法（诸如LTE（长期演进）或WiMAX（全球微波互联接入））的高速通信已经可以实际使用了。OFDM拥有保护区间，因此它具有特别地解决频率选择多路径的能力并且在与其他的调制方法进行比较时更容易实施MIMO(多道输入与多道输出)的能力。特别地，因为信号处理过程可以使用FFT（快速傅立叶变换）在频域里很容易地执行，所以可以容易执行对复杂通道矩阵和信号分离的评估。因此，作为一种应用技术，这种利用同一频率来实现单一基站与多个终端之间通信的多用户MIMO(MU-MIMO)的技术已经被讨论过了。

MIMO技术通常用于从基站起的通信，即，被用于下行链路。然而，也已经讨论了在未来将MIMO用于从移动终端起的发射（上行链路）。MIMO通过从不同天线并行发射不同信号来实现高速通信。然而，这里假设了所有的信号间不会发生延迟并且所有信号在时间方面与其他信号精确同步。这种同步是通过在基站中高精度实施硬件设备来实现的。然而，当移动终端进行信号的MIMO发射时，这种在时间方面对于终端中的各个发射通道的精确同步是不易实现的。在移动终端中，由于尺寸与电量消耗的限制无法采用高精度的同步技术。进一步，在MU-MIMO中，来自多个终端的发射的相对延迟使得MIMO发射变得困难。

在以OFDM接收的情况中，FFT帧应能被可靠地检测出来。关于这种帧检测失败的情况将会被讨论。当在帧的起点之前执行FFT时，如果帧的原始起点是在保护区间内，那么在FFT之后子载波的正交性会被保留下来。然而，在这个情况中，保护区间的长度受到了损害，并且也没有实现所期望多径的避免。另一方面，如果FFT的开始正时落后于帧的初始起点，码间的干扰会发生在信号流的结尾部分，并且子载波的正交性也不能被保留下来。

因此，一种具有创新性的同步获取方法被应用到接收器中。图1是接收装置10的图，该装置利用了使用OFDM的调制方法并且执行MIMO发射。

图1中的接收装置10具有两个接收路径#0和#1。接收路径#0具有高频率单元(在下文中称作“RF单元”)12a，它与天线11a相连。被RF单元12a接收到的信号被模拟/数字转换器13a转换成为数字数据。由模拟/数字转换器13a转换过的数据被通过匹配滤波器14a提供给相关探测器15（correlation detector）相连。匹配滤波器14a检测前导信息。相关探测器15利用自相关或者交叉相关技术来检测FFT帧的头位置(同步点)。按照由相关探测器15检测出的FFT帧的头位置，保护区间移除单元16a把保护区间从所接收的FFT帧中移除。

被保护区间移除单元16a移除了保护区间的数据被提供给FFT单元17a，该FFT单元17a提取出被调制到子载波中的数据并把从路径#0提取出的接收数据提供给接收数据处理器18。

接收路径#1和接收路径#0具有相同的结构。具体地，由与天线11b相连的RF单元12b接收到的信号被按以下顺序提供给模拟/数字转换器13b、匹配滤波器14b、相关探测器15、保护区间移除单元16b和FFT单元17b，并且路径#1的接收数据被提供给接收数据处理器18。

发明内容

如图1所示，在MIMO接收装置中，自相关或者交叉相关的计算是由相关检测器15通过收集接收分支的信号来实施的。这一过程的实施假设从发射侧的多个天线提供的信号的正时和频率都精确地彼此重合。

然而，可以预期，当从发射侧起在上行链路上执行MIMO发射时，从发射侧的多个天线提供的信号的正时和频率的精确性没有保持。具体地，在移动终端执行MIMO发射的情况中，从包含在移动终端中的发射数据处理系统的输出发射信号当它们到达天线信道时可能会出现不同延迟，并且天线之间的同步也没有实现。这些不同延迟的要素的示例包括：功率放大器的群延迟的不同，发射带通滤波器的群延迟的不同以及各种陷波滤波器和匹配电路的群延迟的不同。

例如，在功率放大器的情况中，不同的群延迟是根据包括在放大器中的有源元件来获得的。进一步，即使在功率放大器具有相同的构造的情况中，不同的群延迟也根据温度和施加的电压而产生的。在两个天线间，群延迟之间的差异是几个纳秒。

发射带宽滤波器中的群延迟大概是10纳秒，可以主要取决于通频带和环境温度。

各种陷波滤波器的性能主要取决于所使用的部件的性能。根据不同路径的各自的情况来作出是否提供各种陷波滤波器以抑制与其他波段的预干扰成分的判断。在考虑元件的特性的情况下提供匹配电路，以满足不同元件特性。匹配电路的结构和元件数量不是固定的，并且两个路径的匹配电路在很多情况下需要具有不同的结构。在这种情况中，如果延迟量被预先获得，那么可以进行位相的校正来进行恢复。然而，通常，不同的移动终端具有不同的延迟量并且每种延迟量根据温度或随着使用年限改变，因此很难估计出延迟量。进一步讲，根据移动终端所处的周围环境，两个不同发射路径之间会出现相对延迟。在这里的术语“周围环境”例如表示具有移动终端的人体所造成的影响。

当执行2×2的MIMO接收时，在从基站观看移动终端的两个天线时，这两个天线之间的发射延迟的差异可以忽略。然而，可能要求具有极相似的发射距离的多路径，并且可以产生多路径的的相对延迟。

因此，应当假设最大约20纳秒的相对延迟，并且这个值要比在LTE情况中中快速傅里叶变换（FFT）的时间更短，因为执行FFT的单位时间长度大约为32纳秒。现在将会描述时间探测。

图2是示出了在LTE中使用的Zadoff-chu系统（其为一种CAZAC系统：恒定振幅零自相关）的自相关的平方的特性。在图2中，横坐标轴代表IFFT（快速傅里叶逆变换）的单位时间。例如，当IFFT尺寸为1000时，数字1至1000被显示出来。在本说明书中，代表IFFT尺寸的单位时间被称为“IFFT片段（chip）”(或者简称为“片段”)。

在图2中，在横坐标轴中心的正时0对应于自相关平方完全没有发生移动的状态。在图2中，在自相关平方完全没有发生移动的状态下接收信号的振幅被确定为0dB。移动的变化代表接收信号衰减的状态。

如图2所示，当获得自相关平方并且IFFT的时间单位移动一个(移动一个IFFT片段)时，接收信号衰减大约4dB。进一步，当时间单位移动两个片段时，接收信号衰减约20dB或者更多。相应地，当时间单位移动一个片段或者更多时，衰减量是很大的，并且IFFT片段可以被高精度地指定。

图3A至图3D显示出了当利用自相关平方时指定接收信号的FFT帧。

图3A至图3C表示了接收流的图像，这些接收流已经进行了IFFT。流中的编号代表IFFT片段的编号。

图3A中的流#0和图3B中的流#1基本上同时到达接收端，并且相对延迟δ在一个片段内。相对延迟的差异并未被接收端指定。图3C中的流#2由于多路径而被延迟了，并且两个发射天线中发射流#2的那一个没有被指定出来。流#2被延迟了3个IFFT片段，并且流#2的头部与流#0的一个IFFT片段的头部碰巧重合了。

图3D显示了在这些信号被接收并且使用前导的自相关检测FFT帧的情况下相关器的输出结果。因为相关计算是以IFFT片段为单位进行的，所以在一个片段内的时间移动是无法被可靠地检测出来的。图3D中，时间点t0是有一定宽度的，在时间点t0时，流#0和流#1将被检测并且此时相关器的输出的值是高的。

接收器无法指定这种相对延迟的因素。这一宽度会使同步获取的精确度劣化。对于流#2，头部可以在时间点t1通过相关器的输出被可靠的检测出来。

为了校正这种相对延迟，日本未经审查的专利申请公报No.2006-295629描述了一种通过检测例如RF载波的相位差来消除相对延迟的方法其。进一步，日本未经审查的专利申请公报No.2012-503429描述了一种在MU-MIMO中使用前导的初始同步来校正相对延迟的方法。然而，期待更可靠地校正相对延迟。

进一步，通道估计也是一个需要解决的问题。

在MIMO中，信道是由矩阵的行列式（今后简称为“H矩阵”）所表示的。H矩阵被利用包括在发射信号中的导频信号估计，并且该信号被分离出来。因此，这就会引发问题：当发射信号的FFT帧由于相对延迟而相互发生移动时，如果FFT帧被固定到某一点，那么导频信号不能被可靠地解调。导频信号被布置为使得OFDM的频率和时间帧在多发射信道中不能相互重叠。因此，如果包含导频信号的FFT帧由特定方法所指定，那么导频信号可以被可靠地获得。

具体地，在如图4A所示的在接收路径#0和如图4B所示接收路径#1中，包含着导频信号的FFT帧被排列于不同的正时。在本文中，“GI”代表保护区间。在本例中，当信号从位于发射侧的两个接收路径#0和#1发射时，相对延迟大约为4纳秒。进一步，在接收路径#0中，其中发射导频信号的周期a被检测并且与该正时同步地执行解调。相似地，在接收路径#1中，其中发射导频信号的周期b被检测并且与该正时同步地执行解调。在本例中的发射信号是由QPSK（正交相移键控）调制的。

当如图4A和图4B所示的接收过程进行时，MIMO通道被表示成为矩阵的形式，如图5左下部分所示。在路径#0中，“h00”和“h01”被估计，在路径#1中，“h10”和“h11”被估计。在这里，两个路径之间的时间延迟不会反映在接收导频信号上，因为执行了帧同步。现在执行数据接收，并且数据在两个路径中关于时间同时地发射。通过利用之前获得的H矩阵的逆矩阵进行两个路径的分离，来解调该数据。这里，如图4A-图4B所示，由于两条路径之间的延迟δ被包含在了两条路径的接收数据中，所以在考虑相位移动的情况下执行解调，并且因此信号的分离没有可靠地进行。具体地，考虑到延迟δ的信号分离是使用并没有考虑延迟δ的H矩阵来执行的。

图6A和B中给出关于接收和解调结果的例子。图6A显示的是理想的接收状态的情况。在这个理想状态下，接收符号被固定在四个位置。另一方面，当执行考虑延迟δ的信号分离时，接收符号的位置就不是像图6B一样固定了，并且解调失败。

另外，通过预编码进行优化是进一步需要解决的问题。在预编码中，MIMO的通信路径的容量在很多情况下被确定为最大值。在一个闭合回路中，发射侧被乘以波束形成矩阵，接收侧被乘以波形形成矩阵。在这个闭合回路中，使用了被叫做CDD（循环延迟分集）的方法，并且采用了通过进行特定相位旋转来保证通信路径容量的方法。在这两种方法中，发射信号流的相位受到控制。然而，当上面讨论过的相对延迟产生时，H矩阵会出现相位旋转，因此H矩阵中出现相位旋转的信息也应当被考虑。

如果相对延迟（δ）被检测出来，这些问题就解决了。具体来说，当相对延迟（δ）被加入到H矩阵的估计中时，通道估计可以可靠地进行。进一步，可靠的预编码可以进行。

本发明人认识到了当MIMO通信进行时，对于相对延迟检测的必要性。

根据示例性实施例，本公开涉及电子器件，其：数字化从所接收到的高频信号获得的基带信号；指定包含在经数字化的信号中前导的位置；计算前导的平方；根据由前导的平方获得的数值指定峰；使用峰的位置作为快速傅里叶变换（FFT）窗口的起点对基带信号进行快速傅里叶变换；从已经进行了FFT的基带信号提取多个频率成分的相位，以进行相位测量；获得多个相位的相位差；以及利用相位差和基准相位获得接收信号的相位校正值。

根据本公开，可以检测在MIMO中的多个发射流之间产生的、一个IFFT片段内的相对延迟。这是相当有效的。

附图说明

图1显示出了传统MIMO接收装置的框图。

图2显示出了接收信号的自相关平方的特性的图。

图3A-图3D显示出了MIMO的发射状态。

图4A-图4B显示了两个接收路径的信号的延迟产生状态。

图5是示出了MIMO的通道估计的图。

图6A和图6B显示了当在信道中产生发射延迟时，MIMO的接收状态。

图7是显示了本公开的第一实施例的概述图的框图。

图8是显示了根据本公开的第一实施例的接收装置的的构造的框图。

图9是显示了根据本公开第一实施例的的同步获取过程的流程图。

图10是显示了根据本公开第一实施例的的数据解调过程的流程图。

图11是显示了根据本公开第一实施例的信号分配的图。

图12是显示了根据本公开第一实施例的的相位校正值与相对延迟之间的关系的图。

图13是显示了根据本公开第二实施例的接收装置的构造的框图。

图14是显示了根据本公开第二实施例的由接收装置实施的同步获取过程的流程图。

图15是显示了根据本公开第二实施例的信号分配的图。

图16是图显示了根据本公开第二实施例的相位校正值与相对延迟之间的关系的图。

具体实施方式

下面参考附图7到图15按照以下顺序描述本公开的实施例。

1.第一实施例

1-1.第一实施例的概述（图7）

1-2.第一实施例的接收装置的构造的示例（图8）

1-3.第一实施例的接收装置的操作（图9和10）

1-4.信号分配的示例（图11）

1-5.利用相位校正值进行相对延迟校正的示例（图12）

2.第二实施例

2-1.第二实施例的接收装置的构造的示例（图13）

2-2.第二实施例的接收装置的操作（图14）

2-3.信号分配的示例（图15）

2-4.利用相位校正值进行相对延迟校正的示例（图16）

3.调整例

<1.第一实施例>

[1-1.第一实施例的概述]

图7是示出了第一实施例的概述的图

图7的示例示出了从发射装置100发射的信号被接收装置200接收的情况。发射装置100是终端设备，诸如移动电话终端设备。接收装置200是与终端设备进行通信的基站。图7的示例示出了2×2MIMO的情况。

发射装置100中包括IFFT单元101a和101b，这两个单元执行快速傅里叶逆变换。

在同步获取时，用于同步获取的信号被分配给三个具体的频率成分ref_F0、ref_F1、和base_F2，它们将要进行由IFFT单元101a和101b实施的快速傅里叶逆变换。用于同步获取的信号分配是在包含在发射装置100中的通讯控制器的控制下进行的。

在这个实施例中，当同步获取进行时，用于同步获取的信号被分配给在图7中要被提供给IFFT单元101a和101b的多个频率成分之中由黑色圆点标记出来的那些频率成分。

具体地，在第一发射路径中的IFFT单元101a中，作为用于同步获取的信号的数据“1”被提供给两个频率成分ref_F0和ref_F1，并且数据“0”被提供给频率成分base_F2。

进一步，在第二发射路径中的IFFT单元101b中，作为用于同步获取的信号的数据“1”被提供给频率成分base_F2，并且数据“0”

被提供给其余两个频率成分ref_F0和ref_F1。

注意，用于三个频率成分ref_F0、ref_F1和base_F2的间隙是在用于一个发射帧的时间/频率栅格中按频率方向连续排列的。进一步，三个频率成分使用就时间方面来看相同的未被使用的间隙，作为被分配前导的间隙。用于一个发射帧的时隙/频隙的使用状态的示例将在下面详细说明（图11）。

这三个不同频率成分被用作为用于同步获取的信号，使得当接收装置进行快速傅里叶变换时如果多路径延迟在保护区间内时，保持了频率成分间的正交性并且避免了干扰。

已经接受了由IFFT单元101a和101b执行的快速傅里叶逆变换的信号被提供给保护区间添加单元102a和102b，保护区间添加单元添加保护区间。保护区间添加单元102a和102b进行并行/串行的转换，以将IFFT单元101a和101b的输出转换为串行数据。

从保护区间添加单元102a和102b输出的发射信号被分别通过数字/模拟转换器103a和103b提供给RF单元104a和104b。RF单元104a和104b对发射信号进行频率转换，以得到预定发射频率。然后路径#0和#1的发射信号被与RF单元104a和104b连接的天线105a和105b无线第发射。

从发射装置100输出的两个发射信号在这两个信号由于通道矩阵（H矩阵）而干涉（变形）的状态下发射经过空间并到达接收装置200。

接收装置200包括两个天线201a和201b。天线201a和201b的接收信号被提供给RF单元202a和202b，并且具有预定发射频率的信号受到频率转换，从而获得基带信号。从RF单元202a和202b获得的基带信号被提供给了模拟/数字转换器203a和203b，它们把基带信号转换为数字信号。

从第一接收系统的模拟/数字转换器203a输出的接收信号被提供给同步单元210。同步单元210执行检测两个路径#0和#1的接收信号的延迟信息的处理。同步单元210执行同步获取过程，以及对于已经进行了由FFT单元205a实施的快速傅里叶变换的信号执行的处理，这一处理将在后面叙述。两个接收系统中只有一个接收系统包括同步单元210。进一步，当同步获取过程执行时使用同步单元210，并且当执行数据解调过程时，输入到同步单元210中的信号被简单地输出。同步单元210的构造将在后面叙述（图8）。

从同步单元210输出的接收信号被提供给了保护区间移除单元204a。进一步，从第二接收系统的模拟/数字转换器203a输出的接收信号被提供给保护区间移除单元204b。其保护区间已由各个接收系统的保护区间移除单元204a和204b移除的接收信号被分别提供给FFT单元205a和205b。注意，保护区间移除单元204a和204b执行串行/并行的转换，以将FFT单元205a和205b的输出转换为并行数据，这些被转换过的数据被提供给FFT单元205a和205b。

FFT单元205a和205b执行快速傅里叶变换。已经进行了由FFT单元205a和205b所执行的快速傅里叶变换的信号被提取成为接收信号。在同步获取时，已经进行了由FFT单元205a实施的快速傅里叶变换的频率成分之中的三个具体频率成分ref_F0、ref_F1和base_F2被用于同步获取过程。在同步获取时，从FFT单元205a输出的信号被提供给同步单元210，同步单元210实施同步获取过程。

在图7中，在FFT单元205a和205b之后的接收过程的构造被省略了。

[1-2，第一实施例的接收装置的构造的示例]

图8是示出了接收装置200的结构的图。只有与同步获取有关的构造被显示在图8中了。

从接收装置200的第一接收路径的模拟/数字转换器203a输出的数字信号被提供给同步单元210。被提供给同步单元210的接收信号被提供给匹配滤波器211。匹配滤波器211规定包含在接收信号中的前导的位置。匹配滤波器211的输出被提供给平方计算单元212，平方计算单元212进行自相关平方的计算。平方计算单元212的输出被提供给了相关峰指定单元213。相关峰指定单元213指定自相关平方的值的峰位置。

然后相关峰指定单元213的输出被通过选择单元219提供给保护区间移除单元204a。保护区间移除单元204a移除保护区间并且对信号实施并行转换，并且经转换的信号被提供给FFT单元205a。

已经进行了由FFT单元205a执行的快速傅里叶变换的数据被提供给相位探测器214。相位探测器214探测三个具体频率成分ref_F0、ref_F1和base_F2的相位。关于由相位探测器214探测到的相位的信息被提供给相位差探测器215。相位差探测器215探测三个频率成分的频率之间的差异。

关于由相位差探测器215探测出的三个频率成分的相位之间的差异的信息被提供给校正相位探测器216。校正相位探测器216使用预先储存在相位基准产生单元217中的基准相位和由相位差探测器215所探测的相位差来获得受到校正的相位。由校正相位探测器216计算的受到校正的相位的值被提供给延迟信息数据确定单元218，该单元确定用于实施接收信号的同步获取的延迟信息。关于由延迟数据确定单元218执行延迟信息的确定所需的条件将在下面进行描述。

延迟信息被提供给通信控制器209。在执行数据解调时，通信控制器209根据所提供的延迟信息来确定两个接收路径间的延迟。然后，当保护区间移除单元204a和204b在各自的接收路径中移除保护区间时，或者当FFT单元205a和205b执行快速傅里叶变换时，通信控制器209设置FFT窗口的起点。

[1-3第一实施例的接收装置的操作]

接下来，参考图9和图10的流程图，将会描述由接收装置200执行的同步获取过程和数据解调过程。注意，在此例中，发射装置100将用于同步获取的信号分配给在一个发射帧中的第六时隙，并且接收装置200的同步单元210从第六时隙中探测用于同步获取的信号。前导被分配到第六时隙。

图9是显示了由接收装置200实施的同步获取过程的流程图。

首先，通信控制器209激活第一接收路径#0的同步单元210（在步骤S11中）。然后，匹配滤波器211获取被分配到第六时隙的前导（在步骤S12中）。当匹配滤波器211获取前导时，相关峰值指定单元213探测前导的相关峰并指定FFT窗的起点（在步骤S13中）。注意，这里探测到的起点可能在时间方面存在错误，就如同例如在图3D中t0时刻所显示的。

接下来，在当相关峰值指定单元213执行探测时的正时，保护区间移除单元204a移除保护区间（在步骤S14中）。FFT单元205a对其中保护区间已经被移除的第六时隙的信号执行快速傅里叶变换（在步骤S15中）。

已经进行了快速傅里叶变换的信号被提供给相位探测器214，其探测三个频率成分ref_F0、ref_F1和base_F2的相位（在步骤S16中）。根据关于由相位差探测器215所探测到的相位的信息，延迟信息数据确定单元218确定与频率成分base_F2的相对延迟相对应的相位差（在步骤S17中）。

当相位差被在步骤17中确定时，使用一下方程(1)和(2)。

方程(1)

这个计算公式的目的如下所述。尽管关于延迟的信息被包含在频率成分base_F2中，但是仍需要关于路径#0的相对值，并且因此，使用了频率成分ref_F0和ref_F1。因为相位差的绝对值包含由发射长度和多路径引起的移动，因此频率成分base_F2的相位被由相位差探测器215通过利用频率成分ref_F0和ref_F1的两个波之间的差异内插或者外推。

进一步，如果延迟量大于或者等于一个IFFT片段的话，分离可以由同步获取使用前导来执行，并且因此，执行下面的计算来执行扣除（subtraction）。

方程（2）

方程(2)中，“mod”代表除法的余数。在这里，下面的方程被用到。

方程(3)

例如，方程(2)的计算是由校正相位探测器216来执行的。在方程(3)中的相位基准被储存在相位基准产生单元217中。

延迟信息数据确定单元218将由此获得的相位校正值转换为时间值，以便得到相对延迟。相对延迟被从延迟信息数据确定单元218提供给通信控制器209。通信控制器209利用考虑到与两个接收路径的接收过程的正时相对应的时间差的相对延迟来进行校正。

另一方面，由通信控制器209所获得的相对延迟的值被从接收装置200提供给发射装置100。接收到相对延迟的值的发射装置100将两个发射路径中的一个的发射正时校正了与相对延迟相对应的时间。通过执行这种校正，可以在不具有相对延迟的状态下执行发射。

图10是显示了当同步获取完成后数据被解调时的处理的流程图。

首先，通信控制器209停止路径#0的同步单元210（在步骤S21中）。选择单元219选择模拟/数字转换器203a的输出并进行向不包含同步单元210的路径的切换（在步骤S22中）。

然后，在由图9的流程的处理所指定的FFT窗口的正时，由接收路径#0和#1执行接收过程，并且执行解调接收数据的过程（在步骤S23中）。进一步，通过解调而得到的接收数据被提供给了更上一层，并且接收数据由更上一层进行处理（在步骤S24中）。

[1-4.信号分配的示例]

图11是显示了包含在一个发射帧中的时间/频率栅格中的间隙的使用的图。

在图11中，显示了被包含在对于LTE标准的栅格中的三个间隙被分配给三个频率成分ref_F0、ref_F1和base_F2的情况。如图11所示，SSS（第二同步信号）被分配给第六时隙中的若干频隙。进一步，PSS（主同步信号）被分配给第七时隙中的若干频隙。SSS和PSS具有前导的功能。在LTE的标准中，包含在第六和第七时隙中没有被分配SSS和PSS的间隙是未使用的间隙。注意，一个间隙中包含12个副载波。

进一步，RS（基准信号）被分配到第一和第五时隙的若干频隙。

这里，在本实施例中，三个频率成分ref_F0、ref_F1和base_F2被分配给在第六时隙的未使用间隙中连续的频隙。

如上所述，根据本实施例，在一个IFFT片段内的多个MIMO发射流之间的相对延迟可以被探测出来。利用所探测出来的相对延迟，可以执行在接收装置侧的接收信号的校正或者在发射转置侧的发射信号的校正。

[1-5.利用相位校正值的相对延迟校正的示例]

图12是显示了相位校正值结果的模拟的图。该模拟是在考虑到多路径的情况下进行的。具体地，数百个散射点被分配到在接收点附近的部分中，振幅与相位都会由于散射而随机改变，并且从散射点到接收点之间采用射线追踪法。这种多路径模型代表了瑞丽分布。

假设在图12示出的模拟中，IFFT尺寸为200，频率成分ref_F0的是100，频率成分ref_F1的是110，并且频率成分base_F2的是109。假设应用到LTE的情况，在图12中示出了从从3.2纳秒至19.2纳秒的相对延迟结果。在图12中，横坐标轴代表相对延迟，纵坐标轴代表相位校正值。在横坐标轴上的相对延迟中，值1是3.2纳秒。在图12中示出其中相位延迟随相对延迟增加而线性增加的特性α。例如，相对于3.2纳秒的相对延迟，示出了约20度的相位改变。

当频率成分ref_F0和ref_F1的值减小时，图12中的特性α的倾斜会变得接近平坦，并且依赖于相位的分辨率也会受到损害。进一步，如果频率选择多路径影响了频率成分ref_F0和ref_F1和base_F2，那么特性α不会成为直线了。

〈2.第二实施例〉

[2-1.第二实施例的接收设备的构造的示例]

接下来，在本公开的第二实施例中将参照图13至图15进行描述。在图13至图15中，与第一实施例中图7至图12中示出的那些相同的组件由与图7至图12中中示出的那些附图标记相同的附图标记表示。

在第二实施例中，两个波，即频率成分ref_F0和base_F1，是被用于同步获取的频率成分。然后，用于两个波的同步获取的信号被分配到在不同时隙（第六和第七时隙）中相同的频率位置。将在下面详细地描述对于一个发射帧的时隙/频隙的使用状态的示例（图15）。

发射装置通过路径#0发射频率成分ref_F0，并且通过路径#1发射频率成分base_F1。

图13是显示了根据第二实施例的接收装置的构造的图。

如图13所示，在路径#0中，从天线201a至FFT单元205a的构造与图8中示出的接收装置200中的构造相同。

在图13中示出的第二实施例的接收装置中，从FFT单元205a输出的信号被提供给两个相位探测器214a和214b。相位探测器214a探测频率成分ref_F0的相位。相位探测器214b探测频率成分base_F1的相位。如上所述，因为两个频率成分被分配给不同的时隙，所以两个相位探测器214a和214b探测在时间方面在不同正时处的相位。

关于由两个相位探测器214a和214b探测出的相位的信息被提供给相位差探测器215。相位差探测器215探测出两个信号的相位之间的差异。关于由相位差探测器215探测出来的两个信号的相位之间的差异的信息给提供给校正相位探测器216。从校正相位探测器216到延迟信息数据确定单元218的构造与图8所示的构造一致。然而，如图14的流程图所示，用于计算延迟信息的数学表达式与图8中的不同。

[2-2.第二实施例的接收装置的操作]

图14是显示了由接收装置200执行同步获取过程的流程图。

在图14的流程图中，直到步骤S15之前的处理都与图9中相同，步骤S15通过FFT单元205a对第六时隙的信号进行快速傅里叶变换。

在执行步骤S15中的处理后，处理进行至步骤S31。在步骤S31中，相位差探测器215获得频率成分ref_F0的相位。之后，当接收第七时隙的信号时，正时是在等待着（在步骤S32中），并且FFT单元205a对第七时隙的信号执行快速傅里叶变换（在步骤S33中）。然后，相位差探测器215获得频率成分base_F1的相位。根据关于由此获得的两个相位的信息，延迟信息数据确定单元218确定相位差（在步骤S34中）。

当在步骤S34中确定相位差时，如下方程(4)被使用。

方程(4)

相位差=（ref_F0的相位）-（base_F1的相位）

在根据方程(4)获得相位差之后，与第一实施例相同，相位校正值可以由方程(2)和(3)获得。

延迟信息数据确定单元218利用由此获得相位校正值获得相对延迟，并将相对延迟发射给通信控制器209。通信控制器209利用考虑了与两个接收路径的接收过程的正时相对应的时间差的相对延迟来进行校正。

另一方面，通信控制器209将从接收转置200获得的相对延迟的值发射给执行校正的发射装置100。

注意，在第二实施例中同样，在同步获取完成后进行的数据解调过程与图10中示出的第一实施例相同。

[2-3.信号分配实例]

图15是显示了包含在一个发射帧中的时间/频率栅格中的间隙的使用。

在图15中，包含在对于LTE标准化的栅格中的第六、第七时隙中的相同频率位置的两个间隙被分配给两个频率成分ref_F0和base_F1。第六时隙对应于对其分配了作为前导的SSS的间隙。第七时隙对应于对其分配了作为前导的PSS的间隙。

使用第六和第七时隙中对其没有分配SSS和PSS的未使用的间隙的频率位置，频率成分ref_F0和base_F1被发射了。频率成分ref_F0和base_F1被分别从发射装置100的路径#0和#1发射。

[2-4.使用相位校正值进行相对延迟校正的示例]

图16是显示了第二实施例的模拟结果的图。用于图16的模拟的条件与图12中的相同，并且横轴和纵轴的含义也与图12中的相同。

在频率方向上编号为10的间隙被用于被频率成分ref_F0和base_F1。进一步，IFFT尺寸为200。在图16中显示了其中相位延迟随相对延迟增加而线性增加的特性β。例如，相对于3.2纳秒的相对延迟示出了约20度的相位改变。

如上所述，与第一实施例相同，同样在第二实施例中，在多个MIMO发射流之间在一个IFFT片段内的相对延迟可以被探测出来。

[3.修改例]

注意，前面的描述揭示了最简单的MIMO系统，其中发射设备使用两个发射路径进行发射并且接收设备使用两个接收路径进行接收。然而，本公开中的示例可以应用到具有若干发射路径和若干接收路径的MIMO系统。

进一步，本公开的接收装置能够被应用到用在多用户MIMO（MU-MIMO）中的接收设备，其中例如多个终端被包含在发射侧。

更进一步，在本公开的权利要求中所描述的构造和过程都不必限制在前述实施例中。应理解，在权利要求或权利要求等价物的范围内，本领域技术人员可以关于设计和其他元素作出各种调整、组合和其他实施。

Claims (19)

1.一种电子设备，包括

多个天线元件，其被构造为接收多个高频信号；

电路，其被构造为：

将从所述多个高频信号获得的多个基带信号数字化；

指定包括在经数字化的多个基带信号中的一个中的前导的位置；

计算所述前导的平方；

根据由所述前导的平方获得的值指定峰；

使用所述峰的位置作为快速傅里叶变换(FFT)窗口的起点对经数字化的多个基带信号中的一个执行FFT；

从已经进行了FFT的经数字化的多个基带信号中的一个提取多个频率成分的相位，以进行相位测量；

获得所述多个相位的相位差；

利用所述相位差和相位基准获得接收信号的相位校正值；以及

基于所述相位校正值确定所述多个高频信号之间的相对延迟。

2.根据权利要求1所述的电子设备，其中，所述多个频率成分包括第一频率成分(f0)、第二频率成分(f1)和第三频率成分(f2)。

3.根据权利要求2所述的电子设备，其中，所述电路被构造为根据以下公式获得相位差：

相位差＝[((f1的相位)-(f0的相位))/(f1-f0)]×(f2-f0)-(f2的相位)。

4.根据权利要求3所述的电子设备，其中，所述电路被构造为根据以下公式获得相位基准：

相位基准＝(360×f0)/快速傅里叶逆变换(IFFT)尺寸。

5.根据权利要求4所述的电子设备，其中，所述电路被构造为根据以下公式获得相位校正值：

相位校正值＝mod(相位差/相位基准)，其中

mod表示相位差与相位基准之间的除法的余数。

6.根据权利要求2所述的电子设备，其中，所述第一频率成分(f0)，第二频率成分(f1)和第三频率成分(f2)都被分配到所述多个高频信号中的一个中作为前导的同一时隙。

7.根据权利要求1所述的电子设备，其中所述多个频率成分包括第一频率成分(f0)和第二频率成分(f1)。

8.根据权利要求7所述的电子设备，其中所述电路被构造为根据以下公式获得相位差：

相位差＝(f0的相位)-(f1的相位)。

9.根据权利要求8所述的电子设备，其中所述电路被构造为根据以下公式获得相位基准：

相位基准＝(360×f0)/快速傅里叶逆变换(IFFT)尺寸。

10.根据权利要求9所述的电子设备，其中所述电路被构造为根据以下公式获得相位校正值：

相位校正值＝mod(相位差/相位基准)，其中

mod表示相位差与相位基准之间的除法的余数。

11.根据权利要求7所述的电子设备，其中，所述第一频率成分(f0)和第二频率成分(f1)都被分配到所述多个高频信号中的一个中作为前导的同一个时隙。

12.根据权利要求7所述的电子设备，其中，所述第一频率成分(f0)和第二频率成分(f1)都被分配到所述多个高频信号中的一个中的连续时隙。

13.一种由电子设备执行的方法，所述方法包括：

通过多个天线元件接收多个高频信号；

将从所述多个高频信号获得的多个基带信号数字化；

指定包括在经数字化的多个基带信号中的一个中的前导的位置；

计算所述前导的平方；

根据由所述前导的平方获得的值指定峰；

使用所述峰的位置作为快速傅里叶变换(FFT)窗口的起点对经数字化的多个基带信号中的一个执行FFT；

由所述电子设备的电路，从已经进行了FFT的经数字化的多个基带信号中的一个提取多个频率成分的相位，以进行相位测量；

由所述电路获得所述多个相位的相位差；

由所述电路使用所述相位差和相位基准获得接收信号的相位校正值；以及

基于所述相位校正值确定所述多个高频信号之间的相对延迟。

14.根据权利要求13所述的方法，其中，所述多个频率成分包括第一频率成分(f0)、第二频率成分(f1)和第三频率成分(f2)。

15.根据权利要求14所述的方法，其中，

根据以下公式获得相位差：

相位差＝[((f1的相位)-(f0的相位))/(f1-f0)]×(f2-f0)-(f2的相位)，

根据以下公式获得相位基准：

相位基准＝(360×f0)/快速傅里叶逆变换(IFFT)尺寸，并且

根据以下公式获得相位校正值：

相位校正值＝mod(相位差/相位基准)，其中

mod表示相位差与相位基准之间的除法的余数。

16.根据权利要求14所述的方法，其中，所述第一频率成分(f0)、第二频率成分(f1)和第三频率成分(f2)都被分配到所述多个高频信号中的一个中作为前导的同一个时隙。

17.根据权利要求13所述的方法，其中，所述多个频率成分包括第一频率成分(f0)和第二频率成分(f1)。

18.根据权利要求17所述的方法，其中，

根据以下公式获得相位差：

相位差＝(f0的相位)-(f1的相位)，

根据以下公式获得相位基准：

相位基准＝(360×f0)/快速傅里叶逆变换(IFFT)尺寸，并且

根据以下公式获得相位校正值：

相位校正值＝mod(相位差/相位基准)，其中

mod表示相位差与相位基准之间的除法的余数。

19.根据权利要求17所述的方法，其中，所述第一频率成分(f0)和第二频率成分(f1)都被分配到所述多个高频信号中的一个中作为前导的同一时隙。