CN103762851A - 适用于igbt驱动模块高压侧供电的dc-dc变换电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于IGBT驱动模块高压侧供电的DC-DC变换电路，包括提供工作电压的电源、非稳态多谐振荡器、控制脉冲整形电路、LC谐振电路、高频脉冲变压器、高压侧整流滤波电路、二级稳压电路、输出电压阻抗调节与电流放大电路，还包括第七二极管D7和第八二极管D8，用于控制第一场效应管Q1和第二场效应管Q2之间的安全导通时间间隔，防止其同时导通而使低压侧电源短路；本发明还包括一个限流电路，可以将限流前的电源接至需要给IGBT提供足够大电流输出能力的驱动模块，将限流后的电源接至IGBT驱动模块高压侧的其它控制他单元。本发明电路功能完善，性能可靠，使用方便，易于推广应用。

Description

适用于IGBT驱动模块高压侧供电的DC-DC变换电路

技术领域

本发明电路属于电力电子领域，具体涉及一种适用于IGBT（Insulated GateBipolar Transistor）驱动模块高压侧供电的DC-DC变换电路。

背景技术

大功率IGBT驱动模块高压侧的供电电源为了防止高压侧复杂电磁环境引入干扰，通常需要进行电气隔离设计，为了方便用户驱动电源设计，内部通常都自带了DC-DC变换电路，集成的隔离变压器通常采用半桥式或推挽式的结构，一般不带闭环控制，个别DC-DC变换电路在输出端增加了线性稳压电源来实现驱动电压的稳定，目前市场上带有DC-DC变换电路IGBT驱动模块的有瑞士CONCEPT公司2SC0435T系列，德国INFINEON公司的2ED300C17-ST，它们的特点是功率相对较大，保护功能齐全，目前广泛应用于风能和太阳能逆变器中。但这类DC-DC变换电路的器件数量较多、价格昂贵、体积较大，不适合安装在IGBT驱动模块表面（连接电缆距离较长），可靠性较低。

集成隔离DC-DC变换电路由于内置于IGBT驱动模块中，如果电能在传递过程中损耗过大，会造成变压器线圈的发热，严重的会造成末端输出电源的不稳定并对IGBT信号传递与处理单元带来干扰。然而全面分析目前的各种集成隔离DC-DC变换电路方案，分别具有不同的侧重点，但没有一种电路方案具备上述所有的特征，因此造成IGBT驱动模块的应用受到限制，给使用带来不便。

发明内容

本发明的目的在于提供一种适用于IGBT驱动模块高压侧供电的DC-DC变换电路，具有较高效率、输出阻抗小、能够提供较大的瞬时输出电流、成本低、结构简单、外形尺寸小、易于安装于IGBT驱动模块表面的DC-DC变换电路。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种适用于IGBT驱动模块高压侧供电的DC-DC变换电路，包括提供工作电压的电源VCC、非稳态多谐振荡器、控制脉冲整形电路、LC谐振电路、高频脉冲变压器、高压侧整流滤波电路、二级稳压电路和输出电压阻抗调节与电流放大电路。

非稳态多谐振荡器，由第一施密特反相触发器U1A、第一电阻R1、第一电容C1组成，用于给控制脉冲整形电路提供输入信号，并给LC谐振电路提供起振脉冲源；其中第一施密特反相触发器U1A的输入端经第一电容C1接至零参考电压GND，同时输入端经第一电阻R1接至自身的输出端。

控制脉冲整形电路，由第二电阻R2、第二电容C2、第二施密特反相触发器U1B、第三电阻R3、第三电容C3、第三施密特反相触发器U1C、第一二极管D1、第二二极管D2组成，其主要用于对非稳态多谐振荡器产生的脉冲进行整形处理，产生用于控制第一场效应管Q1和第二场效应管Q2导通和关断的脉冲信号；其中其输入端为第一二极管D1阳极与第二二极管D2阴极的连接点，该连接点接至第一施密特反相触发器U1A的输出端，同时该连接点连接至第二电阻R2和第三电阻R3的一端；第二电阻R2的另一端接至第一二极管D1的阴极和第二施密特反相触发器U1B的输入端，同时经第二电容C2接至零参考电压GND；第三电阻R3的另一端接至第二二极管D2的阳极和第三施密特反相触发器U1C的输入端，同时经第三电容C3接至零参考电压GND；第二施密特反相触发器U1B的输出端第一场效应管Q1的栅极；第三施密特反相触发器U1C的输出端第二场效应管Q2的栅极。

LC谐振电路，主要由第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、高频脉冲变压器的原边、第四电容C4和第五电容C5组成，用于在第一场效应管Q1和第二场效应管Q2得高速通断状态下，电路产生谐振现象，将供电电源VCC的能量以高频PWM波的形式经由高频脉冲变压器的原边传递到副边，实现电能的传递；其中第一场效应管Q1的栅极连接来自第二施密特反相触发器U1B的输出端，漏极接至零参考电压GND，源极接至高频脉冲变压器原边T1的一端；第二场效应管Q2的栅极连接来自第三施密特反相触发器U1C的输出端，源极接至工作电源VCC，漏极接至第一场效应管Q1的源极；高频脉冲变压器原边的一端连接第一场效应管Q1的源极，另一端分别经由第五电容C5接至零参考电压GND和第四电容C4接至电源电压VCC还包括第七二极管D7和第八二极管D8，二极管为快恢复二极管，分别内置于第一场效应管Q1和Q2，主要作用是给LC谐振电路提供续流回路。

高频脉冲变压器，用于实现供电电源VCC能量的传递和原、副边之间的电气隔离。

高压侧整流滤波电路，主要包括第三整流二极管D3、第四整流二极管D4、第五整流二极管D5、第六整流二极管D6，第六电容C6，第七电容C7；用于实现对高频脉冲变压器T1副边中的高频PWM脉冲波进行整流和滤波处理，给后级电路提供电源；其中高频脉冲变压器T1副边的一端连接第三整流二极管D3的阳极和第五整流二极管D5的阴极，另一端连接第四整流二极管D4的阳极和第六整流二极管D6的阴极；第三整流二极管D3和第四整流二极管D4的阴极同时经由第六电容C6和第七电容C7接至整流二极管第五整流二极管D5和第六整流二极管D6的阳极，其中第六电容C6为极性电容，正极接至参考电压VCCA，负极接至参考电压AGND。

二级稳压电路，主要由第四电阻R4、第一稳压二极管ZD1、第二稳压二极管ZD2，第八电容C8和第九电容C9组成，作用为实现两级稳压，给IGBT驱动模块提供两个电压基准单元；其中第四电阻R4的一端接至参考电压VCCA，另一端连接稳压二极管的阴极；第二稳压二极管ZD2的阴极连接第一稳压二极管ZD1的阳极，同时经由第八电容C8和第九电容C9接至自身的阳极，同时接至参考电压AGND，其中第九电容C9为极性电容，正极接至参考电压VCCE，负极接至参考电压AGND；参考电压VCCE与第六电容C6正极、第七电容C7的一端相连，参考电压AGND与第六电容C6的负极、第七电容C7的另一端相连。

输出电压阻抗调节与电流放大电路，主要由第五电阻R5、第三三极管Q3、第四三极管Q4、第五三极管Q5、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8及第十电容C10组成，主要作用为实现输出电压输出阻抗的调节，降低本DC-DC变换电路的输出阻抗，同时对输出电流进行放大输出，给IGBT导通时提供足够大的瞬时导通电流；其中第三三极管Q3的基极连接第一稳压二极管ZD1的阴极，发射极连接到第五三极管Q5的发射极，集电极经连接第五电阻R5的一端；第五电阻R5的另一端连接第四三极管Q4的发射极，同时接至参考电压VCCA；第四三极管Q4的基极连接第三三极管Q3的集电极，发射极接至参考电压VCCA，集电极连接第五三极管Q5的集电极，同时接至参考电压VCCD；第五三极管Q5的发射极连接第六电阻R6的一端，基极经由第七电阻R7与第六电阻R6的另一端连接，同时基极经由第八电阻R8与自身的集电极连接；第十电容C10为极性电容，正极接至第四三极管Q4的集电极，同时接至参考电压VCCD，负极连接第二稳压二极管ZD2的阴极，同时接至参考电压VCCE；参考电压VCCD经过限流电路后连接到IGBT驱动模块高压侧的其他控制单元。

所述的限流电路主要包括限流电阻R9，限流电阻R9的一端连接第四三极管Q4的集电极，同时接至参考电压VCCD，另一端连接到IGBT驱动模块高压侧的其他控制单元，由于IGBT驱动模块高压侧的其他控制单元所需的供电电源功率相对较小，因此通过限流电路进行输出电流限制。

本发明与现有技术相比，其显著优点：（1）电能传递效率高，采用高频脉冲调制技术与高频脉冲变压器结构使得电能高频脉冲化传递，可以有效的减小电能在变压器传递过程中的饱和限制，提高传递效率，同时由于电能损耗小，因此缓解了变压器线圈的发热问题，提高可靠性；（2）结构简单，易于安装在PCB印制板上，本发明采用分立式元件实现，但元器件数量少，占用PCB印制板表面积小，易于安装使用；（3）稳定可靠，本发明电路中使用了电流放大与阻抗调节电路来实现瞬时大电流的输出，同时加入反馈回路来提高电压输出的稳定性。

附图说明

图1为本发明实施电路低压侧各单元的典型波形示意图。

图2为本发明实施电路的原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细描述。

结合图1和图2，为了提高本发明DC-DC变换电路电能的传输效率，调节非稳态多谐振荡器的振荡频率为0.5MHz，电源电压VCC为15V，输出电压VCCD用于在IGBT模块导通时提供正向导通电压，参考电压VCCE接到IGBT模块的发射极，用于在IGBT模块关断时提供反向关断电压，输出电压VCCD相对于参考电压VCCE的值为15V，稳压管ZD1的稳压数值为10V，稳压管ZD2的稳压数值为8V，图1中的U1A为第一施密特反相触发器U1A输出端的波形图，V_C2为第二电容C2上电压的波形图，V_U1B为第二施密特反相触发器U1B输出端电压的波形图，V_C3为第三电容C3上电压的波形图，V_U1C为第三施密特反相触发器U1C输出端电压的波形图，V_T1为高频脉冲变压器T1原边绕组上电压的波形图。

在t₀-t₁时刻，施密特反相器U1A的输出端由低电平变为高电平，第一二极管D1导通，第二二极管D2截止，电流分别通过第一二极管D1给第二电容C2充电和通过第三电阻R3给第三电容C3充电，由于前者的回路阻抗较小，因此前者的充电速度要快于后者，在图中的表现为第二电容C2上的电压V_C2要优先达到第二施密特反相触发器U1B的正向跳变阈值U_iTH，在t₁时刻，第二施密特反相触发器U1B的输出端电平由高变低，第一场效应管Q1由导通变为关断，在这一过程中，第三电容C3上的电压V_C3上升较慢，未达到第三施密特反相触发器触发U1C的正向跳变阈值U_iTH，第三施密特反相触发器U1C输出端为高电平，第二场效应管Q2处于关断状态。

在t₁-t₂时刻，第二电容C2上的电压V_C2继续上升，最终达到电压值V_DD，第二施密特反相触发器U1B的输出端仍为低电平，第一场效应管Q1保持关断状态，第三电容C3上的电压V_C3继续上升，在t₂时刻，达到第三施密特反相触发器U1C的正向跳变阈值U_iTH，第三施密特反相触发器U1C输出端电平由高变低，第二场效应管Q2由关断变为导通，与此同时，高频脉冲变压器T1原边绕组上电平由低变高，LC谐振回路的谐振路线为VCC->Q2->T1->C5->GND，根据以上分析可知，在第一场效应管Q1关断的△t₁=t₂-t₁时间后，第二场效应管Q2才开始导通，中间留了足够的时间来使第一场效应管Q1充分关断，这就防止了因第一场效应管Q1和Q2的同时导通而因起电源VCC与零参考电压GND之间的短路。

在t₂-t₃时刻，第二电容C2上的电压V_C2保持电压值V_DD不变，第二施密特反相触发器U1B的输出端为低电平，第一场效应管Q1保持关断状态，第三电容C3上的电压V_C3保持电压值V_DD不变，第三施密特反相触发器U1C的输出端为低电平，第二场效应管Q2保持导通状态，在这一过程中，LC谐振回路由谐振状态变为稳定状态，谐振状态的持续时间与第五电容C5和高频脉冲变压器T1原边绕组的感抗有关，当结束完谐振状态后电路进入续流状态，续流路线为：GND->D7->T1->C5->GND，在t₃时刻，第一施密特反相器U1A的输出端由高电平变为低电平，第一二极管D1截止，第二二极管D2导通，第二电容C2上的电荷开始通过第二电阻R2放电，第三电容C3上的电荷开始通过第二二极管D2放电。

在t₃-t₄时刻，第二电容C2上的电荷继续通过第二电阻R2放电，第三电容C3上的电荷继续通过第二二极管D2放电，由于前者的回路阻抗要大于后者的回路阻抗，因此前者的放电速度要慢于后者，在图中表现为第三电容C3上的电压V_C3要优先达到第三施密特反相触发器U1C的反相跳变阈值U_iTL，在t₄时刻，第三施密特反相触发器U1C的输出端电平由低变高，第二场效应管Q2由导通变为关断，在这一过程中，第二电容C2上的电压V_C2下降较慢，未达到第二施密特反相触发器U1B的反相跳变阈值U_iTL，第二施密特反相触发器U1B输出端为低电平，第一场效应管Q1处于关断状态。

在t₄-t₅时刻，第三电容C3上的电压V_C3继续下降，最终达到零参考电压值，第三施密特反相触发器U1C的输出端仍为高电平，第二场效应管Q2保持关断状态，第二电容C2上的电压V_C2继续下降，在t₅时刻，达到第二施密特反相触发器U1B的反相跳变阈值U_iTL，第二施密特反相触发器U1B输出端电平由低变高，第一场效应管Q1由关断变为导通，与此同时，高频脉冲变压器T1原边绕组上电平由低变高，LC谐振回路的谐振路线为VCC->C4->T1->Q1->GND；根据以上分析可知，在第二场效应管Q2关断的△t₂=t₅-t₄时间后，第一场效应管Q1才开始导通，中间留了足够的时间来使第二场效应管Q2充分关断，这就防止了因第一场效应管Q1和Q2的同时导通而因起电源VCC与零参考电压GND之间的短路。

在t₅-t₆时刻，第二电容C2上的电压V_C2保持零参考电压不变，第二施密特反相触发器U1B的输出端为高电平，第一场效应管Q1保持导通状态，第三电容C3上的电压V_C3保持零参考电压不变，第三施密特反相触发器U1C的输出端为高电平，第二场效应管Q2保持关断状态，在这一过程中，LC谐振回路由谐振状态变为稳定状态，谐振状态的持续时间与第四电容C4和高频脉冲变压器T1原边绕组的感抗有关，当结束完谐振状态后电路进入续流状态，续流路线为：VCC->C4->T1->第八二极管D8->VCC，在t₆时刻，施密特反相器U1A的输出端由低电平变为高电平，第一二极管D1导通，第二二极管D2截止，电流又分别通过第一二极管D1给第二电容C2充电和通过第三电阻R3给第三电容C3充电，开始一个新的周期，根据以上分析可知，在一个周期内高频脉冲变压器T1原边绕组上出现两次由低电平到高电平的跳变，因此其频率为非稳态多谐振荡器的2倍，在本实例中f_T1=4MHz。

一个提供工作电压的电源VCC，本实例中VCC选取15V。

一个非稳态多谐振荡器，由第一施密特反相触发器U1A、第一电阻R1、第一电容C1组成，用于给控制脉冲整形电路提供输入信号，并给LC谐振电路提供起振脉冲源；其中第一施密特反相触发器U1A的输入端经第一电容C1接至零参考电压GND，同时输入端经第一电阻R1接至自身的输出端；多谐振荡器输出脉冲的周期可表示为：

$t_A=R1\×C1\×\ln [\left(\frac{V_{\mathrm{iTH}}}{V_{\mathrm{iTL}}}\right)\×\left(\frac{V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{iTL}}}{V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{iTH}}}\right)]$

其中，50kΩ≤R1≤1MΩ，100pF≤C1≤1uF。

一个控制脉冲整形电路，由第二电阻R2、第二电容C2、第二施密特反相触发器U1B、第三电阻R3、第三电容C3、第三施密特反相触发器U1C、第一二极管D1、第二二极管D2组成，其主要用于对非稳态多谐振荡器产生的脉冲进行整形处理，产生用于控制第一场效应管Q1和第二场效应管Q2导通和关断的脉冲信号；其中其输入端为第一二极管D1阳极与第二二极管D2阴极的连接点，该连接点接至第一施密特反相触发器U1A的输出端，同时该连接点连接至第二电阻R2和第三电阻R3的一端；第二电阻R2的另一端接至第一二极管D1的阴极和第二施密特反相触发器U1B的输入端，同时经第二电容C2接至零参考电压GND；第三电阻R3的另一端接至第二二极管D2的阳极和第三施密特反相触发器U1C的输入端，同时经第三电容C3接至零参考电压GND；第二施密特反相触发器U1B的输出端第一场效应管Q1的栅极；第三施密特反相触发器U1C的输出端第二场效应管Q2的栅极。

LC谐振电路，主要由第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、高频脉冲变压器的原边、第四电容C4和第五电容C5组成，用于在第一场效应管Q1和第二场效应管Q2得高速通断状态下，电路产生谐振现象，将供电电源VCC的能量以高频PWM波的形式经由高频脉冲变压器的原边传递到副边，实现电能的传递；其中第一场效应管Q1的栅极连接来自第二施密特反相触发器U1B的输出端，漏极接至零参考电压GND，源极接至高频脉冲变压器原边T1的一端；第二场效应管Q2的栅极连接来自第三施密特反相触发器U1C的输出端，源极接至工作电源VCC，漏极接至第一场效应管Q1的源极；高频脉冲变压器原边的一端连接第一场效应管Q1的源极，另一端分别经由第五电容C5接至零参考电压GND和第四电容C4接至电源电压VCC；还包括第七二极管D7和第八二极管D8，二极管为快恢复二极管，分别内置于第一场效应管Q1和Q2，主要作用是给LC谐振电路提供续流回路。

一个高频脉冲变压器，用于实现供电电源VCC能量的传递和原、副边之间的电气隔离。

高压侧整流滤波电路，主要包括四个第三整流二极管D3、第四整流二极管D4、第五整流二极管D5、第六整流二极管D6，第六电容C6，第七电容C7；用于实现对高频脉冲变压器T1副边中的高频PWM脉冲波进行整流和滤波处理，给后级电路提供电源；其中高频脉冲变压器T1副边的一端连接第三整流二极管D3的阳极和整流二极管第五整流二极管D5的阴极，另一端连接整流二极管第四整流二极管D4的阳极和整流二极管第六整流二极管D6的阴极；第三整流二极管D3和第四整流二极管D4的阴极同时经由第六电容C6和第七电容C7接至整流二极管第五整流二极管D5和第六整流二极管D6的阳极，其中第六电容C6为极性电容，正极接至参考电压VCCA，负极接至参考电压AGND，在本实例中参考电压VCCA相对于参考电压AGND的数值为20V。

二级稳压电路，主要由第四电阻R4、第一稳压二极管ZD1、第二稳压二极管ZD2，第八电容C8和第九电容C9组成，作用为实现两级稳压，给IGBT驱动模块提供两个电压基准单元；其中第四电阻R4的一端接至参考电压VCCA，另一端连接稳压二极管的阴极；第二稳压二极管ZD2的阴极连接第一稳压二极管ZD1的阳极，同时经由第八电容C8和C9接至自身的阳极，同时接至参考电压AGND，其中第九电容C9为极性电容，正极接至参考电压VCCE，负极接至参考电压AGND；其中，参考电压VCCE接至IGBT模块的发射极，用于在关断IGBT模块式提供负的栅极-发射极电压，稳压管ZD1阴极上的参考电压VCCF用于给第三三极管Q3提供合适的静态工作点，并给IGBT驱动模块高压侧的其他控制单元提供参考比较电压值。

输出电压阻抗调节与电流放大电路，主要由第五电阻R5、第三三极管Q3、第四三极管Q4、第五三极管Q5、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8及第十电容C10组成，主要作用为实现输出电压输出阻抗的调节，降低本DC-DC变换电路的输出阻抗，同时对输出电流进行放大输出，给IGBT导通时提供足够大的瞬时导通电流；其中第三三极管Q3的基极连接第一稳压二极管ZD1的阴极，发射极连接到第五三极管Q5的发射极，集电极经连接第五电阻R5的一端；第五电阻R5的另一端连接第四三极管Q4的发射极，同时接至参考电压VCCA；第四三极管Q4的基极连接第三三极管Q3的集电极，发射极接至参考电压VCCA，集电极连接第五三极管Q5的集电极，同时接至参考电压VCCD；第五三极管Q5的发射极连接第六电阻R6的一端，基极经由第七电阻R7与第六电阻R6的另一端连接，同时基极经由第八电阻R8与自身的集电极连接；第十电容C10为极性电容，正极接至第四三极管Q4的集电极，同时接至参考电压VCCD，负极连接第二稳压二极管ZD2的阴极，同时接至参考电压VCCE；参考电压VCCD经过限流电路后连接到IGBT驱动模块高压侧的其他控制单元。

下面结合图2描述输出电压阻抗调节与电流放大电路的具体工作过程及原理：

由于稳压管ZD1的稳压数值为10V，远大于NPN型第三三极管Q3的基极-发射极导通电压，因此Q3处于导通状态，第三三极管Q3导通后，其集电极与发射极之间的阻抗变得很小，参考电压VCCA减去加在三极管集电极-发射极之间的电压与第六电阻R6上的电压之和的数值要大于0.7V，所以PNP型第四三极管Q4也处于导通状态，联合第三三极管Q3和第四三极管Q4可以发现，可以将这两个三极管等效成一个达林顿复合结构，这种电路结构的电流放大能力相当于第三三极管Q3和第四三极管Q4电流放大能力之积，因此具有很强的电流放大能力，且输出阻抗较小，这就保证了在IGBT驱动模块导通时可以提供足够大的瞬时电流输出能力，另外，NPN型第五三极管Q5、第六电阻R6、第七电阻R7和第八电阻R8组成一个自调节反馈控制系统，通过合理设置第六电阻R6、第七电阻R7和第八电阻R8的数值可以使输出电源电压VCCD非常稳定，相当于一个线性稳压结构，其工作原理为：当输出的电源电压VCCD数值变大时，第七电阻R7上的电压值增大，第五三极管Q5的基极电流增大，导致其发射极电流增大，同时流经第六电阻R6的电流增大，第六电阻R6上的压降增大，由于加在第五电阻R5、第三三极管Q3的集电极-发射极、第六电阻R6上的电压数值是一定的，因此第六电阻R6上的压降增大会导致第五电阻R5上的压降减小，从而引起第三三极管Q3的集电极电流减小，第三三极管Q3集电极电流的减小会导致其输出的发射极电流减小，假设负载阻抗不会变化，由于由第五三极管Q5、第六电阻R6、第七电阻R7和第八电阻R8组成得反馈控制系统阻抗不会变化，输出电源电压VCCD的数值会下降，从而起到抑制电源电压VCCD增大的作用。当输出的电源电压VCCD数值减小时，第七电阻R7上的电压值减小，第五三极管Q5的基极电流减小，导致其发射极电流减小，同时流经第六电阻R6的电流较小，第六电阻R6上的压降减小，由于加在第五电阻R5、第三三极管Q3的集电极-发射极、第六电阻R6上的电压数值是一定的，因此第六电阻R6上的压降减小会导致第五电阻R5上的压降增大，从而引起第三三极管Q3的集电极电流增大，第三三极管Q3集电极电流的增大会导致其输出的发射极电流增大，假设负载阻抗不会变化，由于由第五三极管Q5、第六电阻R6、第七电阻R7和第八电阻R8组成得反馈控制系统阻抗不会变化，输出电源电压VCCD的数值会增大，从而起到抑制电源电压VCCD减小的作用。由以上分析可知，本发明电路具有输出电压阻抗调节和电流放大的能力。在本实施电路中，调节好参数后，参考电压VCCA相对于参考电压VCCE的数值为20V，第四三极管Q4正常导通时发射极-集电极电压降得数值为5V，因此输出电源电压VCCD相对于参考电压VCCE的数值为15V。

由于IGBT驱动模块高压侧的其他控制单元所需的供电电源功率相对较小，因此通过限流电路进行输出电流限制，限流电路主要包括限流电阻R9，限流电阻R9的一端连接第四三极管Q4的集电极，同时接至参考电压VCCD，另一端连接到IGBT驱动模块高压侧的其他控制单元，根据IGBT驱动模块其他控制单元功率需求的情况选取限流电阻R9的阻值，在本示例中选取R9的数值为10欧姆。

Claims (3)

1.一种适用于IGBT驱动模块高压侧供电的DC-DC变换电路，包括：

一个提供工作电压的电源VCC；

一个非稳态多谐振荡器，由第一施密特反相触发器U1A、第一电阻R1、第一电容C1组成，用于给控制脉冲整形电路提供输入信号，并给LC谐振电路提供起振脉冲源；其中第一施密特反相触发器U1A的输入端经第一电容C1接至零参考电压GND，同时输入端经第一电阻R1接至自身的输出端；

一个控制脉冲整形电路，由第二电阻R2、第二电容C2、第二施密特反相触发器U1B、第三电阻R3、第三电容C3、第三施密特反相触发器U1C、第一二极管D1、第二二极管D2组成，其主要用于对非稳态多谐振荡器产生的脉冲进行整形处理，产生用于控制第一场效应管Q1和第二场效应管Q2导通和关断的脉冲信号；其中其输入端为第一二极管D1阳极与第二二极管D2阴极的连接点，该连接点接至第一施密特反相触发器U1A的输出端，同时该连接点分别连接至第二电阻R2和第三电阻R3的一端；第二电阻R2的另一端接至第一二极管D1的阴极和第二施密特反相触发器U1B的输入端，同时经第二电容C2接至零参考电压GND；第三电阻R3的另一端接至第二二极管D2的阳极和第三施密特反相触发器U1C的输入端，同时经第三电容C3接至零参考电压GND；

LC谐振电路，主要由第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、高频脉冲变压器的原边、第四电容C4和第五电容C5组成，用于在第一场效应管Q1和第二场效应管Q2得高速通断状态下，电路产生谐振现象，将供电电源VCC的能量以高频PWM波的形式经由高频脉冲变压器的原边传递到副边，实现电能的传递；其中第一场效应管Q1的栅极连接来自第二施密特反相触发器U1B的输出端，漏极接至零参考电压GND，源极接至高频脉冲变压器原边T1的一端；第二场效应管Q2的栅极连接来自第三施密特反相触发器U1C的输出端，源极接至工作电源VCC，漏极接至第一场效应管Q1的源极；高频脉冲变压器原边的一端连接第一场效应管Q1的源极，另一端分别经由第五电容C5接至零参考电压GND以及第四电容C4接至电源电压VCC；其特征在于：还包括第七二极管D7和第八二极管D8，二极管均为快恢复二极管，第七二极管D7内置于第一场效应管Q1，第八二极管D8内置于第二场效应管Q2，主要作用是给LC谐振电路提供续流回路；一个高频脉冲变压器，用于实现供电电源VCC能量的传递和原、副边之间的电气隔离；

高压侧整流滤波电路，主要包括第三整流二极管D3、第四整流二极管D4、第五整流二极管D5、第六整流二极管D6，第六电容C6，第七电容C7；用于实现对高频脉冲变压器T1副边中的高频PWM脉冲波进行整流和滤波处理，给后级电路提供电源；其中高频脉冲变压器T1副边的一端连接第三整流二极管D3的阳极和第五整流二极管D5的阴极，另一端连接第四整流二极管D4的阳极和第六整流二极管D6的阴极；第三整流二极管D3的阴极和第四整流二极管D4的阴极同时经由第六电容C6和第七电容C7接至第五整流二极管D5的阳极和第六整流二极管D6的阳极，其中第六电容C6为极性电容，正极接至参考电压VCCA，负极接至参考电压AGND；

二级稳压电路，主要由第四电阻R4、第一稳压二极管ZD1、第二稳压二极管ZD2，第八电容C8和第九电容C9组成，作用为实现两级稳压，给IGBT驱动模块提供两个电压基准单元；其中第四电阻R4的一端接至参考电压VCCA，另一端连接第一稳压二极管ZD1的阴极；第二稳压二极管ZD2的阴极连接第一稳压二极管ZD1的阳极，同时经由第八电容C8和第九电容C9接至自身的阳极，同时接至参考电压AGND，其中第九电容C9为极性电容，正极接至参考电压VCCE，负极接至参考电压AGND；参考电压VCCE与第六电容C6正极、第七电容C7的一端相连，参考电压AGND与第六电容C6的负极、第七电容C7的另一端相连；

输出电压阻抗调节与电流放大电路，主要由第五电阻R5、第三三极管Q3、第四三极管Q4、第五三极管Q5、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8及第十电容C10组成，主要作用为实现输出电压输出阻抗的调节，降低本DC-DC变换电路的输出阻抗，同时对输出电流进行放大输出，给IGBT导通时提供足够大的瞬时导通电流；其中第三三极管Q3的基极连接第一稳压二极管ZD1的阴极，发射极连接到第五三极管Q5的发射极，集电极经连接第五电阻R5的一端；第五电阻R5的另一端连接第四三极管Q4的发射极，同时接至参考电压VCCA；第四三极管Q4的基极连接第三三极管Q3的集电极，发射极接至参考电压VCCA，集电极连接第五三极管Q5的集电极，同时接至参考电压VCCD；第五三极管Q5的发射极连接第六电阻R6的一端，基极经由第七电阻R7与第六电阻R6的另一端连接，同时基极经由第八电阻R8与自身的集电极连接；第十电容C10为极性电容，正极接至第四三极管Q4的集电极，同时接至参考电压VCCD，负极连接第二稳压二极管ZD2的阴极，同时接至参考电压VCCE；参考电压VCCD经过限流电路后连接到IGBT驱动模块高压侧的其他控制单元。

2.根据权利要求1所述的适用于IGBT驱动模块高压侧供电的DC-DC变换电路，其特征在于：所述的限流电路主要包括限流电阻R9，限流电阻R9的一端连接第四三极管Q4的集电极，同时接至参考电压VCCD，另一端连接到IGBT驱动模块高压侧的其他控制单元，由于IGBT驱动模块高压侧的其他控制单元所需的供电电源功率相对较小，因此通过限流电路进行输出电流限制。

3.根据权利要求1所述的适用于IGBT驱动模块高压侧供电的DC-DC变换电路，其特征在于：电路的电流走向如下：工作电源的电流在第一场效应管Q1和第二场效应管Q2的交替导通和关断下被调制成高频脉冲，高频脉冲被高频脉冲变压器耦合到副边，在经过高压侧整流滤波电路的处理下成为直流电流，高电位对应参考电压VCCA，低电位对应参考电压AGND，此直流电流经过二级稳压电路后，产生两个参考电位，分别为参考电压VCCF和参考电压VCCE，其中参考电压VCCF是为了给后面输出电压阻抗调节和电流放大电路提供合适静态工作点，参考电压VCCE则是给IGBT模块提供关断时所需的负的栅极-发射极电压，参考电压在经过输出电压阻抗调节和电流放大电路后输出输出阻抗小、瞬时电流大、带反馈稳压的参考电压VCCD，同时经过限流电阻R9后产生的参考电压VCCP给IGBT驱动模块高压侧的其他控制单元。

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