CN103647435A - 一种可用于pwm发生器的分数阶混沌电路 - Google Patents

Abstract

一种可用于PWM发生器的分数阶混沌电路，属于电力电子开关变换器。该分数阶混沌电路包括第一通道电路、第二通道电路和第三通道电路，其中，第一通道电路、第二通道电路和第三通道电路都具有乘法器、运算放大器和积分算子电路。该混沌发生电路输出的混沌信号可使得PWM发生器的工作频率发生变化，进而使得PWM发生器输出的PWM信号频率发生变化，使PWM信号的频谱具有连续性。这样，PWM信号的能量不再集中于开关变换器的开关频率及其倍频处，因而能够抑制开关变换器电磁干扰水平。优点：混沌信号动力学行为比一般整数阶混沌电路丰富，信号的类随机性更强，功率谱更具连续性。实现方法简单，能降低开关谐波尖峰值，减小了滤波器尺寸，进而降低了设计成本。

Description

一种可用于PWM发生器的分数阶混沌电路

技术领域

本发明涉及电力电子开关变换器，尤其涉及一种可用于PWM发生器的分数阶混沌电路。

背景技术

随着电力电子功率开关器件的实用化和大容量化，采用高频开关模式解决电能变换和传输己成为必然趋势，但同时不可避免地带来了开关换流过程所衍生的电磁干扰问题。在开关变换器等电力电子设备中，主开关和续流二极管都是开关元件，而且能量都集中在开关频率及其各次谐波上，这样在换流过程中将产生高频脉冲，与电路的杂散参数形成高频振荡，产生严重的电磁干扰问题。

传统上解决开关变换器电磁干扰问题的常用方法主要有滤波、耦接地、屏蔽、旁路及去耦等。这些方法的目的是通过外围电路和措施切断电磁干扰的传输途径，把干扰限定在尽可能小的区域而降低电磁干扰，但这些方法不能从源头上降低开关变换器的电磁干扰水平。对电磁干扰特性研究表明，若能使电磁干扰能量在频域内尽可能均匀分布，进而降低电磁干扰频谱峰值，就可以使得开关变换器的电磁干扰水平降低。

发明内容

本发明的目的是要提供一种可用于PWM发生器的分数阶混沌电路，解决采用传统的滤波、耦接地、屏蔽、旁路及去耦等措施不能从源头上降低开关变换器的抗电磁干扰的问题。

本发明的目的是这样实现的：该分数阶混沌电路包括：第一通道电路，第二通道电路和第三通道电路；

所述的第一通道电路包括：第一乘法器、第一运算放大器、第二运算放大器和第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第一直流电源和第一积分算子电路；其中，第一运算放大器的反相输入端耦接第一电阻的一端和第四电阻的一端，第一运算放大器的同相输入端耦接第二电阻的一端、第三电阻的一端和第五电阻的一端，第一运算放大器的输出端耦接第四电阻的另一端和第六电阻的一端，第五电阻的另一端耦接地，第三电阻的另一端耦接第一直流电源的正极端，第一直流电源的负极端耦接地，第二电阻的另一端耦接第二运算放大器的输出端，第一电阻的另一端耦接第一乘法器的输出端；第二运算放大器的同相输入端耦接地，第二运算放大器的反相输入端耦接第六电阻的另一端和第一积分算子电路的输入端，第二运算放大器输出端耦接第一积分算子电路的输出端，该第二放大器的输出端用于输出混沌信号x1；

第二通道电路包括：第二乘法器、第三运算放大器、第四运算放大器和第七电阻、第八电阻、第九电阻、第十电阻、第十一电阻、第十二电阻、第十三电阻、第二直流电源和第二积分算子电路；其中，第三运算放大器的反相输入端耦接第七电阻的一端和第十一电阻的一端，第三运算放大器的同相输入端耦接第八电阻的一端、第九电阻的一端、第十电阻的一端和第十二电阻的一端，第三运算放大器的输出端耦接第十一电阻的另一端和第十三电阻的一端，第十二电阻的另一端耦接地，第十电阻的另一端耦接第二乘法器的输出端，第九电阻的另一端耦接第六运算放大器的输出端，第八电阻的另一端耦接第四运算放大器的输出端，第七电阻的另一端耦接第二直流电源的正极端，第二直流电源的负极端耦接地；第四运算放大器的同相输入端耦接地，第四运算放大器的反相输入端耦接第十三电阻的另一端和第二积分算子电路的输入端，第二积分算子电路的输出端耦接第四运算放大器的输出端；

第三通道电路包括：第三乘法器、第五运算放大器、第六运算放大器和第十四电阻、第十五电阻、第十六电阻、第十七电阻、第十八电阻、第十九电阻、第二十电阻、第三直流电源和第三积分算子电路组成；其中，第五运算放大器的反相输入端耦接第十四电阻的一端、第十五电阻的一端和第十八电阻的一端，第五运算放大器的同相输入端耦接第十六电阻的一端、第十七电阻的一端和第十九电阻的一端，第五运算放大器的输出端耦接第十八电阻的另一端和第二十电阻的一端，第十九电阻的另一端耦接地，第十六电阻的另一端耦接第六运算放大器的输出端，第十五电阻的另一端耦接第三乘法器的输出端，第十四电阻的另一端耦接第四运算放大器的输出端，第十七电阻的另一端耦接第三直流电源的正极端，第三直流电源的负极端耦接地；第六运算放大器的同相输入端耦接地，第六运算放大器的反相输入端耦接第二十电阻的另一端和第三积分算子电路的输入端，第三积分算子电路的输出端耦接第六运算放大器的输出端；第一乘法器的第一输入端耦接第四运算放大器的输出端，第一乘法器的第二输入端耦接第六运算放大器的输出端，第二乘法器的第一输入端耦接第二运算运算放大器的输出端，第二乘法器的第二输入端耦接第六运算放大器的输出端，第三乘法器的第一输入端耦接第二运算放大器的输出端，第三乘法器的第二输入端耦接第四运算放大器的输出端。

有益效果：由于采用了上述方案，本发明的分数阶混沌电路输出混沌信号，该混沌信号可使得PWM发生器工作频率发生变化，进而使得PWM发生器输出的PWM信号的频率发生变化，使PWM信号的频谱具有连续性，这样，PWM信号的能量不再集中于开关变换器的开关频率及其倍频处，因而能够抑制开关变换器电磁干扰水平。

分数阶混沌电路的动力学行为比一般整数阶混沌电路丰富，信号的类随机性更强，功率谱更具连续性。本发明实现方法简单，只需在常规的开关变换器中附加一些电路即可。

优点：混沌信号动力学行为比一般整数阶混沌电路丰富，信号的类随机性更强，功率谱更具连续性。实现方法简单，能降低开关谐波尖峰值，减小了滤波器尺寸，降低了设计成本。

附图说明

图1是本发明的分数阶混沌发生电路结构图。

图2是本发明的分数阶积分算子单元电路结构图。

图3是本发明的调制控制电路结构图。

图4是本发明的分数阶永磁同步电机混沌电路的x1-x2混沌相图。

图5是本发明的混沌信号x1的时序图。

图6是本发明的混沌信号x1的功率谱。

具体实施方式

实施例1：本发明提供一种基于混沌抖频技术的脉宽调制技术。为了使本发明的方案更加清楚，先对抖频技术做简单介绍：抖频技术的基本思想是通过调制功率器件的开关频率把集中在开关频率及其各次谐波上的能量分散到周围的频带上，由此降低各个频点上的功率谱幅值，使得能量不再那么集中分布，是一种解决开关变换器电磁干扰的有效方法。混沌是一类具有内在随机性且在一定频率范围内呈连续频谱分布的信号，可以作为控制信号调制PWM信号，以使得开关变换器工作于混沌调制模式下，通过改变信号的频谱分布来降低电磁干扰水平。

该分数阶混沌电路与调制控制电路和PWM信号发生器组合后，构成PWM信号发生系统。分数阶混沌电路的混沌信号输出端与调制控制电路的输入端耦接，调制控制电路的输出端与PWM发生器的时钟端耦接。其中，分数阶混沌发生电路用于产生混沌信号；调制控制电路用于调整混沌信号的幅度，将调整后的混沌信号输出到PWM发生器的时钟端，该调整后的混沌信号用于改变PWM发生器的时钟频率；PWM发生器用于输出PWM信号。

所述的调制控制电路是可选元件，如果分数阶混沌电路输出的混沌信号能够满足PWM发生器的时钟端输入信号的要求，则可以不需要该调制控制电路。

本发明采用分数阶混沌发生电路输出混沌信号，该混沌信号的强度可控制PWM发生器时钟频率的变化范围，即控制了PWM发生器工作频率的变化范围，从而控制了PWM发生器输出的PWM信号的频率的变化范围，使PWM信号的频谱具有连续性，这样，PWM信号的能量就不再集中于开关变换器的开关频率及其倍频处，因而能够抑制开关变换器电磁干扰水平。

图1为分数阶混沌电路的结构图，提供的分数阶混沌电路是基于永磁同步电机在转子磁场定向坐标系下的状态方程来实现的，如下对分数阶混沌电路的设计思想做简单介绍：

永磁同步电机在d-q（转子磁场定向）坐标系下的状态方程为：

$\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}=(-R_s{i}_d+{\mathrm{\ωL}}_q{i}_q+u_d)/L_d\\ \frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=(-R_s{i}_q-{\mathrm{\ωL}}_d{i}_d+u_q-\mathrm{\ψ\ω})/L_q\\ \frac{\mathrm{d\ω}}{\mathrm{dx}}=[n_p{\mathrm{\ψi}}_q+n_p(L_d-L_q)i_d{i}_q-T_L-\mathrm{\β\ω}]/J\end{array}---\left(1\right)$

其中i_d、i_q分别为定子电流向量的直轴分量和交轴分量；u_d、u_q分别为定子电压向量的直轴分量和交轴分量，ω是转子角速度，R_s为定子电阻，n_p为电机极对数，J为转子惯量，T_L为负载转矩，L_d、L_q分别为直轴和交轴电感，β为粘性阻尼系数，ψ为永久磁通。

通过仿射和时间变换，上述永磁同步电机状态方程（1）可由如下无量纲方程描述：

$\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{x}}_1=\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_1}({5x}_2{x}_3-x_1+u_d)\\ {\stackrel{\·}{x}}_2=\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_2}(-x_2-{5x}_1{x}_3-x_3+u_q)\\ {\stackrel{\·}{x}}_3=\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_3}({5\mathrm{ax}}_1{x}_2+{\mathrm{bx}}_2-{\mathrm{cx}}_3-T_L)\end{array}---\left(2\right)$

取参数τ₁=6.45，τ₂=7.125，τ₃=1，a=1.516，b=16，c=1.8，u_d=-2.54，u_q=0.468，T_L=0.105的情况下，系统处于混沌状态。

分数阶系统由一般整数阶混沌系统引出得到。分数阶微分有很多种定义，由于Caputo分数阶微分定义能描述一些物理现象的特征，并能准确的对其测量，因此本发明采用此定义：

$D_q^{C}f\left(t\right)=\frac{1}{\mathrm{\Γ}(n-q)}{\∫}_0^t\frac{f^{\left(n\right)}\left(\mathrm{\τ}\right)}{{(t-\mathrm{\τ})}^{q-n+1}}\mathrm{d\τ}---\left(3\right)$

其中n-1<q<n，Γ为Gamma函数，D^q为q阶微分算子。由该定义可以得到分数阶永磁同步电机方程如下：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{d^q{x}_1}{{\mathrm{dt}}^q}=\frac{1}{{\mathrm{\&tau;}}_1}({5x}_2{x}_3-x_1+u_d)\\ \frac{d^q{x}_2}{{\mathrm{dt}}^q}=\frac{1}{{\mathrm{\&tau;}}_2}(-x_2-{5x}_1{x}_3-x_3+u_q)\\ \frac{d^q{x}_3}{{\mathrm{dt}}^q}=\frac{1}{{\mathrm{\&tau;}}_1}({5\mathrm{ax}}_1{x}_2+{\mathrm{bx}}_2-{\mathrm{cx}}_3-T_L)\end{array}\right.---\left(4\right)$

当参数与整数阶选取一样，即参数τ₁=6.45，τ₂=7.125，τ₃=1，a=1.516，b=16，c=1.8，u_d=-2.54，u_q=0.468，T_L=0.105的情况下，且q大于0.94时，该方程是混沌的。分数阶微分部分由分数阶积分算子单元电路来实现，原理如下：

方程（3）所述Caputo分数阶微分定义的传递函数为

此即q阶积分算子。已有研究成果表明0.95阶积分算子的传递函数为：

$H\left(s\right)=\frac{1}{s^{0.95}}\&ap;\frac{1.283{1s}^2+18.6004s+2.0833}{s^3+{18.4378s}^2+2.6547s+0.003}=\frac{R_a}{{\mathrm{sR}}_a{C}_a+1}+\frac{R_b}{{\mathrm{sR}}_b{C}_b+1}+\frac{R_c}{{\mathrm{sR}}_c{C}_c+1}---\left(5\right)$

该传递函数可以通过图2所示电路来实现。根据0.95阶积分算子电路结构，并结合方程（5）得到各个电气元件的参数值，Ra=15.1kΩ，Rb=1.51MΩ，Rc=692.9MΩ，Ca=3.616μF，Cb=4.602μF，Cc=1.267μF，将设计好的分数阶积分算子单元电路封装起来作为一个基本电路单元使用。

方程（4）所述分数阶永磁同步电机混沌系统含三个分数阶微分方程，因此将电路设计成三个通道电路，每个通道实现一个方程，方程中的乘积项由乘法器实现，加法部分由运算放大器电路完成，分数阶部分由所述分数阶积分算子单元电路来实现，则根据方程（4）所描述的关系式即可得到分数阶永磁同步电机混沌发生电路。

该分数阶混沌电路由三个通道电路组成，三个通道电路包括第一通道电路、第二通道电路和第三通道电路。其中，第一通道电路包括第一乘法器A1、第一运算放大器U1、第二运算放大器U2和第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第一直流电源E1和第一积分算子电路60。第一运算放大器U1反相输入端耦接第一电阻R1的一端和第四电阻R4的一端，第一运算放大器U1同相输入端耦接第二电阻R2的一端、第三电阻R3的一端、第五电阻R5的一端，第一运算放大器U1输出端耦接第四电阻R4的另一端和第六电阻R6的一端，第五电阻R5的另一端耦接地，第三电阻R3的另一端耦接第一直流电源E1的正极端，第一直流电源E1的负极端耦接地，第二电阻R2另一端耦接第二运算放大器U2的输出端，本实施例假定该第二运算放大器U2输出端输出信号为x1，第一电阻R1的另一端耦接第一乘法器A1的输出端。第二运算放大器U2的同相输入端耦接地，第二运算放大器U2的反相输入端耦接第六电阻R6的另一端和第一积分算子电路60的输入端，第二运算放大器U2输出端耦接第一积分算子电路60的输出端。可选的，该第二运算放大器U2的输出端可耦接反相比例电路，使输出的混沌信号可调。具体的，该反相比例电路包括：第二十八电阻R28、第二十一电阻R21、第二十二电阻R22和第七运算放大器U7，其中，第七运算放大器U7的反相输入端耦接第二十八电阻R28的一端和第二十一电阻R21的一端，第七运算放大器U7的同相输入端耦接第二十二电阻R22，第七运算放大器U7的输出端耦接第二十一电阻R21的另一端，第二十八电阻R28的另一端耦接第二放大器U2的输出端。这样，可以通过改变第二十一电阻R21与第二十八电阻R28的比值来改变混沌信号的强度，进而改变开关频率的变化范围。其中，本实施例假定第七运算放大器U7输出信号为V。其中，第一积分算子电路，即分数阶的积分算子电路60的结构如图2所示，它由三个基本RC并联电路串耦接而成，第一积分算子电路的输入端耦接第三十一电阻Ra的一端和第一电容Ca的一端，第三十一电阻Ra的另一端和第一电容Ca的另一端耦接在一起，并与第三十二电阻Rb的一端和第二电容Cb的一端耦接，该第三十二电阻Rb的另一端和第二电容Cb的另一端耦接在一起，并与第三十三电阻Rc的一端和第三电容Cc的一端耦接在一起，该第三十三电阻Rc的另一端和第三电容Cc的另一端耦接在一起构成第一积分算子电路的输出端。

第二通道电路包括第二乘法器A2、第三运算放大器U3、第四运算放大器U4和第七电阻R7、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第二直流电源E2和第二积分算子电路70。其中，第三运算放大器U3的反相输入端耦接第七电阻R7的一端和第十一电阻R11的一端，第三运算放大器U3的同相输入端耦接第八电阻R8的一端、第九电阻R9的一端、第十电阻R10的一端、第十二电阻R12的一端，第三运算放大器U3输出端的耦接第十一电阻R11的另一端和第十三电阻R13的一端，第十二电阻R12的另一端耦接地，第十电阻R10另一端耦接第二乘法器A2的输出端，第九电阻R9的另一端耦接第三通道的输出端（即图中第六运算放大器U6的输出端），本实施例假定第六运算放大器U6的输出端的输出信号为x3，第八电阻R8的另一端耦接第二通道的输出端（即第四运算放大器U4的输出端），第七电阻R7的另一端耦接第二直流电源E2的正极端，第二直流电源E2的负极端耦接地。第四运算放大器U4的同相输入端耦接地，第四运算放大器U4的反相输入端耦接第十三电阻R13的另一端和第二积分算子电路70的输入端，第二积分算子电路70的输出端耦接第四运算放大器U4的输出端。

第三通道电路包括第三乘法器A3、第五运算运算放大器U5、第六运算放大器U6和第十四电阻R14、第十五电阻R15、第十六电阻R16、第十七电阻R17、第十八电阻R18、第十九电阻R19、第二十电阻R20、第三直流电源E3和第三积分算子电路80。第五运算放大器U5反相输入端耦接第十四电阻R14的一端、第十五电阻R15的一端、第十八电阻R18的一端，第五运算放大器U5的同相输入端耦接第十六电阻R16的一端、第十七电阻R17的一端、第十九电阻R19的一端，第五运算放大器U5的输出端耦接第十八电阻R18的另一端和第二十电阻R20的一端，第十九电阻R19的另一端耦接地，第十六电阻R16另一端耦接第六运算放大器U6的输出端，本实施假定该第六运算放大器U6的输出端的输出信号为x3，第十五电阻R15的另一端耦接第三乘法器A3的输出端，第十四电阻R14的另一端耦接第四运算放大器U4的输出端，第十七电阻R17的另一端耦接第三直流电源E3的正极端，第三直流电源E3负极端耦接地。第六运算放大器U6的同相输入端耦接地，第六运算放大器U6的反相输入端耦接第二十电阻R20的另一端和第三积分算子电路80的输入端，第三积分算子电路80的输出端耦接第六运算放大器U6的输出端。第一乘法器A1的第一输入端耦接第四运算放大器U4输出的信号x2，第一乘法器A1的第二输入端耦接第六运算放大器U6的输出信号x3，第二乘法器A2的第一输入端耦接第二运算放大器U2的输出信号x1，第二乘法器A2的第二输入端耦接第六运算放大器U6的输出信号x3，第三乘法器A3的第一输入端耦接第二运算放大器U2的输出信号x1，第三乘法器A3的第二输入端耦接第四运算放大器U4输出的信号x2。

其中，第二积分算子电路70与第三积分算子电路80的结构与第一积分算子电路60的结构相同，在此不再赘述。

下面根据分数阶永磁同步电机混沌发生电路结构，对比分数阶永磁同步电机混沌系统方程的系数得到各个电气元件的参数值。考虑到实际乘法器的输出是两个输入项乘积的1/10，对第一通道电路，由电路关系得：

$\frac{d^{0.95}{x}_1}{{\mathrm{dt}}^{0.95}}=\frac{1}{R_6{C}_0}[\frac{1}{10}\frac{R_4}{R_1}{x}_2{x}_3-(1+\frac{R_4}{R_1})\frac{\frac{x_1}{R_2}+\frac{E_1}{R_3}}{\frac{1}{R_2}+\frac{1}{R_3}+\frac{1}{R_5}}]---\left(6\right)$

其中C₀是分数阶积分算子对应的电容（C₀=1uF）。令E₁=-U_d，有R₂=R₃=49R₅，且R₄=50R₁，可使方程（6）中x₂x₃，x₁，E₁系数比为5:1:1，此时E₁=2.54v，R₆C₀=τ₁。

同理，对第二通道电路，由电路关系得：

$\frac{d^{0.95}{x}_2}{{\mathrm{dt}}^{0.95}}=\frac{1}{R_{13}{C}_0}[\frac{R_{11}}{R_7}{E}_2-(1+\frac{R_{11}}{R_7})\frac{\frac{x_2}{R_8}+\frac{x_3}{R_9}+\frac{1}{{10R}_{10}}{x}_1{x}_3}{\frac{1}{R_8}+\frac{1}{R_9}+\frac{1}{R_{10}}+\frac{1}{R_{12}}}]---\left(7\right)$

当R₁₂=R₈=R₉=50R₁₀，且R₁₁=52R₇，可以使方程（7）中x₂，x₁x₃，x₃系数比为1:5:1，此时(R₁₁/R₇)E₂=U_q，R₁₃C₀=τ₂。

同理，对第三通道电路，由电路关系得：

$\frac{d^{0.95}{x}_3}{{\mathrm{dt}}^{0.95}}=\frac{1}{R_{20}{C}_0}[\frac{R_{18}}{R_{14}}{x}_2+\frac{R_{18}}{R_{15}}\frac{1}{10}{x}_1{x}_2-(1+\frac{R_{18}}{R_e})\frac{\frac{E_3}{R_{17}}+\frac{x_3}{R_{16}}}{\frac{1}{R_{17}}+\frac{1}{R_{16}}+\frac{1}{R_{19}}}]---\left(8\right)$

Re为R₁₄与R₁₅并联等效电阻。当R₁₄=(50a/b)R₁₅=4.7375R₁₅，R₁₈=50aR₁₅=75.8R₁₅,R₁₆=（50a+b-c）/cR₁₉=50R₁₉，R₁₇=cR₁₆=1.8R₁₆=90R₁₉时，可以使方程（8）中x₁x₂，x₂，x₃系数比依次为5a:b:c，此时E₃=T_L，R₁₃C₀=τ₃。

由以上推导，得到电路中各元件参数为R₁=100k，R₂=R₃=4.9M，R₄=5M，R₅=100K，R₆=6.45M，E₁=2.54V，R₇=100K，R₈=5M，R₉=5M，R₁₀=100K，R₁₁=5200K，R₁₂=5M，R₁₃=7.125M，E₂=9V,R₁₄=473.75K,R₁₅=100K,R₁₆=9M,R₁₇=5M,R₁₈=7580K,R₁₉=100K,R₂₀=1M,E₃=10.5V，R₂₂=R₂₈=1kΩ，R₂₁为可调电阻，调节范围为1kΩ到100kΩ，改变R₂₁的阻值就可以改变第一通道电路中反相比例电路的比例系数（R₂₁与R₂₈的比值），达到调节混沌信号强度的目的。

图3示出了调制控制电路的结构图，该调制控制电路使得混沌信号在PWM芯片正常工作范围内。该调制控制电路包括：第二十三电阻R23、第二十四电阻R24、第二十五电阻R25、第二十六电阻R26、第二十七电阻R27、第四直流电源E4和第八运算放大器U8组成，其中第八运算放大器U8的同相输入端耦接第二十六电阻R26的一端和第二十四电阻R24的一端，第八运算放大器U8的反相输入端耦接第二十三电阻R23的一端和第二十五电阻R25的一端，第八运算放大器U8的输出端耦接第二十五电阻R25的另一端和第二十七电阻R27的一端，第二十七电阻R27的另一端耦接PWM发生器的时钟端RT/CT，第二十六电阻R26的另一端耦接地，第二十四电阻R24的另一端耦接第四直流电源E4的正极端，第四直流电源E4的负极端耦接地，第二十三电阻R23的另一端耦接分数阶混沌发生电路的输出端，假定该第二十三电阻R23的另一端耦接收分数阶混沌发生电路的输出信号V。调制控制电路各元件取下列参数R23=10kΩ，R24=6kΩ，R26=R25=8kΩ，R27=1kΩ，E4=5V。

其中，本发明实施例中的各乘法器可以采用MC1496，运算放大器可以采用LM741其输入电压可以为±15V。

其中，本发明实施例中的PWM发生器可采用UC3842芯片，其时钟端为RT/CT端。UC3842芯片的工作频率由时钟端RT/CT所外接信号决定。分数阶混沌信号能使PWM芯片的工作频率发生变化，不再与传统PWM芯片一样工作在某一固定频率。混沌信号改变的是PWM芯片的瞬时工作频率，使其频率在开关变换器的设计频率左右变化，达到扩频的目的，因而具有连续功率谱，使得开关变换器的电磁干扰得到抑制。

图4示出了本发明实施例提供的分数阶混沌发生电路所产生的x1-x2混沌相图，横坐标为x1，纵坐标为x2，从图中可以看出，系统输出x1-x2被限定在特定区域内，具有极限环特征，混沌现象明显。

图5示出了本发明实施例提供的混沌信号x1的时序图，横坐标为时间t，纵坐标为x1，从图可以看出此混沌信号具有类随机性。

图6示出了本发明实施例提供的一混沌信号x1的功率谱，横坐标为f/Hz，纵坐标为幅值|y(t)|，从图可看出其频谱分布很广泛，各频率附近幅值相差不大，即功率谱是连续的。

以上对本发明实施例所提供的PWM信号发生系统和混沌信号发生电路进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (1)

1.一种可用于PWM发生器的分数阶混沌电路，其特征是：该分数阶混沌电路包括：第一通道电路，第二通道电路和第三通道电路；其中，

所述第一通道电路包括：第一乘法器、第一运算放大器、第二运算放大器和第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第一直流电源和第一积分算子电路；其中，第一运算放大器的反相输入端耦接第一电阻的一端和第四电阻的一端，第一运算放大器的同相输入端耦接第二电阻的一端、第三电阻的一端和第五电阻的一端，第一运算放大器的输出端耦接第四电阻的另一端和第六电阻的一端，第五电阻的另一端耦接地，第三电阻的另一端耦接第一直流电源的正极端，第一直流电源的负极端耦接地，第二电阻的另一端耦接第二运算放大器的输出端，第一电阻的另一端耦接第一乘法器的输出端；第二运算放大器的同相输入端耦接地，第二运算放大器的反相输入端耦接第六电阻的另一端和第一积分算子电路的输入端，第二运算放大器输出端耦接第一积分算子电路的输出端，该第二放大器的输出端用于输出混沌信号x1；

第二通道电路包括：第二乘法器、第三运算放大器、第四运算放大器和第七电阻、第八电阻、第九电阻、第十电阻、第十一电阻、第十二电阻、第十三电阻、第二直流电源和第二积分算子电路；其中，第三运算放大器的反相输入端耦接第七电阻的一端和第十一电阻的一端，第三运算放大器的同相输入端耦接第八电阻的一端、第九电阻的一端、第十电阻的一端和第十二电阻的一端，第三运算放大器的输出端耦接第十一电阻的另一端和第十三电阻的一端，第十二电阻的另一端耦接地，第十电阻的另一端耦接第二乘法器的输出端，第九电阻的另一端耦接第六运算放大器的输出端，第八电阻的另一端耦接第四运算放大器的输出端，第七电阻的另一端耦接第二直流电源的正极端，第二直流电源的负极端耦接地；第四运算放大器的同相输入端耦接地，第四运算放大器的反相输入端耦接第十三电阻的另一端和第二积分算子电路的输入端，第二积分算子电路的输出端耦接第四运算放大器的输出端；

第三通道电路包括：第三乘法器、第五运算放大器、第六运算放大器和第十四电阻、第十五电阻、第十六电阻、第十七电阻、第十八电阻、第十九电阻、第二十电阻、第三直流电源和第三积分算子电路组成；其中，第五运算放大器的反相输入端耦接第十四电阻的一端、第十五电阻的一端和第十八电阻的一端，第五运算放大器的同相输入端耦接第十六电阻的一端、第十七电阻的一端和第十九电阻的一端，第五运算放大器的输出端耦接第十八电阻的另一端和第二十电阻的一端，第十九电阻的另一端耦接地，第十六电阻的另一端耦接第六运算放大器的输出端，第十五电阻的另一端耦接第三乘法器的输出端，第十四电阻的另一端耦接第四运算放大器的输出端，第十七电阻的另一端耦接第三直流电源的正极端，第三直流电源的负极端耦接地；第六运算放大器的同相输入端耦接地，第六运算放大器的反相输入端耦接第二十电阻的另一端和第三积分算子电路的输入端，第三积分算子电路的输出端耦接第六运算放大器的输出端；第一乘法器的第一输入端耦接第四运算放大器的输出端，第一乘法器的第二输入端耦接第六运算放大器的输出端，第二乘法器的第一输入端耦接第二运算运算放大器的输出端，第二乘法器的第二输入端耦接第六运算放大器的输出端，第三乘法器的第一输入端耦接第二运算放大器的输出端，第三乘法器的第二输入端耦接第四运算放大器的输出端。

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