CN103647565A - 具有宽温工作增益自动控制功能的cmos射频接收前端 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种具有宽温工作增益自动控制功能的CMOS射频接收前端，其包括射频单端-差分转换电路、本振单端-差分转换电路、吉尔伯特（Gilbert）混频电路、可变增益放大器、输出驱动电路、基于带隙基准源的电流偏置电路、增益自动控制电路。射频单端-差分转换电路、本振单端-差分转换电路分别将输入的单端接收信号和本振信号转换为差分信号，驱动Gilbert混频电路的差分输出接到可变增益放大器，然后通过输出驱动电路进行差分-单端转换，最后中频输出。电流偏置电路输出五路基准电流I_ref1～I_ref5，分别送至Gilbert混频电路、可变增益放大器、输出驱动电路、增益自动控制电路的尾电流管电路进行电流偏置。

Description

具有宽温工作增益自动控制功能的CMOS射频接收前端

技术领域

本发明涉及一种具有宽温工作增益自动控制功能的CMOS射频接收前端，在基于CMOS工艺实现的射频接收前端芯片中，采用基于带隙基准源的电流偏置技术、温度自适应增益调节方法实现宽温范围内整个芯片的增益自动控制，适用于各类无线电接收机射频前端电路。

背景技术

无线电接收机射频前端一般包括低噪声放大器、混频器、可变增益放大器、中频放大器等基本电路，采用CMOS工艺进行这些基本电路单元设计时，其等效增益可以表示为：

G=A·g_{m_eff}·R_L

其中，A为与电路类型相关的系数，如放大器电路中A一般为1，吉尔伯特（Gilbert）混频器电路中A一般为2/π；g_{m_eff}为电路等效跨导；R_L为等效负载电阻。

在CMOS射频集成电路设计中，MOS管的过驱动电压V_GS-V_T一般取200mV左右，MOS管工作状态接近弱反型区，这在低电压、低功耗设计中更为明显。此时电路的等效跨导g_{m_eff}随着工作稳定的升高而降低，在弱反型区等效跨导与工作温度近似成反比。另外，对于采用对于负载电阻R_L，RF CMOS工艺中通常采用多晶硅电阻，其温度系数可能高达3000ppm/℃以上，在-55～+85℃工作温度范围内其阻值可能变化±20%以上。

基于上述原因，电路的等效跨导g_{m_eff}和等效负载电阻RL都随温度变化而变化，使得电路的增益G随着工作温度的变化而改变。尤其是在射频前端电路一般由多个基本电路单元级联而成，这就使得整个接收前端电路的增益随温度起伏很大（一般在2dB以上），进而影响整个无线收发系统的性能。

常规电路设计中解决这一问题的办法主要有以下两类：

第一类是对于电路的跨导单元采用恒跨导结构，即对电路中起放大作用的MOS管采用特殊设计的偏置电路，使其等效跨导几乎不随温度变化而改变；同时，对于负载电阻R_L，根据CMOS工艺中多晶硅电阻的温度系数与掺杂浓度相关的特点，设计选取随温度变化阻值起伏很小的多晶硅电阻。这种方法主要存在以下几个问题：

1)恒跨导结构中的偏置电路设计较为复杂，通常需要启动电路，电路失配等因素会影响跨导保持效果；

2)偏置电路一般会引入额外的噪声，不利于射频集成电路低噪声设计要求；

3)设计中需要所选择的工艺中有温度系数很小的多晶硅电阻可用，使得工艺选择有一定的局限性。

另一类解决增益随温度起伏变化的方法是根据等效跨导g_{m_eff}随温度增加而减小的特点，设计中选用随温度增加而增加的负载电阻R_L进行补偿，从而使电路增益宽温工作条件下保持稳定。这种方法设计简单，不会引入额外的噪声，不消耗额外的功耗，然而其局限性在于：为了补偿高温时跨导减小所带来的增益损失，R_L采用正温度系数电阻，高温时，其阻值通常增加20%左右，使得高温时电路的工作带宽降低，这在多模块级联时显得更为明显。

发明内容

本发明的目的是针对射频接收前端电路增益随温度起伏变化这一问题，克服常规解决方法所带来的设计难度增加、噪声性能恶化、对工艺选择具有局限性、影响电路的工作带宽等不足之处，提出采用采用基于带隙基准源的电流偏置技术、温度自适应增益调节方法实现宽温工作范围内整个芯片的具有宽温工作增益自动控制功能的CMOS射频接收前端。

本发明是这样实现的，一种具有宽温工作增益自动控制功能的CMOS射频接收前端，其用于在宽温工作条件下CMOS射频接收前端芯片增益自动控制技术的实现，该具有宽温工作增益自动控制功能的CMOS射频接收前端包括射频单端-差分转换电路、本振单端-差分转换电路、Gilbert混频电路、可变增益放大器、输出驱动电路、基于带隙基准源的电流偏置电路、增益自动控制电路；该射频单端-差分转换电路、该本振单端-差分转换电路分别将输入的单端接收信号和本振信号转换为差分信号，驱动该Gilbert混频电路中所设计的双平衡Gilbert混频器，该混频器的差分输出接到该可变增益放大器，然后通过该输出驱动电路进行差分-单端转换，最后中频输出；该电流偏置电路输出五路基准电流I_ref1～I_ref5，分别送至该Gilbert混频电路、该可变增益放大器、该输出驱动电路、该增益自动控制电路的尾电流管电路进行电流偏置；该增益自动控制电路包括误差放大器和电压相加电路，该电压相加电路包括电阻R₁～R₅，该误差放大器包括MOS管M₁～M₆、双极晶体管Q₁、电阻R₆～R₇、双向常开开关k；MOS管M₆的源极连接该电流偏置电路接收基准电流I_ref5，MOS管M₆的漏极接地，MOS管M₆的栅极连接MOS管M₅的栅极，MOS管M₅的漏极接地，MOS管M₅的源极、MOS管M₁的源极、MOS管M₂的源极三者连接，MOS管M₁的栅极、电阻R₆的一端、电阻R₇的一端三者连接，电阻R₇的另一端电性接地，电阻R₆的另一端连接电源VDD，MOS管M₁的源极连接MOS管M₃的漏极，MOS管M₃的源极连接电源VDD，MOS管M₃的栅极连接MOS管M₃的漏极且还连接MOS管M₄的栅极，MOS管M₄的源极连接电源VDD，MOS管M₄的漏极连接MOS管M₂的源极且还连接双向常开开关k的常开触点Ka，MOS管M₂的栅极连接双极晶体管Q₁的发射极，双极晶体管Q₁的基极连接双极晶体管Q₁的集电极，双极晶体管Q₁的集电极接地，双极晶体管Q₁的发射极还连接该电流偏置电路接收基准电流I_ref4，电阻R₂的两端K₁、K₂分别连接双向常开开关k的常开触点Kb、固定触点Kc，电阻R₂的一端K₁经由电阻R₁连接电源VDD，电阻R₂的另一端K₂经由电阻R₃接地还依次经由电阻R₄、电阻R₅连接外接电压VC，电阻R₄与电阻R₅之间引出电压控制端V_cont，电压控制端V_cont连接该可变增益放大器用于调节该可变增益放大器。

作为上述方案的进一步改进，电压控制端V_cont满足以下公式：

$V_{\mathrm{cont}}=(\mathrm{VC}-\mathrm{VDD}\·\frac{R_3}{R_1+R_2+R_3})\·\frac{R_4}{R_4+R_5}+\mathrm{VDD}\·\frac{R_3}{R_1+R_2+R_3}.$

作为上述方案的进一步改进，该Gilbert混频电路包括CMOS管M₇～M₁₄、电阻R₈、电阻R₉，CMOS管M₇、CMOS管M₈的栅极分别连接该射频单端-差分转换电路的正输出端与负输出端，CMOS管M₇、CMOS管M₈的漏极均连接CMOS管M₁₄的源极，CMOS管M₁₄的漏极接地，CMOS管M₁₄的栅极连接CMOS管M₁₃的栅极与源极，CMOS管M₁₃的漏极接地，CMOS管M₁₃的源极连接该电流偏置电路接收基准电流I_ref1，CMOS管M₇的源极连接CMOS管M₉、CMOS管M₁₀的漏极，CMOS管M₈的源极连接CMOS管M₁₁、CMOS管M₁₂的漏极，CMOS管M₉、CMOS管M₁₁的源极均经由电阻R₈连接电源VDD，CMOS管M₁₀、CMOS管M₁₂的源极均经由电阻R₉连接电源VDD，CMOS管M₁₀、CMOS管M₁₁的栅极均连接于该本振单端-差分转换电路的负输出端，CMOS管M₉、CMOS管M₁₂的栅极均连接该本振单端-差分转换电路的正输出端。

进一步地，该可变增益放大器包括CMOS管M₁₅～M₂₀、电阻R₁₀、电阻R₁₁、电容C₁、电容C₂，CMOS管M₁₅的栅极经由电容C₁连接CMOS管M₉的源极，CMOS管M₁₆的栅极经由电容C₂连接CMOS管M₁₂的源极，CMOS管M₁₅、CMOS管M₁₆的漏极均连接CMOS管M₂₀源极，CMOS管M₂₀的漏极接地，CMOS管M₂₀的栅极连接CMOS管M₁₉的栅极与源极，CMOS管M₁₉的漏极接地，CMOS管M₁₉的源极连接该电流偏置电路接收基准电流I_ref2，CMOS管M₁₅的源极连接CMOS管M₁₇的漏极，CMOS管M₁₆的源极连接CMOS管M₁₂的漏极，CMOS管M₁₇的源极经由电阻R₁₀连接电源VDD，CMOS管M₁₈的源极、经由电阻R₁₁连接电源VDD。

优选地，该输出驱动电路包括CMOS管M₂₁～M₂₄、电阻R₁₂、电容C₃、电容C₄，CMOS管M₂₁的栅极经由电容C₄连接CMOS管M₁₈的源极，CMOS管M₂₂的栅极经由电容C₃连接CMOS管M₁₇的源极，CMOS管M₂₁的漏极与CMOS管M₂₂的漏极连接实现中频输出，CMOS管M₂₂的源极经由电阻R₁₂连接电源VDD，CMOS管M₂₁的源极连接CMOS管M₂₄的源极，CMOS管M₂₄的漏极接地，CMOS管M₂₄的栅极连接CMOS管M₂₃的栅极，CMOS管M₂₃的栅极还连接CMOS管M₂₃的源极，CMOS管M₂₃的漏极接地，CMOS管M₂₃的源极连接该电流偏置电路接收基准电流I_ref3。

本发明的优点及显著效果：

1、电路结构简单。本发明采用的基于带隙基准源的电流偏置技术，使得基本模块电路跨导单元仅需简单的电压偏置，没有复杂的偏置电路；

2、不影响电路的噪声性能。本发明所设计的增益控制电路没有恶化电路的噪声性能，适应无限收发机射频前端对低噪声的要求；

3、宽温工作范围内增益起伏小，本发明所采用的基于带隙基准源的电流偏置技术和温度自适应增益调节方法使得在-55～+85℃工作温度范围内，增益起伏小于1dB，而常规电路设计中，增益起伏一般在2dB以上。

附图说明

图1是本发明提出的具有宽温工作增益自动控制功能的CMOS射频接收前端框图；

图2是本发明提出的基于带隙基准源的电流偏置设计方案；

图3是本发明设计的增益自动控制电路；

图4是传统设计中，射频接收前端芯片在工作温度为-55℃、27℃、85℃时增益测试曲线；

图5是采用本发明的设计方案，射频接收前端芯片在工作温度为-55℃、27℃、85℃时增益测试曲线。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明的具有宽温工作增益自动控制功能的CMOS射频接收前端用于在宽温工作条件下CMOS射频接收前端芯片增益自动控制技术的实现，参看图1，该CMOS射频接收前端芯片包括射频单端-差分转换电路1、本振单端-差分转换电路2、Gilbert混频电路3、可变增益放大器4、输出驱动电路5、基于带隙基准源的电流偏置电路6、增益自动控制电路7。

射频输入信号和本振输入信号首先经过射频单端-差分转换电路1转换为差分信号RFin+、RFin-，分别送至以Gilbert单元为核心的Gilbert混频电路3，Gilbert混频电路3中所设计的双平衡Gilbert混频器输出首先经过可变增益放大器4，在通过输出驱动电路5进行差分-单端转换为单端中频信号输出，即中频输出IFout。该电流偏置电路6输出五路基准电流I_ref1～I_ref5，分别送至该Gilbert混频电路3、该可变增益放大器4、该输出驱动电路5、该增益自动控制电路7的尾电流管电路进行电流偏置。

参看图2，对于射频前端芯片中上变频混频器、可变增益放大器、输出驱动电路三个工作电流占比较大的电路，设计了片上带隙基准电流源，利用带隙基准电流源输出的高稳定基准电流I_ref1、I_ref2、I_ref3进行电流偏置，从而在很大程度上稳定了整个电路的工作电流。

请参阅图3，增益自动控制电路7包括误差放大器和电压相加电路。该电压相加电路包括电阻R₁～R₅，该误差放大器包括MOS管M₁～M₆、双极晶体管Q₁、电阻R₆～R₇、双向常开开关k。

MOS管M₆的源极连接该电流偏置电路6接收基准电流I_ref5，MOS管M₆的漏极接地，MOS管M₆的栅极连接MOS管M₅的栅极，MOS管M₅的漏极接地，MOS管M₅的源极、MOS管M₁的源极、MOS管M₂的源极三者连接，MOS管M₁的栅极、电阻R₆的一端、电阻R₇的一端三者连接，电阻R₇的另一端电性接地，电阻R₆的另一端连接电源VDD，MOS管M₁的源极连接MOS管M₃的漏极，MOS管M₃的源极连接电源VDD，MOS管M₃的栅极连接MOS管M₃的漏极且还连接MOS管M₄的栅极，MOS管M₄的源极连接电源VDD，MOS管M₄的漏极连接MOS管M₂的源极且还连接双向常开开关k的常开触点Ka，MOS管M₂的栅极连接双极晶体管Q₁的发射极。

双极晶体管Q₁的基极连接双极晶体管Q₁的集电极，双极晶体管Q₁的集电极接地，双极晶体管Q₁的发射极还连接该电流偏置电路6接收基准电流I_ref4，电阻R₂的两端K₁、K₂分别连接双向常开开关k的常开触点Kb、固定触点Kc，电阻R₂的一端K₁经由电阻R₁连接电源VDD，电阻R₂的另一端K₂经由电阻R₃接地还依次经由电阻R₄、电阻R₅连接外接电压VC，电阻R₄与电阻R₅之间引出电压控制端V_cont，电压控制端V_cont连接该可变增益放大器用于调节该可变增益放大器。

请再参阅图2，Gilbert混频电路3包括CMOS管M₇～M₁₄、电阻R₈、电阻R₉。CMOS管M₇、CMOS管M₈的栅极分别连接该射频单端-差分转换电路1的正输出端与负输出端。CMOS管M₇、CMOS管M₈的漏极均连接CMOS管M₁₄的源极，CMOS管M₁₄的漏极接地，CMOS管M₁₄的栅极连接CMOS管M₁₃的栅极与源极，CMOS管M₁₃的漏极接地，CMOS管M₁₃的源极连接该电流偏置电路6接收基准电流I_ref1，CMOS管M₇的源极连接CMOS管M₉、CMOS管M₁₀的漏极，CMOS管M₈的源极连接CMOS管M₁₁、CMOS管M₁₂的漏极，CMOS管M₉、CMOS管M₁₁的源极均经由电阻R₈连接电源VDD，CMOS管M₁₀、CMOS管M₁₂的源极均经由电阻R₉连接电源VDD，CMOS管M₁₀、CMOS管M₁₁的栅极均连接于该本振单端-差分转换电路2的负输出端Loin-，CMOS管M₉、CMOS管M₁₂的栅极均连接该本振单端-差分转换电路2的正输出端Loin+。

可变增益放大器4包括CMOS管M₁₅～M₂₀、电阻R₁₀、电阻R₁₁、电容C₁、电容C₂。CMOS管M₁₅的栅极经由电容C₁连接CMOS管M₉的源极，CMOS管M₁₆的栅极经由电容C₂连接CMOS管M₁₂的源极，CMOS管M₁₅、CMOS管M₁₆的漏极均连接CMOS管M₂₀源极，CMOS管M₂₀的漏极接地，CMOS管M₂₀的栅极连接CMOS管M₁₉的栅极与源极，CMOS管M₁₉的漏极接地，CMOS管M₁₉的源极连接该电流偏置电路6接收基准电流I_ref2，CMOS管M₁₅的源极连接CMOS管M₁₇的漏极，CMOS管M₁₆的源极连接CMOS管M₁₂的漏极，CMOS管M₁₇的源极经由电阻R₁₀连接电源VDD，CMOS管M₁₈的源极、经由电阻R₁₁连接电源VDD。利用可变增益放大器4，在温度变化时实时调整增益。

输出驱动电路5包括CMOS管M₂₁～M₂₄、电阻R₁₂、电容C₃、电容C₄。CMOS管M₂₁的栅极经由电容C₄连接CMOS管M₁₈的源极，CMOS管M₂₂的栅极经由电容C₃连接CMOS管M₁₇的源极，CMOS管M₂₁的漏极与CMOS管M₂₂的漏极连接实现中频输出IFout，CMOS管M₂₂的源极经由电阻R₁₂连接电源VDD，CMOS管M₂₁的源极连接CMOS管M₂₄的源极，CMOS管M₂₄的漏极接地，CMOS管M₂₄的栅极连接CMOS管M₂₃的栅极，CMOS管M₂₃的栅极还连接CMOS管M₂₃的源极，CMOS管M₂₃的漏极接地，CMOS管M₂₃的源极连接该电流偏置电路6接收基准电流I_ref3。

再参看图3，增益自动控制电路7包含误差放大器和电压相加电路两部分。MOS管M₁～M₆和双极晶体管Q₁组成的电路为误差放大器；电阻R₁～R₅组成的电路为电压相加器。双向常开开关k的两端连接电压相加器中电阻R2的K₁和K₂端，当工作温度较低时，双极晶体管Q₁的V_be小于参考电压V_ref，开关断开；随着工作温度升高，双极晶体管Q₁的V_be随单调下降，MOS管M₂和M₄管的漏级电压由负到正单调增加，使双极晶体管Q₁逐渐闭合，电阻R₂的两端K₁、K₂，即它们之间的等效电阻慢慢减小，于是控制电压V_cont随着温度的增加而增加，可变增益放大器4的增益随之增加，从而弥补了温度升高g_{m_eff}下降等因素引起的增益下降，实现了工作温度起伏情况下的增益自动控制功能。

图3中电压相加器的输出V_cont电压送至图2所示的可变增益放大器电压控制端V_cont，对电路的增益进行控制，V_cont可以表示为：

$V_{\mathrm{cont}}=(\mathrm{VC}-\mathrm{VDD}\·\frac{R_3}{R_1+R_2+R_3})\·\frac{R_4}{R_4+R_5}+\mathrm{VDD}\·\frac{R_3}{R_1+R_2+R_3}.$

所述的基于带隙基准源的电流偏置技术，是指对接收前端的上变频混频器（即该Gilbert混频器）、可变增益放大器4、输出驱动电路5等电路模块，采用带隙基准电流源产生的温度系数小于15ppm/℃高稳定基准电流注入这些电路的尾电流管进行电流偏置，稳定这些电路的工作电流，设计方案如图2所示。在一般设计中，这些电路的工作电流占总电流的80%以上，因此通过这种电流偏置方式可以使在-55～+85℃工作温度范围内，整个接收射频前端芯片电流起伏小于2%，工作电流的稳定，在一定程度上减小了增益随温度变化的波动。

所述的温度自适应增益调节方法是指在基于带隙基准源的电流偏置技术的基础上，进一步设计了一种增益自动控制电路7，利用双极晶体管基极-源级结电压V_be随温度升高单调下降的变化特性，实时采样片上温度信息，通过误差放大器对V_be和参考电压V_ref进行比较，从而改变电压相加电路送至可变增益放大器4的控制电压，进而实现宽温工作条件下整个接收前端芯片的增益自动控制，宽温工作范围内增益起伏大大减小。

本发明由于设计了外接电压VC，从而实现复用功能，也就是说外接电压VC不加外部电压时，接收前端增益固定；外接电压VC加入外部电压时，接收前端增益随之改变，于是实现增益外部控制，在这两种情况下，温度自适应增益控制电路均适用，从而实现了复用功能。

综上所述，与常规设计中采用的恒跨导结构和正温度系数负载电阻补偿办法，本专利采用的基于带隙基准源的电流偏置技术、温度自适应增益调节方法实现宽温范围内整个芯片的增益自动控制，其电路结构简单，增益控制电路没有带来附加噪声，高温工作状态下电路的工作带宽没有降低。

参看图4可见，传统设计中射频接收前端芯片在工作温度为-55℃、27℃、85℃时，增益起伏较大，高温时工作带宽降低。

参看图5可见，采用本发明的设计方案，射频接收前端芯片在工作温度为-55℃、27℃、85℃时，在1～4GHz工作带宽内增益起伏小于1dB，高温时工作带宽没有下降。

本发明所设计的射频接收前端芯片，在保持常规设计中工作电流、噪声系数等指标基本不变的情况下，在-55～+85℃宽温工作状态下，其增益起伏、工作带宽等指标全面优于常规设计中的指标。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.具有宽温工作增益自动控制功能的CMOS射频接收前端，其用于在宽温工作条件下CMOS射频接收前端芯片增益自动控制技术的实现，该具有宽温工作增益自动控制功能的CMOS射频接收前端包括射频单端-差分转换电路、本振单端-差分转换电路、吉尔伯特（Gilbert）混频电路、可变增益放大器、输出驱动电路、基于带隙基准源的电流偏置电路；其特征在于：该具有宽温工作增益自动控制功能的CMOS射频接收前端还包括增益自动控制电路，该射频单端-差分转换电路、该本振单端-差分转换电路分别将输入的单端接收信号和本振信号转换为差分信号，驱动该Gilbert混频电路中所设计的双平衡Gilbert混频器，该混频器的差分输出接到该可变增益放大器，然后通过该输出驱动电路进行差分-单端转换，最后中频输出；该电流偏置电路输出五路基准电流I_ref1～I_ref5，分别送至该Gilbert混频电路、该可变增益放大器、该输出驱动电路、该增益自动控制电路的尾电流管电路进行电流偏置；该增益自动控制电路包括误差放大器和电压相加电路，该电压相加电路包括电阻R₁～R₅，该误差放大器包括MOS管M₁～M₆、双极晶体管Q₁、电阻R₆～R₇、双向常开开关k；MOS管M₆的源极连接该电流偏置电路接收基准电流I_ref5，MOS管M₆的漏极接地，MOS管M₆的栅极连接MOS管M₅的栅极，MOS管M₅的漏极接地，MOS管M₅的源极、MOS管M₁的源极、MOS管M₂的源极三者连接，MOS管M₁的栅极、电阻R₆的一端、电阻R₇的一端三者连接，电阻R₇的另一端电性接地，电阻R₆的另一端连接电源VDD，MOS管M₁的源极连接MOS管M₃的漏极，MOS管M₃的源极连接电源VDD，MOS管M₃的栅极连接MOS管M₃的漏极且还连接MOS管M₄的栅极，MOS管M₄的源极连接电源VDD，MOS管M₄的漏极连接MOS管M₂的源极且还连接双向常开开关k的常开触点Ka，MOS管M₂的栅极连接双极晶体管Q₁的发射极，双极晶体管Q₁的基极连接双极晶体管Q₁的集电极，双极晶体管Q₁的集电极接地，双极晶体管Q₁的发射极还连接该电流偏置电路接收基准电流I_ref4，电阻R₂的两端K₁、K₂分别连接双向常开开关k的常开触点Kb、固定触点Kc，电阻R₂的一端K₁经由电阻R₁连接电源VDD，电阻R₂的另一端K₂经由电阻R₃接地还依次经由电阻R₄、电阻R₅连接外接电压VC，电阻R₄与电阻R₅之间引出电压控制端V_cont，电压控制端V_cont连接该可变增益放大器用于调节该可变增益放大器。

2.如权利要求1所述的具有宽温工作增益自动控制功能的CMOS射频接收前端，其特征在于：电压控制端V_cont满足以下公式：

$V_{\mathrm{cont}}=(\mathrm{VC}-\mathrm{VDD}\·\frac{R_3}{R_1+R_2+R_3})\·\frac{R_4}{R_4+R_5}+\mathrm{VDD}\·\frac{R_3}{R_1+R_2+R_3}.$

3.如权利要求1所述的具有宽温工作增益自动控制功能的CMOS射频接收前端，其特征在于：该Gilbert混频电路包括CMOS管M₇～M₁₄、电阻R₈、电阻R₉，CMOS管M₇、CMOS管M₈的栅极分别连接该射频单端-差分转换电路的正输出端与负输出端，CMOS管M₇、CMOS管M₈的漏极均连接CMOS管M₁₄的源极，CMOS管M₁₄的漏极接地，CMOS管M₁₄的栅极连接CMOS管M₁₃的栅极与源极，CMOS管M₁₃的漏极接地，CMOS管M₁₃的源极连接该电流偏置电路接收基准电流I_ref1，CMOS管M₇的源极连接CMOS管M₉、CMOS管M₁₀的漏极，CMOS管M₈的源极连接CMOS管M₁₁、CMOS管M₁₂的漏极，CMOS管M₉、CMOS管M₁₁的源极均经由电阻R₈连接电源VDD，CMOS管M₁₀、CMOS管M₁₂的源极均经由电阻R₉连接电源VDD，CMOS管M₁₀、CMOS管M₁₁的栅极均连接于该本振单端-差分转换电路的负输出端，CMOS管M₉、CMOS管M₁₂的栅极均连接该本振单端-差分转换电路的正输出端。

4.如权利要求3所述的具有宽温工作增益自动控制功能的CMOS射频接收前端，其特征在于：该可变增益放大器包括CMOS管M₁₅～M₂₀、电阻R₁₀、电阻R₁₁、电容C₁、电容C₂，CMOS管M₁₅的栅极经由电容C₁连接CMOS管M₉的源极，CMOS管M₁₆的栅极经由电容C₂连接CMOS管M₁₂的源极，CMOS管M₁₅、CMOS管M₁₆的漏极均连接CMOS管M₂₀源极，CMOS管M₂₀的漏极接地，CMOS管M₂₀的栅极连接CMOS管M₁₉的栅极与源极，CMOS管M₁₉的漏极接地，CMOS管M₁₉的源极连接该电流偏置电路接收基准电流I_ref2，CMOS管M₁₅的源极连接CMOS管M₁₇的漏极，CMOS管M₁₆的源极连接CMOS管M₁₂的漏极，CMOS管M₁₇的源极经由电阻R₁₀连接电源VDD，CMOS管M₁₈的源极、经由电阻R₁₁连接电源VDD。

5.如权利要求4所述的具有宽温工作增益自动控制功能的CMOS射频接收前端，其特征在于：该输出驱动电路包括CMOS管M₂₁～M₂₄、电阻R₁₂、电容C₃、电容C₄，CMOS管M₂₁的栅极经由电容C₄连接CMOS管M₁₈的源极，CMOS管M₂₂的栅极经由电容C₃连接CMOS管M₁₇的源极，CMOS管M₂₁的漏极与CMOS管M₂₂的漏极连接实现中频输出，CMOS管M₂₂的源极经由电阻R₁₂连接电源VDD，CMOS管M₂₁的源极连接CMOS管M₂₄的源极，CMOS管M₂₄的漏极接地，CMOS管M₂₄的栅极连接CMOS管M₂₃的栅极，CMOS管M₂₃的栅极还连接CMOS管M₂₃的源极，CMOS管M₂₃的漏极接地，CMOS管M₂₃的源极连接该电流偏置电路接收基准电流I_ref3。

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