CN103760545A - 合成孔径雷达中子带串扰对成像性能影响的分析方法 - Google Patents

Abstract

本发明是一种合成孔径雷达中子带串扰对成像性能影响的分析方法，该方法包括步骤如下：步骤S1：构建带有串扰的子带信号合成后的距离向脉冲响应模型，获得子带串扰对成像性能影响的信息；步骤S2：对带有串扰的子带信号进行子带合成仿真分析处理，获得距离向脉冲响应模型的仿真结果，用以验证距离向脉冲响应模型的正确性，并构建子带交叠度与假目标幅度的关系曲线；步骤S3：利用多子带单发单收实测数据模拟多子带多发多收实测数据，并对模拟的多子带多发多收实测数据成像，用以验证子带串扰对模拟的多子带多发多收实测数据成像性能影响的信息。

Description

合成孔径雷达中子带串扰对成像性能影响的分析方法

技术领域

本发明属于多发多收多子带合成孔径雷达技术领域，涉及多发多收合成孔径雷达的信号串扰问题，尤其涉及一种采用步进频线性调频信号的多发多收合成孔径雷达中的子带信号串扰的分析方法。

背景技术

近年来实现二维高分辨率宽测绘带成为星载合成孔径雷达追求的首要目标。方位向分辨率与测绘带宽的矛盾可以由方位向单发多收(SIMO)技术(多通道技术)解决。而距离向高分辨率的实现需要发射大带宽信号，大带宽信号的发射和接收对硬件的要求很高。当硬件水平不能达到要求时，可发射多个步进频的线性调频信号，接收和解调后在地面合成宽带信号。为了不抵消掉方位向多通道技术实现的等效脉冲重复频率的提高，采用多发多收(MIMO)的天线结构，其中每个孔径同时发射不同载频的子带信号。由于各个子带同时发射和接收，如果子带频谱不能完全分离开，将会引起子带间的串扰，可见子带串扰是由子带信号频谱的交叠造成的。由于截断线性调频信号频谱的吉布斯效应，信号带宽外仍存在较小的频谱分量，故即使发射信号带宽等于载频间隔(理论上无交叠)，仍存在子带串扰。

子带串扰问题是多发多收多子带合成孔径雷达面临的主要问题。串扰对成像性能的影响分析至关重要，它能为发射信号频谱交叠度的选择提供依据，也能为后期的目标检测提供先验知识。

发明内容

(一)要解决的技术问题

有鉴于此，本发明的主要目的在于从数学推导、仿真实验和实测数据实验三方面得出子带串扰对多发多收多子带合成孔径雷达成像性能的影响特征，为此提供一种合成孔径雷达中子带串扰对成像性能影响的分析方法。

(二)技术方案

为达到上述目的，本发明的多发多收多子带合成孔径雷达中子带串扰对成像性能影响的分析方法包括步骤如下：

步骤S1：构建带有串扰的子带信号合成后的距离向脉冲响应模型，获得子带串扰对成像性能影响的信息；

步骤S2：对带有串扰的子带信号进行子带合成仿真分析处理，获得距离向脉冲响应模型的仿真结果，用以验证距离向脉冲响应模型的正确性，并构建子带交叠度与假目标幅度的关系曲线；

步骤S3：利用多子带单发单收实测数据模拟多子带多发多收实测数据，并对模拟的多子带多发多收实测数据成像，用以验证子带串扰对模拟的多子带多发多收实测数据成像性能影响的信息。

(三)有益效果

本发明公开了多发多收多子带合成孔径雷达中子带串扰对成像性能的影响分析结果，构建了带有串扰的子带回波子带合成后的脉冲响应模型；对该模型进行仿真实验，得到交叠度与子带串扰造成的假目标幅度的关系曲线；利用多子带单发单收实测数据模拟多子带多发多收模式，并对其成像，验证了子带串扰对实测数据成像性能的影响。

本发明构建了带有子带串扰的距离向脉冲响应函数，得知子带交叠度越大，串扰的影响越大，脉冲响应函数中的假目标幅度越大，同时计算出了假目标的具体位置；仿真实验考虑了信号频谱的吉布斯效应，给出不同带宽下交叠度与假目标幅度的关系曲线；实测数据实验给出了31.5MHz子带带宽下，子带交叠5％和子带无交叠(仍存在吉布斯效应造成的子带串扰)时的成像结果，进一步验证了子带串扰对实测数据成像性能的影响。本发明为多子带并发模式的子带交叠度选择提供了依据，同时发明中假目标位置的确定也为后期目标检测提供了先验知识。

附图说明

图1a为本发明完整构思的流程图；

图1b为本发明中多发多收多子带模式下的两发四收几何模型和收发时序图；

图2为本发明中有子带交叠时的回波分离示意图；

图3为本发明中无子带交叠时的回波分离示意图；

图4a为本发明中不同交叠度下，子带合成后的脉冲压缩结果原图；

图4b为本发明中不同交叠度下，子带合成后的脉冲压缩结果中真实目标的放大图；

图5为本发明中不同合成带宽下，子带交叠度与假目标幅度的关系曲线；

图6为本发明中各个处理步骤后的等效相位中心分布示意图；

图7为本发明中多发多收多子带合成孔径雷达的成像处理框图；

图8为本发明中子带交叠5％时的实测数据成像结果；

图9为本发明中子带交叠0％(即只考虑吉布斯效应引起的串扰)时的实测数据成像结果。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。

图1a为本发明对多发多收多子带合成孔径雷达中子带串扰的分析方法的流程图；该方法包括步骤如下：

步骤S1：构建带有串扰的子带信号合成后的距离向脉冲响应模型，获得子带串扰对成像性能影响的信息；

步骤S2：对带有串扰的子带信号进行子带合成仿真分析处理，获得距离向脉冲响应模型的仿真结果，用以验证距离向脉冲响应模型的正确性，并构建子带交叠度与假目标幅度的关系曲线；

步骤S3：利用多子带单发单收实测数据模拟多子带多发多收实测数据，并对模拟的多子带多发多收实测数据成像，用以验证子带串扰对模拟的多子带多发多收实测数据成像性能影响的信息。

步骤S1中，构建距离向脉冲响应模型的步骤如下：

步骤S11：根据串扰的频谱分量，得出带有串扰的子带信号频谱；

步骤S12：对带有串扰的子带信号频谱在距离向匹配滤波，获得距离压缩后的子带信号频谱；

步骤S13：对子带信号频谱在距离频域补零，获得距离向升采样的子带信号频谱；

步骤S14：对子带信号频谱做逆傅里叶变换，获得时域子带信号，对时域子带信号乘以对应的频移函数，获得频移后的时域子带信号；

步骤S15：将频移后的时域子带信号相干叠加，获得带有串扰的子带信号合成后的距离向脉冲响应模型。

图1b为本发明中多发多收多子带模式下的两发四收几何模型和收发时序图。图1b中打为轨道高度，v_s为平台运动速度。发射时，子孔径1发射子带1，子孔径2发射子带2；接收时，每个子孔径同时接收两个子带回波。则每次发射接收可形成四个等效相位中心，子带1对应的等效相位中心位置如图1b中①所示，子带2对应的等效相位中心位置如图1b中②所示。

有子带交叠时的回波分离示意图如图2所示，以得到子带1的基带回波信号为例，将接收到的回波信号用子带1的载频f₁解调，则子带1的中心频率变为O，子带2的中心频率变为f₂-f₁，其中f₂为子带2的载频；再经过一个模拟低通滤波器(其带宽大于信号带宽)，如图中梯形所示；再经过AD采样并压缩后传到地面；对读取的基带回波信号在数字域截频，数字截频滤波器如图中矩形框所示。截频滤波器的使用既可以将串扰的影响控制到最小，又可以使无串扰的合成频谱幅度连续。由于三子带或更多子带问的串扰分析与两子带情况类似，本发明只给出两子带问的串扰分析方法。

考虑两子带的情况，理论上，带有串扰后的子带1基带信号频谱为：

$S_1^{\′\′}\left(f\right)=S_1\left(f\right)+{\mathrm{\ΔS}}_2\left(f\right)$

$=\exp \{-{j2\mathrm{\π\τ}}_a(f_1+f)\}\·\exp \{-\mathrm{j\π}\frac{f^2}{k_r}\}\·\mathrm{rect}\left(\frac{f+\mathrm{\ΔB}/4}{\mathrm{\Δf}+\mathrm{\ΔB}/2}\right)---\left(1\right)$

$+\exp \{-{j2\mathrm{\π\τ}}_a(f_2+f-\mathrm{\Δf})\}\·\exp \{-\mathrm{j\π}\frac{{(f-\mathrm{\Δf})}^2}{k_r}\}\·\mathrm{rect}\left(\frac{f-\frac{\mathrm{\Δf}}{2}+\frac{\mathrm{\ΔB}}{4}}{\mathrm{\ΔB}/2}\right)$

公式(1)中f为距离向频率，f₁为子带1的载频，f₂为子带2的载频，j为虚数单位，π为圆周率，τ_a为当前方位位置对应的延时，τ为距离向时间变量，Δf为频率步进，ΔB=B_s-Δf为子带交叠部分的信号带宽，B_s为单子带带宽，k_r为发射脉冲的调频率。第一项S₁(f)为无串扰时合成的理想时域波形，第二项ΔS₂(f)为子带2对子带1的串扰，串扰部分的带宽为ΔB/2。

同样的，带有串扰的子带2的基带信号频谱为：

$=\exp \{-{j2\mathrm{\π\τ}}_a(f_2+f)\}\·\exp \{-\mathrm{j\π}\frac{f^2}{k_r}\}\·\mathrm{rect}\left(\frac{f-\mathrm{\ΔB}/4}{\mathrm{\Δf}+\mathrm{\ΔB}/2}\right)---\left(2\right)$

$+\exp \{-{j2\mathrm{\π\τ}}_a(f_1+f-\mathrm{\Δf})\}\·\exp \{-\mathrm{j\π}\frac{{(f-\mathrm{\Δf})}^2}{k_r}\}\·\mathrm{rect}\left(\frac{f-\frac{\mathrm{\Δf}}{2}+\frac{\mathrm{\ΔB}}{4}}{\mathrm{\ΔB}/2}\right).$

公式(2)中ΔS₁(f)为子带1对子带2的串扰。

匹配滤波、升采样和频移后，这两个子带信号的频谱为：

$S_1^{\″}(f+\frac{\mathrm{\Δf}}{2})=\exp \{-{j2\mathrm{\π\τ}}_a(f_c+f)\}$

$\×[\mathrm{rect}\left(\frac{f+\mathrm{\ΔB}/4+\mathrm{\Δf}/2}{\mathrm{\Δf}+\mathrm{\ΔB}/2}\right)+\exp \{j2\mathrm{\πf}\frac{\mathrm{\Δf}}{k_r}\}\·\mathrm{rect}\left(\frac{f+\frac{\mathrm{\ΔB}}{4}}{\mathrm{\ΔB}/2}\right)]---\left(3\right)$

和

$S_2^{\″}(f-\frac{\mathrm{\Δf}}{2})=\exp \{-{j2\mathrm{\π\τ}}_a(f_c+f)\}$

$\×[\mathrm{rect}\left(\frac{f-\mathrm{\ΔB}/4-\mathrm{\Δf}/2}{\mathrm{\Δf}+\mathrm{\ΔB}/2}\right)+\exp \{j2\mathrm{\πf}\frac{\mathrm{\Δf}}{k_r}\}\·\mathrm{rect}\left(\frac{f-\frac{\mathrm{\ΔB}}{4}}{\mathrm{\ΔB}/2}\right)].---\left(4\right)$

其中，f_c为合成信号的载频。

公式(3)和(4)相加得到叠加后的频谱为：

$\×[\mathrm{rect}\left(\frac{f}{\mathrm{\Δf}+B_s}\right)+\exp \{j2\mathrm{\πf}\frac{\mathrm{\Δf}}{k_r}\}\·\mathrm{rect}\left(\frac{f+\frac{\mathrm{\ΔB}}{4}}{\mathrm{\ΔB}/2}\right)+\exp \{-j2\mathrm{\πf}\frac{\mathrm{\Δf}}{k_r}\}\·\mathrm{rect}\left(\frac{f-\frac{\mathrm{\ΔB}}{4}}{\mathrm{\ΔB}/2}\right)].---\left(5\right)$

傅里叶逆变换后得到合成后的时域波形，步骤S1中所述距离向脉冲响应模型

表示如下：

$\begin{array}{c}{S}_w^{\′\′}\left(\mathrm{\τ}\right)=B_w\·\exp \{-{j2\mathrm{\π\τ}}_a{f}_c\}\·\sin c\left\{B_w(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_a)\right\}\\ +\frac{\mathrm{\ΔB}}{2}\exp \{-{j2\mathrm{\π\τ}}_a{f}_c\}\end{array}---\left(6\right)$

$\×\left[\begin{array}{c}\exp \{\mathrm{j\π}(\frac{\mathrm{\ΔB}}{2}{\mathrm{\τ}}_a-\frac{\mathrm{\ΔB}}{2}\frac{\mathrm{\Δf}}{k_r})-j\frac{\mathrm{\ΔB}}{4}\mathrm{\τ}\}\sin c\left\{\frac{\mathrm{\ΔB}}{2}(\mathrm{\τ}-({\mathrm{\τ}}_a-\frac{\mathrm{\Δf}}{k_r}))\right\}\\ +\exp \{\mathrm{j\π}(\frac{\mathrm{\ΔB}}{2}\frac{\mathrm{\Δf}}{k_r}-\frac{\mathrm{\ΔB}}{2}{\mathrm{\τ}}_a)+j\frac{\mathrm{\ΔB}}{4}\mathrm{\τ}\}\sin c\left\{\frac{\mathrm{\ΔB}}{2}(\mathrm{\τ}-({\mathrm{\τ}}_a+\frac{\mathrm{\Δf}}{k_r}))\right\}\end{array}\right]$

其中在距离向脉冲响应模型

的加号前为第一项、加号后为第二项，B_w为合成后信号的总带宽；第一项为无串扰时合成的理想时域波形，则合成后的距离分辨率提高为c/(2B_w)，c为光速；第二项为串扰造成的附加项，则串扰造成了假目标，假目标的相对幅度与交叠度正比，假目标的位置在离真实目标±c·Δf/(2k_r)处。

即使同时发射的各个子带频谱没有交叠，由于信号频谱的吉布斯效应，同时接收的子带信号频谱也存在串扰，如图3所示为本发明中无子带交叠时的回波分离示意图。但这时串扰的频谱幅度小(-6dB以下)，串扰的影响小。理论推导无法考虑信号频谱的吉布斯效应(数学表达式复杂)，将在仿真实验和实测数据实验中进一步精确地验证子带串扰对成像性能的影响。

步骤S2中所述子带合成仿真分析处理的步骤包括：

步骤S21：根据信号频谱的吉布斯效应，构建带有串扰的两子带基带脉冲信号；

步骤S22：对两子带基带脉冲信号进行子带合成，检测子带合成信号中的假目标，获得假目标的幅度；

步骤S23：改变两子带基带脉冲信号的子带带宽和频谱交叠度，获得不同带宽下假目标幅度；

步骤S24：绘出假目标幅度与频谱交叠度的关系曲线，得到的关系曲线示出：子带带宽越大，吉布斯效应引起的假目标幅度越小；子带频谱的交叠度越大，假目标幅度越大，由此得到的假目标幅度与脉冲响应模型中的假目标幅度越接近。

对于合成带宽为60MHz的情况，图4a为本发明中不同交叠度下，子带合成后的距离向脉冲压缩结果原图，图4b为本发明中不同交叠度下，子带合成后的距离向脉冲压缩结果中真实目标的放大图；交叠度为10％时，单子带带宽33MHz，频率步进30MHz，k_r=1.5×10¹²。假目标的幅度为20·1g(ΔB/B_w)=20·1g(1.5/60)=-32dB。交叠度为0％时，单子带带宽30MHz，频率步进30MHz，吉布斯效应造成的假目标幅度为-45dB。假目标的位置在离真实目标±cΔf/2k_r=±3km处。

对于不同的合成带宽，6dB以下的频谱分量占总的信号频谱能量的比例不同，吉布斯效应导致的子带串扰的影响不同。下面给出几种合成信号带宽下，交叠度(重叠率)与假目标幅度的关系，如图5所示。由图5可见，合成带宽为120M时，吉布斯效应造成的假目标幅度为-47dB，合成带宽为240MHz时，吉布斯效应造成的假目标为-49.5dB，合成带宽为480MHz时，吉布斯效应造成的假目标幅度为-53dB。故合成信号带宽越大，吉布斯效应造成的串扰对成像性能的影响越小。另外，对于相同的合成带宽，交叠度越大，子带串扰造成的假目标幅度越大。例如对于两子带合成480MHz带宽，如果要求假目标幅度不超过-50dB，那么子带频谱交叠度不能超过0.8％即20MHz。

步骤S3中所述利用多子带单发单收实测数据模拟多子带多发多收实测数据的步骤如下：

步骤S31：对一个子带数据进行不同的方位延时，对方位延时后的子带数据降采样，获得这个子带的一发多收数据；

步骤S32：对其它的子带数据进行不同的方位延时，对方位延时后的子带数据降采样，获得其它子带的一发多收数据；

步骤S33：结合所有子带的一发多收数据，并加入串扰频谱分量，获得模拟的多子带多发多收实测数据；

步骤S34：对模拟的多子带多发多收实测数据进行成像，获得带有串扰的实测数据图像。

步骤S3中对模拟的多子带多发多收实测数据成像的步骤包括：

步骤S3a：对单个子带的一发多收数据进行多通道重建，获得单子带的方位向均匀分布数据；

步骤S3b：对齐各子带方位向均匀分布数据的等效相位中心；

步骤S3c：对等效相位中心对齐后的子带数据进行子带合成，得到子带合成后的数据；

步骤S3d：对子带合成数据进行常规成像，获得子带串扰对模拟的多子带多发多收实测数据成像性能的影响。

由于目前国内无多发多收多子带的实测合成孔径雷达数据，为了验证子带串扰对实测数据成像性能的影响，用顺发的两子带实测数据模拟两发两收的多发多收多子带实测数据，模拟方法为：

对接收到的各子带信号在进行相应的方位延时后，进行两倍降采样。子孔径n接收的子带m对应的方位延时函数H_m，n(f_η)表示如下：

H_m，n(f_η)=exp{-j2πf_η·t_m，n}  (7)其中f_η为方位多普勒频率，n表示子孔径个数的序号，m表示子带个数的序号，t_m，n表示子带m子孔径n对应的方位延时。对于两子孔径两子带的情况，t_m，n表示如下：

$\left\{\begin{array}{c}{t}_{\mathrm{1,1}}=0\\ t_{\mathrm{1,2}}=\frac{L_{\mathrm{sub}}}{{2v}_s}=\frac{3}{4}\·\frac{1}{2\mathrm{PRF}}\\ t_{\mathrm{2,1}}=t_{\mathrm{1,2}}-\frac{1}{4\mathrm{PRF}}\\ t_{\mathrm{2,2}}=t_{\mathrm{1,2}}+t_{\mathrm{2,1}}\end{array}\right.---\left(8\right)$

其中L_sub和PRF分别为模拟的多发多收多子带合成孔径雷达的天线子孔径长度和雷达脉冲重复频率，再根据式(1)和式(2)人为地加入串扰频谱分量，就模拟出了多发多收多子带回波。模拟处理前和处理后的等效相位中心分布如图6第一行和第二行所示，其中①表示子带1的等效相位中心，②表示子带2的等效相位中心。

接下来以两发四收两子带为例简要介绍多发多收多子带合成孔径雷达的成像流程，如图7所示：

步骤S3a对单个子带的一发两收数据进行多通道重建，获得单子带的方位向均匀分布数据。多通道重建后的等效相位中心分布如图6第三行所示；

步骤S3b对齐各子带方位向均匀分布数据的等效相位中心，使得用于合成的子带相位中心重合。这一步通过对子带2乘函数H_c(f_η)实现，H_c(f_η)的表达式为：

H_c(f_η)=exp{-j2πf_ηΔ_η}  (9)其中

对齐后的等效相位中心分布如图6第四行所示；

步骤S3c对等效相位中心对齐后的子带数据进行子带合成，得到子带合成后的数据。每个方位时刻的子带合成方法与S1中距离向脉冲响应模型的构建方法一样。子带合成后的等效相位中心分布如图6第五行所示。

步骤S4d对子带合成数据进行常规成像，获得高分辨率合成孔径雷达图像。从获得的雷达图像中可以观测到子带串扰对成像质量的影响。

现有两子带的顺发实测数据，该顺发实测数据的子带带宽为31.5MHz，频率步进为30MHz，子带交叠度为5％。按照上述的处理方法得到模拟的多发多收多子带回波数据，再根据图7的成像流程成像，得到的图像如图8所示子带交叠5％的实测数据成像结果。为了模拟吉布斯效应造成的串扰对成像性能的影响，首先对单子带信号频谱利用一个吉布斯形状的滤波器滤波，得到30MHz带宽的子带信号频谱。再按照上述处理方法得到模拟的多发多收多子带回波数据，再根据图7的成像流程成像，得到的图像如图9所示子带交叠0％(即只考虑吉布斯效应引起的串扰)时的实测数据成像结果。从图8和图9可以看出，在交叠度为5％时，假目标在图像中非常明显；在交叠度为0％时，吉布斯效应引起的假目标在图像中不是很明显，但在暗背景中，仍可以区分。对于更大的合成带宽，吉布斯效应引起的假目标在图像中会更不明显。可见，多发多收多子带模式下，子带频谱无交叠时的假目标幅度最小，但仍然不能完全忽略。

以上所述，仅为本发明中的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉该技术的人在本发明所揭露的技术范围内，可理解想到的变换或替换，都应涵盖在本发明的包含范围之内。

Claims (6)

1.合成孔径雷达中子带串扰对成像性能影响的分析方法，其特征在于，该方法包括步骤如下：

步骤S1：构建带有串扰的子带信号合成后的距离向脉冲响应模型，获得子带串扰对成像性能影响的信息；

步骤S2：对带有串扰的子带信号进行子带合成仿真分析处理，获得距离向脉冲响应模型的仿真结果，用以验证距离向脉冲响应模型的正确性，并构建子带交叠度与假目标幅度的关系曲线；

步骤S3：利用多子带单发单收实测数据模拟多子带多发多收实测数据，并对模拟的多子带多发多收实测数据成像，用以验证子带串扰对模拟的多子带多发多收实测数据成像性能影响的信息。

2.根据权利要求1所述合成孔径雷达中子带串扰对成像性能影响的分析方法，其特征在于，构建距离向脉冲响应模型的步骤如下：

步骤S11：根据串扰的频谱分量，得出带有串扰的子带信号频谱；

步骤S12：对带有串扰的子带信号频谱在距离向匹配滤波，获得距离压缩后的子带信号频谱；

步骤S13：对子带信号频谱在距离频域补零，获得距离向升采样的子带信号频谱；

步骤S14：对子带信号频谱做逆傅里叶变换，获得时域子带信号，对时域子带信号乘以对应的频移函数，获得频移后的时域子带信号；

步骤S15：将频移后的时域子带信号相干叠加，获得带有串扰的子带信号合成后的距离向脉冲响应模型。

3.根据权利要求1所述合成孔径雷达中子带串扰对成像性能影响的分析方法，其特征在于，所述距离向脉冲响应模型

表示如下：

$S_w^{\′}\left(\mathrm{\τ}\right)=B_w\·\exp \{-{j2\mathrm{\π\τ}}_a{f}_c\}\·\sin c\left\{B_w(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_a)\right\}$

$+\frac{\mathrm{\ΔB}}{2}\exp \{-{j2\mathrm{\π\τ}}_a{f}_c\}\·\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}\exp \{\mathrm{j\π}(\frac{\mathrm{\ΔB}}{2}{\mathrm{\τ}}_a-\frac{\mathrm{\ΔB}}{2}\frac{\mathrm{\Δf}}{k_r})-j\frac{\mathrm{\ΔB}}{4}\mathrm{\τ}\}\·\sin c\left\{\frac{\mathrm{\ΔB}}{2}(\mathrm{\τ}-({\mathrm{\τ}}_a-\frac{\mathrm{\Δf}}{k_r}))\right\}\\ +\exp \{\mathrm{j\π}(\frac{\mathrm{\ΔB}}{2}\frac{\mathrm{\Δf}}{k_r}-\frac{\mathrm{\ΔB}}{2}{\mathrm{\τ}}_a)+j\frac{\mathrm{\ΔB}}{4}\mathrm{\τ}\}\·\sin c\left\{\frac{\mathrm{\ΔB}}{2}(\mathrm{\τ}-({\mathrm{\τ}}_a+\frac{\mathrm{\Δf}}{k_r}))\right\}\end{array}\right]\end{array}$ 其中在距离向脉冲响应模型

的加号前为第一项、加号后为第二项，B_w为合成后信号的总带宽，j为虚数单位，τ_a为当前方位位置对应的距离延时，f_c为合成信号的载频，τ为距离向时间变量，ΔB为子带交叠部分的信号带宽，Δf为频率步进，k_r为发射脉冲的调频率；第一项为无串扰时合成的理想时域波形，则合成后的距离分辨率提高为c/(2B_w)，c为光速；第二项为串扰造成的附加项，则串扰造成了假目标，假目标的相对幅度与交叠度正比，假目标的位置在离真实目标±c·Δf/(2k_r)处。

4.根据权利要求1所述合成孔径雷达中子带串扰对成像性能影响的分析方法，其特征在于，所述子带合成仿真分析处理的步骤包括：

步骤S21：根据信号频谱的吉布斯效应，构建带有串扰的两子带基带脉冲信号；

步骤S22：对两子带基带脉冲信号进行子带合成，检测子带合成信号中的假目标，获得假目标的幅度；

步骤S23：改变两子带基带脉冲信号的子带带宽和频谱交叠度，获得不同带宽、不同交叠度下的假目标幅度；

步骤S24：绘出假目标幅度与频谱交叠度的关系曲线，得到的关系曲线示出：子带带宽越大，吉布斯效应引起的假目标幅度越小；子带频谱的交叠度越大，假目标幅度越大，由此得到的假目标幅度与脉冲响应模型中的假目标幅度越接近。

5.根据权利要求1所述合成孔径雷达中子带串扰对成像性能影响的分析方法，其特征在于，所述利用多子带单发单收实测数据模拟多子带多发多收实测数据的步骤如下：

步骤S31：对一个子带数据进行不同的方位延时，对方位延时后的子带数据降采样，获得这个子带的一发多收数据；

步骤S32：对其它的子带数据进行不同的方位延时，对方位延时后的子带数据降采样，获得其它子带的一发多收数据；

步骤S33：结合所有子带的一发多收数据，并加入串扰频谱分量，获得模拟的多子带多发多收实测数据；

步骤S34：对模拟的多子带多发多收实测数据进行成像，获得带有串扰的实测数据图像。

6.根据权利要求1所述合成孔径雷达中子带串扰对成像性能影响的分析方法，其特征在于，对模拟的多子带多发多收实测数据成像的步骤包括：

步骤S3a：对单个子带的一发多收数据进行多通道重建，获得单子带的方位向均匀分布数据；

步骤S3b：对齐各子带方位向均匀分布数据的等效相位中心；

步骤S3c：对等效相位中心对齐后的子带数据进行子带合成，得到子带合成后的数据；

步骤S3d：对子带合成数据进行常规成像，获得子带串扰对模拟的多子带多发多收实测数据成像性能影响的信息。

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