CN103607234A - 一种中继合并接收方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种中继合并接收方法和系统，包括：根据直达、中继链路信道响应矩阵，直达、中继链路噪声和直达、中继链路的用户信号，分别得到每条接收支路的直达、中继链路接收信号；配对所述每条接收支路的直达、中继链路接收信号，分别构建每条接收支路的合并接收信号模型和等效信道响应矩阵；对每条接收支路的接收信号进行最大信噪比合并，得到每条合并支路最大信噪比对应的最大特征值，计算合并向量；根据每条接收支路的接收信号、等效信道响应矩阵及所述合并向量分别得到合并接收信号和合并等效信道响应矩阵。本发明能够将信号信息和信道信息同时作为解调输入，满足了LTE-A技术中针对球形译码解调的信号和数据输入形式的要求。

Description

一种中继合并接收方法和系统

技术领域

本发明涉及无线通信领域，尤其涉及中继合并接收方法和系统。

背景技术

长期演进（Long Time Evolution，LTE）技术成熟之后，为进一步提高用户接收性能，第三代合作伙伴计划（The3rd GenerationPartnership Project，3GPP）着手制定LTE后续演进（LTE-Advanced，LTE-A)。LTE-A在LTE基础上扩展了多输入多输出（Multiple-InputMultiple-Out-put，MIMO）天线收发数量以提升分集增益，并出现了采用中继（Relay Node,RN）传输的方案。LTE-A中继传输技术能大大提高边缘用户接收性能，是当今通信技术的研究热点之一。对中继用户（RN-User Equipment,RN_UE）而言，中继传输情况下接收端会有直达链路（direct link）和中继链路（access link）两路下行MIMO信号，需要更好地利用两路信号的有用部分，获取传输消息。常见的MIMO接收合并方式有等增益合并、选择合并和最大比合并（Maximum RatioCombination，MRC）：等增益合并是对接收的多路信号直接相加得到合并信号并接收；选择合并是多路接收信号中选取信噪比最大的一路信号进行接收；最大比MIMO合并是对多路信号乘以合并向量，赋予权重并相加，使合并后的信号信噪比达到最大值。由于最大比合并充分利用了多路信号，从解调性能和信号的利用角度，最大比合并算法优于等增益合并和选择合并。

图1中的c代表传输消息，T表示发送天线数量，R表示接收天线数，v₁到v_T为发送功率控制系数，h₁₁...h_R1...h_RT表示信道响应，n₁...n_R表示不同接收链路的加性高斯白噪声，w₁...w_R为每一支路的合并接收系数，

代表合并接收结果。最大比合并思想即根据信道响应向量h₁₁...h_R1...h_RT，求取满足信噪比（Signal to Noise Ratio，SNR）最大的接收向量w₁...w_R，对信号进行合并接收。根据图1所示，在接收端现有的最大比合并算法流程主要有以下步骤：第一步，根据所估计的信道响应矩阵h₁₁...h_R1...h_RT，求取(h₁₁...h_R1...h_RT)^H(h₁₁...h_R1...h_RT)的最大特征值；第二步，根据最大特征值获取最大特征向量下的特征向量，作为合并向量；第三步，通过多路接收信号矩阵与合并向量相乘，将多路信号合并为一路。

但是在LTE-A技术中，信号的解调必须支持软输出球形解调，需要满足信号信息和信道信息同时作为解调输入，现有技术中只针对信号数据信息进行中继合并的方法无法满足LTE-A的传输场景与技术细节需求，在这方面领域还依然存在空白。

发明内容

（一）要解决的技术问题

本发明提供一种中继合并接收方法和系统，能够同时得到合并接收信号和合并等效信道响应矩阵。

（二）技术方案

为解决上述技术问题，本发明提供一种中继合并接收方法，包括：

根据直达、中继链路信道响应矩阵，直达、中继链路噪声和直达、中继链路的用户信号，分别得到每条接收支路的直达、中继链路接收信号；

配对所述每条接收支路的直达、中继链路接收信号，分别构建每条接收支路的合并接收信号模型和等效信道响应矩阵；

对每条接收支路的接收信号进行最大信噪比合并，得到每条合并支路最大信噪比对应的最大特征值，根据最大特征值获取最大特征向量下的特征向量，作为合并向量；

根据每条接收支路的接收信号及所述合并向量得到合并接收信号；根据每条接收支路的等效信道响应矩阵及所述合并向量得到合并等效信道响应矩阵。

进一步地，所述方法中的发射支路数量为T，接收支路数量为R，每条支路上数据流维度为1×L；

所述直达链路信道响应矩阵H为：

所述中继链路信道响应矩阵G为：

所述直达链路噪声N_d和所述中继链路噪声N_r均为R×L维高斯白噪声，n_r1,n_r2,...n_rR和n_d1,n_d2,...n_dR为噪声功率不完全相同的1×L维高斯白噪声：N_d=[n_d1,n_d2,...n_dR]^T，N_r=[n_r1,n_r2,...n_rR]^T；

所述直达链路和中继链路的用户信号相同，均为S，是T×L维信号矩阵，s₁,s₂,…,s_T为不完全相同的1×L维的数据流，S=[s₁,s₂,…,s_T]^T；

则直达链路接收信号Y_d和中继链路接收信号Y_r均为R×L维信号矩阵：Y_d=HS+N_d=[y_d1 y_d2 … y_dR]^T，Y_r=GS+N_r=[y_r1 y_r2 … y_rR]^T，

式中y_d1,y_d2,…,y_dR和y_r1,y_r2,…,y_rR即分别为R条接收支路中每条接收支路的直达、中继链路接收信号。

进一步地，面向成对的直达、中继接收天线支路进行最大比合并。所述第i条接收支路的接收信号Y_i的计算方法为：

$Y_i={\left[y_{\mathrm{di}}{y}_{\mathrm{ri}}\right]}^T=\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Σ}{h}_{\mathrm{ix}}{s}_x\\ \underset{T}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{\mathrm{ix}}{s}_x\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{\mathrm{di}}\\ n_{\mathrm{ri}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{H}_i\\ G_i\end{array}\right]\·S+\left[\begin{array}{c}{n}_{\mathrm{di}}\\ n_{\mathrm{ri}}\end{array}\right]=K_{i}S+N_i;$

所述第i条接收支路的等效信道响应矩阵K_i为：

$K_i=\left[\begin{array}{c}{H}_i\\ G_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{h}_{i1}{h}_{i2}...h_{\mathrm{iT}}\\ g_{i1}{g}_{i2}...g_{\mathrm{iT}}\end{array}\right];$

其中，x=1,2,…T，i=1,2,…R；N_i=[n_din_ri]^T为对应接收天线i的等效噪声矩阵。

进一步地，所述对每条接收支路的接收信号进行最大信噪比合并的方法包括：

针对接收天线i（i=1,2,…,R），将噪声平均功率归一化，令中继链路和直达链路的噪声平均功率分别为a_1i

和a_2i

，其中a_1i和a_2i为常系数，

为高斯白噪声方差，构造对角矩阵 $T_i:T_i=\left[\begin{array}{cc}\sqrt{a_{1i}}& 0\\ 0& \sqrt{a_{2i}}\end{array}\right];$

构建接收天线i的对应的噪声平均功率归一化为

的噪声矩阵N_ti，使得：N_i=T_iN_ti；

则接收天线i的支路接收信号：Y_i=K_iS+N_i=K_iS+T_iN_ti；

令接收天线i的支路合并接收信号为R_i，w_i为合并向量，则：

R_i=w_iY_i=w_tiY_ti；

其中，Y_ti=K_tiS+N_ti，K_ti=T_i ^-1K_i，w_ti=w_iT_i；

针对接收天线i的支路接收信号Y_ti进行最大信噪比合并，其中：

支路接收信号分量的平均功率表示为：

$P_{\mathrm{Aver}}=E\left[\right|\left|w_{\mathrm{ti}}{K}_{\mathrm{ti}}S\right|\left|\right]=E\left[S^H\left(K_{\mathrm{ti}}^H{K}_{\mathrm{ti}}{v}_i\right)\left(v_i^H{K}_{\mathrm{ti}}^H{K}_{\mathrm{ti}}\right)S\right],$

其中v_i是

特征值为λ_i时对应的单位特征向量，w_ti=(K_tiv_i)^H，v_i=[v_i1,v_i2…v_iT]^T，令用户信号S的平均功率为E_s，则支路接收信号分量的平均功率为：

支路噪声分量的平均功率为：P_Ni=λ_iσ_i ²，

合并接收后的信噪比为：

，信噪比最大取值为： ${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{SNR}\max i}={\mathrm{\λ}}_{i\max }\·\frac{E_s}{{{\mathrm{\σ}}_i}^2};$

所述每条合并支路最大信噪比对应的最大特征值为λ_imax（i=1,2,…,R）；

所述根据最大特征值获取最大特征向量下的特征向量，作为合并向量包括：根据每条支路的最大特征值λ_imax得到对应的K_ti ^HK_ti的最大特征向量ν_imax，求得合并向量ω_i=ω_tiT=(K_tiν_imax)^HT=(T^-1K_iν_imax)^HT，（i=1,2,…,R）。

进一步地，所述合并接收信号为R_i=ω_iY_i，（i=1,2,…,R）；

所述合并等效信道响应矩阵为：Q_i=ω_iK_i，（i=1,2,…,R）。

另一方面，本发明还提供一种中继合并接收系统，包括：支路信号计算单元、支路信号信道构建单元、合并向量计算单元和合并单元，各单元之间顺序相连，其中：

支路信号计算单元，用于根据直达、中继链路信道响应矩阵，直达、中继链路噪声和直达、中继链路的用户信号，分别提取并配对每条接收支路的直达、中继链路接收信号，并传送至支路信号信道构建单元；

支路信号信道构建单元，用于接收支路信号计算单元的计算结果并合并，分别构建每条接收支路的接收信号和等效信道响应矩阵，传送结果至最大信噪比合并单元；

合并向量计算单元，用于接收支路信号信道构建单元的结果，对每条接收支路的接收信号进行最大信噪比合并，得到每条合并支路最大信噪比对应的最大特征值，根据最大特征值获取最大特征向量下的特征向量，得到合并向量，并传送结果至合并单元；

合并单元，用于接收合并向量计算单元计算得到的合并向量，根据每条接收支路的接收信号及所述合并向量得到合并接收信号；根据每条接收支路的等效信道响应矩阵及所述合并向量得到合并等效信道响应矩阵。

进一步地，所述支路信号计算单元包括：

信道响应矩阵表示子单元：用于表示直达链路信道响应矩阵H和中继链路信道响应矩阵G，其中用于表示直达链路信道响应矩阵H的公式为：

用于表示中继链路信道响应矩阵G的公式为：

噪声表示子单元，用于表示直达链路噪声N_d和中继链路噪声N_r，其中用于计算直达链路噪声N_d的公式为：N_d=[n_d1,n_d2,...n_dR]^T，

用于计算中继链路噪声N_r的公式为：N_r=[n_r1,n_r2,...n_rR]^T，

n_r1,n_r2,...n_rR和n_d1,n_d2,...n_dR为噪声功率不完全相同的1×L维高斯白噪声；

用户信号表示子单元，用于表示直达链路和中继链路的用户信号，所述用户信号均为S，用于表示的用户信号的公式为：S=[s₁,s₂,...,s_T]^T，s₁,s₂,...,s_T为不完全相同的1×L维的数据流；

接收信号表示子单元，用于计算直达链路的接收信号Y_d和中继链路的接收信号Y_r，直达链路接收信号Y_d的计算公式为：

Y_d=HS+N_d=[y_d1 y_d2 ... y_dR]^T，

中继链路接收信号Y_r的计算公式为：Y_r=GS+N_r=[y_r1 y_r2 ... y_rR]^T，

其中直达链路接收信号Y_d和中继链路接收信号Y_r均为R×L维信号矩阵，y_d1,y_d2,…,y_dR和y_r1,y_r2,…,y_rR分别为R条接收支路中每条接收支路的直达、中继链路接收信号。

进一步地，所述支路信号信道构建单元包括：

支路信号构建子单元，用于构建第i条接收支路的接收信号Y_i，计算公式为：

$Y_i={\left[y_{\mathrm{di}}{y}_{\mathrm{ri}}\right]}^T=\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Σ}{h}_{\mathrm{ix}}{s}_x\\ \underset{T}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{\mathrm{ix}}{s}_x\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{\mathrm{di}}\\ n_{\mathrm{ri}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{H}_i\\ G_i\end{array}\right]\·S+\left[\begin{array}{c}{n}_{\mathrm{di}}\\ n_{\mathrm{ri}}\end{array}\right]=K_{i}S+N_i,$

其中，x=1,2,…T，i=1,2,…R；N_i=[n_din_ri]^T为对应接收天线i的等效噪声矩阵；

支路信道响应矩阵构建子单元，用于构建第i条接收支路的等效信道响应矩阵K_i，计算公式为：

$K_i=\left[\begin{array}{c}{H}_i\\ G_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{h}_{i1}{h}_{i2}...h_{\mathrm{iT}}\\ g_{i1}{g}_{i2}...g_{\mathrm{iT}}\end{array}\right],$ 其中，i=1,2,…R。

进一步地，所述合并向量计算单元包括：

噪声功率归一化子单元，用于将接收天线i（i=1,2,…,R）的噪声平均功率归一化，令中继链路和直达链路的噪声平均功率分别为a_1i

和a_2i

，其中a_1i和a_2i为常系数，

为高斯白噪声方差，对角矩阵T_i的表达式为：

$T_i=\left[\begin{array}{cc}\sqrt{a_{1i}}& 0\\ 0& \sqrt{a_{2i}}\end{array}\right],$

针对接收天线i的对应的噪声平均功率归一化为

的噪声矩阵N_ti的计算公式为：N_i=T_iN_ti；

最大信噪比合并子单元，用于针对接收天线i的支路接收信号Y_ti进行最大信噪比合并，所述支路接收信号Y_ti的公式为：Y_ti=K_tiS+N_ti，其中K_ti=T_i ^-1K_i，

针对接收天线i的支路接收信号分量的平均功率计算公式为：

$P_{\mathrm{Aver}}=E\left[\right|\left|w_{\mathrm{ti}}{K}_{\mathrm{ti}}S\right|\left|\right]=E\left[S^H\left(K_{\mathrm{ti}}^H{K}_{\mathrm{ti}}{v}_i\right)\left(v_i^H{K}_{\mathrm{ti}}^H{K}_{\mathrm{ti}}\right)S\right],$

令v_i为

K_ti特征值为λ_i时对应的单位特征向量，w_ti=(K_tiv_i)^H，v_i=[v_i1,v_i2…v_iT]^T，用户信号S的平均功率为E_s，则针对接收天线i的支路接收信号分量的平均功率计算公式为：

支路噪声分量的平均功率计算公式为：P_Ni=λ_iσ_i ²，

合并接收后信噪比的计算公式为：

最大信噪比的合并取值为：

合并向量计算子单元，用于计算每条支路的合并向量，计算公式为：ω_i=ω_tiT=(K_tiν_imax)^HT=(T^-1K_iν_imax)^HT，（i=1,2,…,R），

其中对应

的最大特征向量为ν_imax，根据所述最大信噪比合并子单元输出的最大信噪比对应的最大特征值λ_imax求得。

进一步地，所述合并单元包括：

合并接收信号子单元，用于根据每条接收支路的接收信号及所述合并向量得到合并接收信号，计算公式为：R_i=ω_iY_i，（i=1,2,…,R）；

合并等效信道响应矩阵子单元，用于根据每条接收支路的等效信道响应矩阵及所述合并向量得到合并等效信道响应矩阵，计算公式为：

Q_i=ω_iK_i，（i=1,2,…,R）。

（三）有益效果

可见，在本发明提出的中继合并接收方法和系统中，不仅是根据直达、中继链路的信道响应矩阵、噪声以及用户信号得到每条接收支路的直达、中继链路的接收信号，还据此构建了每条接收支路的等效信道响应矩阵；并且，在根据最大信噪比合并后对应的最大特征值获取了合并向量之后，利用合并向量分别得到了合并接收信号和合并等效信道响应矩阵，这样就解决了现有技术中只能利用最大比合并方法得到合并接收信号的技术问题，能够将信号信息和信道信息同时作为解调输入，满足了LTE-A技术中针对球形译码解调的信号和数据输入形式的要求，实现了最大比合并在采用球形软输出译码解调的LTE-A接收系统中的应用。

另外，本发明能够针对发送端的不同天线传送不同的信息流进行合并接收，解决了在LTE-A的传输场景中针对发送天线端口数据流不同的应用问题；并且本发明针对不同链路噪声功率不等的背景进行了接收模型的构建和噪声信号的归一化信号矩阵转换处理，满足了不同链路噪声功率背景下进行最大比合并接收处理的需求。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是现有技术中MIMO的接收合并模型；

图2是本发明实施例中LTE-A中继传输拓扑图；

图3是本发明实施例中继MIMO合并接收信号模型；

图4是本发明实施例中继合并接收方法的基本流程示意图；

图5是本发明一个优选实施例的中继合并接收方法流程图；

图6是本发明一个优选实施例在中继信道质量较好时的合并算法接收误码率性能比较；

图7是本发明一个优选实施例在中继信道质量较差时的合并算法接收误码率性能比较；

图8是本发明一个优选实施例在直达链路信道质量极差时的合并算法接收误码率性能比较；

图9是本发明一个优选实施例在中继链路信道质量极差时的合并算法接收误码率性能比较；

图10是本发明实施例中继合并接收系统的基本结构示意图；

图11是本发明一个优选实施例的中继合并接收系统结构示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明部分实施例，而不是全部。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护范围。

图2表示LTE-A中继传输模型的拓扑结构。在中继用户传输的过程中，由于回程链路的信道条件非常好，所以默认回程链路100%接收正确，对于在直达链路和中继链路中的信号，中继用户消息采用相同的MIMO、调制编码和调度模式，因此两路信号属于中继的部分在发送端是相同的。

针对图2所示的传输拓扑图，在仅研究中继传输的情况下，得到LTE-A中继用户MIMO接收端的信号处理模型，模型如图3所示。

因此，本发明实施例提出中继合并接收方法，参见图4，包括：

步骤,401：根据直达、中继链路信道响应矩阵，直达、中继链路噪声和直达、中继链路的用户信号，分别得到每条接收支路的直达、中继链路接收信号。

步骤402：配对所述每条接收支路的直达、中继链路接收信号，分别构建每条接收支路的合并接收信号模型和等效信道响应矩阵。

步骤403：对每条接收支路的接收信号进行最大信噪比合并，得到每条合并支路最大信噪比对应的最大特征值，根据最大特征值获取最大特征向量下的特征向量，作为合并向量。

步骤404：根据每条接收支路的接收信号及所述合并向量得到合并接收信号；根据每条接收支路的等效信道响应矩阵及所述合并向量得到合并等效信道响应矩阵。

可见，在本发明实施例提出的中继合并接收方法中，不仅是根据直达、中继链路的信道响应矩阵、噪声以及用户信号得到每条接收支路的直达、中继链路的接收信号，还据此构建了每条接收支路的等效信道响应矩阵；并且，在根据最大信噪比合并后对应的最大特征值获取了合并向量之后，利用合并向量分别得到了合并接收信号和合并等效信道响应矩阵，这样就解决了现有技术中只能利用最大比合并方法得到合并接收信号的技术问题，能够将信号信息和信道信息同时作为解调输入，满足了LTE-A技术中针对球形译码解调的信号和数据输入形式的要求，实现了最大比合并在采用球形软输出译码解调的LTE-A接收系统中的应用。

根据图2所示的LTE-A传输拓扑图和图3所示的中继MIMO合并接收信号模型，在本发明实施例的实际应用中，令发射支路的数量为T，接收支路数量为R，每条支路上的数据流维度为1×L。

将直达链路信道响应矩阵H表示为：

中继链路信道响应矩阵G表示为：

而直达链路噪声N_d和所述中继链路噪声N_r均为R×L维高斯白噪声，n_r1,n_r2,...n_rR和n_d1,n_d2,...n_dR为噪声功率不完全相同的1×L维高斯白噪声，N_d、N_r分别表示为：N_d=[n_d1,n_d2,...n_dR]^T，N_r=[n_r1,n_r2,...n_rR]^T；

由于图3的模型中，中继链路和直达链路的用户信号部分相同，所以均用S表示，为T×L维信号矩阵，s₁,s₂,...,s_T为不完全相同的1×L维的数据流，S=[s₁,s₂,...,s_T]^T；

对于中继用户来说，接收信号包含两部分，即直达链路接收信号Y_d和中继链路接收信号Y_r，二者均为R×L维信号矩阵，直达链路、中继链路的接收信号分别由各自R条接收天线接收的R路支路信号组成，每一支路的符号流维度也为1×L。Y_d、Y_r的表达式分别为：Y_d=HS+N_d=[y_d1 y_d2 … y_dR]^T，Y_r=GS+N_r=[y_r1 y_r2 … y_rR]^T，

式中y_d1,y_d2,…,y_dR和y_r1,y_r2,…,y_rR分别为R条接收支路中每条接收支路的直达、中继链路接收信号。

在本发明的一个实施例中，由于发送端不同的发送天线端口的数据流不尽相同，合并接收的输出也要求能适应球形软输出解调，因此本发明实施例的接收方法首先需要基于天线端口构建新的信号模型表示。对所有的接收天线，原信号s₁,s₂,...,s_T可以是不同的信号，表示不同的消息。因此不能将所有接收天线的信号合并为一路，而在发送端每根天线对应位置的中继发送信号和直达链路发送信号S_x（x=1,2,…，T）是相同的。针对每根天线的合并，可以利用中继链路和直达链路的信号，由此对天线端口1到R分别构建支路接收信号和信道模型。

针对第i条接收支路的接收信号Y_i可以用如下方法计算：

$Y_i={\left[y_{\mathrm{di}}{y}_{\mathrm{ri}}\right]}^T=\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Σ}{h}_{\mathrm{ix}}{s}_x\\ \underset{T}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{\mathrm{ix}}{s}_x\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{\mathrm{di}}\\ n_{\mathrm{ri}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{H}_i\\ G_i\end{array}\right]\·S+\left[\begin{array}{c}{n}_{\mathrm{di}}\\ n_{\mathrm{ri}}\end{array}\right]=K_{i}S+N_i,$

第i条接收支路的等效信道响应矩阵K_i的计算方法为：

$K_i=\left[\begin{array}{c}{H}_i\\ G_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{h}_{i1}{h}_{i2}...h_{\mathrm{iT}}\\ g_{i1}{g}_{i2}...g_{\mathrm{iT}}\end{array}\right],$

其中，x=1,2,…T，i=1,2,…R；N_i=[n_din_ri]^T为对应接收天线i的等效噪声矩阵。

在本发明的另一个实施例中，在基于天线端口构建新的信号模型表示的基础上，采用基于天线端口的最大信噪比比合并接收，针对天线端口i，令合并信号为R_i，合并向量为w_i，则R_i=w_iY_i,

由于接收信号中的信号分量经过信道后幅度衰减，平均功率无法确定，而噪声的平均功率也不尽相同，所以，无法对天线端口i的信噪比进行统一的衡量。因此对支路信号模型进行矩阵变换，将噪声平均功率归一化，以相同的各个噪声分量的平均功率为基准衡量接收端的信噪比。令中继链路和直达链路的噪声平均功率分别为a_1i

和a_2i ，其中a_1i和a_2i为常系数，取值由信道噪声的功率决定，

为高斯白噪声方差，构造对角矩阵 $T_i:T_i=\left[\begin{array}{cc}\sqrt{a_{1i}}& 0\\ 0& \sqrt{a_{2i}}\end{array}\right];$

因为N_i两支路噪声平均功率为a_1i

和a_2i

,因此存在将支路噪声平均功率归一化为

的噪声矩阵N_ti，使噪声矩阵N_i可以由矩阵T_i和N_ti相乘得到，即：N_i=T_iN_ti,

从而接收天线i的支路接收信号：Y_i=K_iS+N_i=K_iS+T_iN_ti。

将合并信号R_i表示为：

R_i=w_iY_i=w_i(K_iS+N_i)=w_i(K_iS+T_iN_ti)=w_iT(T^-1K_iS+N_ti)

=w_ti(K_tiS+N_ti)=w_tiY_ti

其中，Y_ti=K_tiS+N_ti,K_ti=T_i ^-1K_i,w_ti=w_iT_i；

经变量转换后，对Y_ti而言，来自直达链路和中继链路两路发送端的信号均是S，是对两路相同的S信号的合并接收，并且噪声的两个支路均是功率归一化为σ²的噪声。由此可以按等链路噪声功率模型的合并思想进行如下进一步的合并接收。

若对Y_ti中的支路信号进行最大信噪比合并，则合并信号w_tiK_tiS（w_iK_iS）平均功率和合并噪声w_tiN_ti（w_iN_i）平均功率满足最大信噪比。对噪声平均功率进行处理后，天线端口i的合并信号如下式：

R_i=w_tiY_ti=w_ti(K_tiS+N_ti),

通过求解矢量信号范数，天线上的信号分量平均功率由下式得到：

$\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{Aver}}=E\left[\right|\left|w_{\mathrm{ti}}{K}_{\mathrm{ti}}S\right|\left|\right]=E\left[S^H{K}_{\mathrm{ti}}^H{w}_{\mathrm{ti}}^H{w}_{\mathrm{ti}}{K}_{\mathrm{ti}}S\right]\\ =E\left[S^H{K}_{\mathrm{ti}}^H{K}_{\mathrm{ti}}{v}_i{\left(K_{\mathrm{ti}}{v}_i\right)}^H{K}_{\mathrm{ti}}S\right]=E\left[S^H\left(K_{\mathrm{ti}}^H{K}_{\mathrm{ti}}{v}_i\right)\left(v_i^H{K}_{\mathrm{ti}}^H{K}_{\mathrm{ti}}\right)S\right]\end{array}$

其中v_i是

特征值为λ_i时对应的单位特征向量，w_ti=(K_tiv_i)^H，v_i=[v_i1,v_i2…v_iT]^T，从而平均功率可以进一步表示为：

$P_{\mathrm{Aver}}=E\left[S^H{\mathrm{\λ}}_i{v}_i{v}_i^H{\mathrm{\λ}}_{i}S\right]={\mathrm{\λ}}_i^{2}E\left[{\left|\right|S^H{v}_i\left|\right|}^2\right]$

因为S为独立0,1二进制随机比特数据，且在调制星座图为正方形的正交调幅（QAM）调制情形下，S的各个元素值之间相互独立且均值为零，平均功率相同，令其为E_s，则信号平均功率可以进一步表示为： $\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{Aver}}={\mathrm{\λ}}_i^{2}E\left[{\left|\right|S^H{v}_i\left|\right|}^2\right]={\mathrm{\λ}}_i^{2}E[(\underset{T}{\mathrm{\Σ}}{s}_x*v_{\mathrm{ix}})\underset{T}{\mathrm{\Σ}}{s}_x{v}_{\mathrm{ix}}*]={\mathrm{\λ}}_i^2\left(\underset{x=i}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|v_{\mathrm{ix}}\left|\right|}^2\right)E\left[{\left|\right|s_i\left|\right|}^2\right],\\ ={\mathrm{\λ}}_i^2\left(\underset{x=i}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|v_{\mathrm{ix}}\left|\right|}^2\right)E_s={\mathrm{\λ}}_i^2{E}_s\end{array}$

同理可得合并后天线端口i的噪声分量平均功率为：

$\begin{array}{c}{P}_N=E\left[\right|\left|w_{\mathrm{ti}}{N}_{\mathrm{ti}}\right|\left|\right]=E\left[N_{\mathrm{ti}}^H{w}_{\mathrm{ti}}^H{w}_{\mathrm{ti}}{N}_{\mathrm{ti}}\right]=E\left[\right[N_{\mathrm{ti}}^H{v}_i^H{K}_{\mathrm{ti}}^H{K}_{\mathrm{ti}}{v}_i{N}_{\mathrm{ti}}\left]\right]\\ ={\mathrm{\λ}}_{i}E\left[{\left|\right|N_{\mathrm{ti}}^H{v}_i\left|\right|}^2\right]={\mathrm{\λ}}_i{{\mathrm{\σ}}_i}^2\end{array},$

为归一化后噪声向量N_ti的平均功率，合并接收后信噪比γ_SNRi表示为： ${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{SNRi}}=\frac{P_{\mathrm{Aver}}}{P_{\mathrm{Ni}}}=\frac{{\mathrm{\λ}}_i^2{E}_s}{{\mathrm{\λ}}_i{{\mathrm{\σ}}_i}^2}={\mathrm{\λ}}_i\·\frac{E_s}{{{\mathrm{\σ}}_i}^2},$

信噪比的最大取值表示为：

由于信号发送端平均功率E_s和噪声归一化功率确定，故当λ_i取为最大特征值（v_i取

K_ti最大特征向量v_imax）时，合并后信号信噪比值γ_SNR最大。

因此求得合并向量：

ω_i=ω_tiT=(K_tiν_imax)^HT=(T^-1K_iν_imax)^HT，

在本发明的另一个实施例中，根据合并向量和各支路的接收信号、等效信道矩阵，最后求得合并接收信号和合并等效信道响应矩阵，作为球形译码软输出解调的输入数据，完成接收端的最大比合并直达链路和中继链路信号。至此，中继MIMO的合并处理流程执行完毕。将合并的信号和信道信息作为LTE-A球形软输出解调模块的输入进行后续的软输出解调操作。

其中合并接收信号为：R_i=ω_iY_i，（i=1,2,…,R）；

合并等效信道响应矩阵为：Q_i=ω_iK_i，（i=1,2,…,R）。

下面以具体的接收端中继MIMO合并接收为例，来说明本发明一个具体实施例的实现过程，如图5所示：

步骤501：根据中继链路和直达链路信道矩阵对每一根天线端口i(i=1,2...R)构造传输矩阵K_i、噪声矩阵N_i和传输模型R_i=w_iY_i=w_i(K_iS+TN_i)；

此步骤中，根据如前所述的直达、中继链路响应矩阵，构造Ki为：

$K_i=\left[\begin{array}{c}{H}_i\\ G_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{h}_{i1}{h}_{i2}...h_{\mathrm{iT}}\\ g_{i1}{g}_{i2}...g_{\mathrm{iT}}\end{array}\right],$

噪声矩阵N_i为：N_i=[n_din_ri]。

步骤502：将原传输模型映射到等支路噪声功率传输模型：w_i→w_ti,K_i→K_ti,N_i→N_ti，R_i=w_tiY_ti=w_ti(K_tiS+N_ti)。

步骤503：对于等支路噪声模型，利用QR法求解矩阵K_ti ^HK_ti最大特征值λ_imax，反幂法求最大特征向量v_imax，由w_ti=(K_tiv_imax)^H得到合并向量w_i。

步骤504：将等噪声合并模型逆映射到原模型：w_ti→w_i，R_i=w_iY_i，Q_i=w_iK_i，合并中继直达链路接收信号，并获取等效信道响应矩阵。

至此，则完成了接收端中继MIMO合并接收的全过程。

另外，需要说明的是，上述基于图5的所有流程描述是本发明接收端中继MIMO合并接收方法的一种优选的实现过程，在本发明接收端中继MIMO合并接收方法的实际实现中，可以根据需要在图4所示流程的基础上进行任意变形，可以是选择图5中的任意步骤来实现。

对于上述方法的执行过程，每根接收天线端的等噪声功率模型转换预算时间复杂度是4T²·L次乘法；参照每根接收天线在使用QR法求最大特征值，反幂法求最大特征向量的情况下，时间运算复杂度是Ο（T³L），假设需要f(T³)·L步乘法运算（f(T³)为某一最高次项为T³的多项式）；则每根接收天线对信号和信道估计矩阵的合并需要（4+4T）·L步乘法运算。因此完成上述模型中所有R根接收天线合并接收的乘法运算量可以用下式表示：R·(f(T³)+4T²+4T+4)·L

算法复杂度主要由特征向量的求解方法决定，在采用QR法求特征向量的情况下，算法复杂度数量级为O(RT³L)，当采用更高效的特征向量求解算法的时，算法复杂度能进一步降低。

对球形译码解调（最大似然比解调的数值实现）误符号率(SER,Symbol Error Rate）分析需要涉及特定的调制符号集合，对Turbo误码率分析需要涉及特定的编译码结构和码率。因此，为了不失一般性，本发明实施例针对高斯白噪声信道，M-ary QAM调制解调，不考虑Turbo码纠错性能，对本发明实施例的平均误码率进行分析。

在对第i(i=1,...,R)根接收天线的信号进行合并时，可等效为对2根发送天线和1根接收天线的合并接收过程，此时收发天线组合表示为{(m,n)|m=1,n=2}。最大特征值λ_imax的分布函数可以表示为：

P(λ_imax≤λ)=K_m,ndet(G(λ))

G(λ)为m×m维Hankel矩阵，K_m,n为常量，Γ(l,u)为不完全Γ函数：

$K_{m,n}={[{\mathrm{\Π}}_{i=1}^m(m-i)!{\mathrm{\Π}}_{i=1}^n(n-i)!]}^{-1}$

$G\left(\mathrm{\λ}\right)=[{\mathrm{\Γ}(n-m+i+j-1)]}_{i,j=1}^m$

$\mathrm{\Γ}(l,u)\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\underset{0}{\overset{u}{\∫}}{x}^{l-1}\exp (-x)\mathrm{dx}=(l-1)![1-e^{-u}\underset{i=0}{\overset{l-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{u^i}{i!}]$

对概率分布函数P(λ_imax≤λ)求λ的导数，进一步得到λ_imax的概率密度函数

${p_{\mathrm{\λ}}}_{i\max }\left(\mathrm{\λ}\right)=K_{m,n}\underset{k=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=n-m}{\overset{(n+m-2k)k}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{k,l}{\mathrm{\λ}}^l{e}^{-\mathrm{k\λ}}$

a_k,l表示对det(G(λ))求导后λ^le^-kλ的系数，a_k,l的数值可由输入如下方法求得：输入：

输出：a_k,l：

步骤S1：初始化函数

步骤S2：设定：k←1,l←(m+n-2)；

步骤S3：估计a_k,l：

步骤S4：定义函数

更新函数f←(f-g)；

步骤S5：设定l←(l-1);如果l≥(m+n)则进入步骤S3，否则进入步骤S6；

步骤S6：设定k←(k+1);如果k≤(m)则设定l←(m+n-2k)k并进入步骤S3，否则结束返回a_k,l。

第i(i=1,...R)根接收天线合并接收后符号SNR值概率密度函数为：

$p_{i\_\mathrm{SNR}}\left(\mathrm{\γ}\right)=\underset{k=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=n-m}{\overset{(n+m-2k)k}{\mathrm{\Σ}}}{K}_{m,n}{a}_{k,l}{\mathrm{\γ}}^l{\stackrel{\‾}{\mathrm{\γ}}}^{-(l+1)}{e}^{-\frac{k}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\γ}}}\mathrm{\λ}}$

表示为接收信号模型的平均信噪比，有

当概率密度和特征函数为e^jwλ的期望值E(e^jwλ)时，进一步求解得到p_{i_SNR}(γ)对应的输出信噪比的特征函数：

${\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{\γ}}\left(\mathrm{jw}\right)=\underset{k=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=n-m}{\overset{(n+m-2k)k}{\mathrm{\Σ}}}\frac{K_{m,n}\·a_{k,l}\·l!}{{\left[(1-\frac{\mathrm{jw}\stackrel{\‾}{\mathrm{\γ}}}{k})k\right]}^{l+1}}$

由此得到在M_QAM调制方式下，接收天线端口i(i=1,...,R)合并接收的误符号率P_{e_i}：

$P_{e\_i}=\frac{4}{\mathrm{\π}}(1-\frac{1}{\sqrt{M}})\underset{0}{\overset{\frac{\mathrm{\π}}{2}}{\∫}}{\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{\γ}}(-\frac{3}{2(M-1){\sin }^2\mathrm{\θ}})\mathrm{d\θ}-\frac{4}{\mathrm{\π}}{(1-\frac{1}{\sqrt{M}})}^2\underset{0}{\overset{\frac{\mathrm{\π}}{2}}{\∫}}{\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{\γ}}(-\frac{3}{2(M-1){\sin }^2\mathrm{\θ}})\mathrm{d\θ}$

在AWGN信道中，可以用以下等式描述第i(i=1,...R)根接收天线的误码率性能P_{b_i}与SER值P_{e_i}的关系：

其中N_min表示调制符号平均最小码字距离，M表示调制M-ary调制星座点数。所有R根接收天线的总平均误码率P_b可以对P_{b_i}(i=1,...R)求平均值得到：

本发明实施例将中继合并接受方法应用到LTE-A仿真系统，通过选择接收和本发明实施例合并接收的方法对比，观察实际的性能表现。在维也纳工业大学LTE-A仿真系统中加入中继传输和本发明实施例合并接收方法，LTE-A仿真环境变量设定为：基站采用1/3Turbo编码，1.4M Hz带宽，MIMO采用传输分集，2根发送天线，用户信号发送平均功率归一化为1；中继与基站发送方式完全相同；中继用户端有2根接收天线，最优信道估计，采用软输出球形译码解调，Turbo译码前端HARQ(Hybrid Auto Retransmit Quest)采用比特级对数似然比信息软合并；信道模型采用PedA1信道模型。

图6是中继链路信道质量较好（噪声平均功率较小）的情况下，选择直达链路、中继链路和合并算法接收的误码率性能。仿真中通过设定直达链路噪声功率，使直达链路SNR范围为-10到5dB，中继链路SNR值比直达链路平均高5dB，即为-5到10dB。由图可看出，当中继用户误码率同为10^-3时，选择中继链路比直达链路信噪比有约5个dB增益，而合并算法又比中继链路选择接收的信噪比有2个dB的增益。

图7是中继链路信道质量较差（噪声平均功率较大）的情况下，选择直达链路接收、中继链路接收和合并算法接收的误码率性能。仿真中通过设定直达链路噪声功率，使直达链路和中继链路SNR范围都从-10到5dB。从图7中可以看出，中继链路和直达链路的误码率性能不相上下，当中继用户误码率为10^-2时，合并算法比其他两种接收算法的信噪比有约3个dB增益的改善。

图8和图9是在中继链路或直达链路信道质量非常差的情况下，合并算法与选择信道接收的性能比较。仿真图结果验证了合并算法能适应极端信道条件的接收，具有良好的鲁棒性。

图8是直达链路信道质量极差情况下的用户接收误码率性能。设定直达链路的噪声，使其满足直达链路信噪比恒为-15dB，设定中继链路信噪比范围从-10dB到5dB。此时，直达链路信道过差，无法提供合并接收的有用消息，但合并算法合并接收的性能仍不逊于选择中继链路接收的误码率性能，这说明合并算法能适应直达链路极差的情况。

图9是中继链路信道质量极差情况下的用户接收误码率性能。设定中继链路的噪声，使其满足直达链路信噪比恒为-10dB，设定直达链路信噪比范围为-10dB到5dB。此时，中继链路信道过差，只能提供极少合并接收的有用消息，但合并算法合并接收的性能略优于选择直达链路接收的误码率性能，这说明合并算法能适应直达链路极差的情况。

图8和图9的仿真结果验证了合并算法能适应极端信道条件下的接收，具有良好的鲁棒性。

本发明实施例通过分析算法复杂度和误码率性能，并通过仿真验证得到本发明实施例的中继合并接收方法在LTE-A接收信号信噪比范围为-10dB和10dB之间时，能够有效地提高接收误码率性能，并具有良好的鲁棒性，能适应极端噪声环境下的中继或者直达链路信道，帮助提升中继用户接收性能。

本发明实施例还提供了一种中继合并接收系统，如图10所示，包括：支路信号计算单元1001、支路信号信道构建单元1002、合并向量计算单元1003和合并单元1004，各单元之间顺序相连，其中：

支路信号计算单元1001，用于根据直达、中继链路信道响应矩阵，直达、中继链路噪声和直达、中继链路的用户信号，分别提取并配对每条接收支路的直达、中继链路接收信号，并传送至支路信号信道构建单元1002；

支路信号信道构建单元1002，用于接收支路信号计算单元1001的计算结果并合并，别构建每条接收支路的接收信号和等效信道响应矩阵，传送结果至合并单元1004；

合并向量计算单元1003，用于接收支路信号信道构建单元1002的结果，对每条接收支路的接收信号进行最大信噪比合并，得到每条合并支路最大信噪比对应的最大特征值，根据最大特征值获取最大特征向量下的特征向量，得到合并向量，并传送结果至合并单元1004；

合并单元1004，用于接收合并向量计算单元1003计算得到的合并向量，根据每条接收支路的接收信号及所述合并向量得到合并接收信号；根据每条接收支路的等效信道响应矩阵及所述合并向量得到合并等效信道响应矩阵。

在本发明的一个实施例中，如图11，支路信号计算单元1001包括：

信道响应矩阵表示子单元1101：用于表示直达链路信道响应矩阵H和中继链路信道响应矩阵G，其中用于表示直达链路信道响应矩阵H的公式为：

用于表示中继链路信道响应矩阵G的公式为：

噪声表示子单元1102，用于表示直达链路噪声N_d和中继链路噪声N_r，其中用于计算直达链路噪声N_d的公式为：N_d=[n_d1,n_d2,...n_dR]^T，

用于计算中继链路噪声N_r的公式为：N_r=[n_r1,n_r2,...n_rR]^T，

n_r1,n_r2,...n_rR和n_d1,n_d2,...n_dR为噪声功率不完全相同的1×L维高斯白噪声；

用户信号表示子单元1103，用于表示直达链路和中继链路的用户信号，所述用户信号均为S，用于表示的用户信号的公式为：

S=[s₁,s₂,...,s_T]^T，

s₁,s₂,...,s_T为不完全相同的1×L维的数据流；

接收信号表示子单元1104，用于计算直达链路的接收信号Y_d和中继链路的接收信号Y_r，直达链路接收信号Y_d的计算公式为：

Y_d=HS+N_d=[y_d1 y_d2 ... y_dR]^T，

中继链路接收信号Y_r的计算公式为：Y_r=GS+N_r=[y_r1 y_r2 ... y_rR]^T，

其中直达链路接收信号Y_d和中继链路接收信号Y_r均为R×L维信号矩阵，y_d1,y_d2,…,y_dR和y_r1,y_r2,…,y_rR分别为R条接收支路中每条接收支路的直达、中继链路接收信号。

在本发明的另一个实施例中，支路信号信道构建单元1002可包括：

支路信号构建子单元1105，用于选取配对中继和直达链路接收信号构建每条接收支路的接收信号Y_i，计算公式为：

$Y_i={\left[y_{\mathrm{di}}{y}_{\mathrm{ri}}\right]}^T=\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Σ}{h}_{\mathrm{ix}}{s}_x\\ \underset{T}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{\mathrm{ix}}{s}_x\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{\mathrm{di}}\\ n_{\mathrm{ri}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{H}_i\\ G_i\end{array}\right]\·S+\left[\begin{array}{c}{n}_{\mathrm{di}}\\ n_{\mathrm{ri}}\end{array}\right]=K_{i}S+N_i,$

其中，x=1,2,…T，i=1,2,…R；N_i=[n_din_ri]^T为对应接收天线i的等效噪声矩阵；

支路信道响应矩阵构建子单元1106，用于构建第i条接收支路的等效信道响应矩阵K_i，计算公式为：

$K_i=\left[\begin{array}{c}{H}_i\\ G_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{h}_{i1}{h}_{i2}...h_{\mathrm{iT}}\\ g_{i1}{g}_{i2}...g_{\mathrm{iT}}\end{array}\right],$

其中，i=1,2,…R。

在本发明的一个实施例中，合并向量计算单元1003可以包括：

噪声功率归一化子单元1107，用于将接收天线i（i=1,2,…,R）的噪声平均功率归一化变换，令中继链路和直达链路的噪声平均功率分别为a_1i

和a_2i

，其中a_1i和a_2i为常系数，

为高斯白噪声方差，对角矩阵T_i的表达式为： $T_i=\left[\begin{array}{cc}\sqrt{a_{1i}}& 0\\ 0& \sqrt{a_{2i}}\end{array}\right],$

针对接收天线i的对应的噪声平均功率归一化为的噪声矩阵N_ti的计算公式为：N_i=T_iN_ti；

最大信噪比合并子单元1108，用于针对接收天线i的支路接收信号Y_ti进行最大信噪比合并，所述支路接收信号Y_ti的公式为：Y_ti=K_tiS+N_ti，其中K_ti=T_i ^-1K_i，

针对接收天线i的支路接收信号分量的平均功率计算公式为：

$P_{\mathrm{Aver}}=E\left[\right|\left|w_{\mathrm{ti}}{K}_{\mathrm{ti}}S\right|\left|\right]=E\left[S^H\left(K_{\mathrm{ti}}^H{K}_{\mathrm{ti}}{v}_i\right)\left(v_i^H{K}_{\mathrm{ti}}^H{K}_{\mathrm{ti}}\right)S\right],$

令v_i为

特征值为λ_i时对应的单位特征向量，w_ti=(K_tiv_i)^H，v_i=[v_i1,v_i2…v_iT]^T，用户信号S的平均功率为E_s，则针对接收天线i的支路接收信号分量的平均功率计算公式为：

支路噪声分量的平均功率计算公式为：P_Ni=λ_iσ_i ²，

合并接收后信噪比的计算公式为：

最大信噪比的合并取值为：

合并向量计算子单元1109，用于计算每条支路的合并向量，计算公式为：ω_i=ω_tiT=(K_tiν_imax)^HT=(T^-1K_iν_imax)^HT，（i=1,2,…,R），

其中对应

的最大特征向量为ν_imax，根据所述最大信噪比合并子单元输出的最大信噪比对应的最大特征值λ_imax求得。

在本发明的一个实施例中，合并单元1004可以包括：

合并接收信号子单元1110，用于根据每条接收支路的接收信号及所述合并向量得到合并接收信号，计算公式为：R_i=ω_iY_i，（i=1,2,…,R）；

合并等效信道响应矩阵子单元1111，用于根据每条接收支路的等效信道响应矩阵及所述合并向量得到合并等效信道响应矩阵，计算公式为：Q_i=ω_iK_i，（i=1,2,…,R）。

需要说明的是，上述图11所示的中继合并接收系统的各个实施例的结构可以进行任意组合使用。

可见，本发明实施例具有如下有益效果：

在本发明实施例提出的中继合并接收方法和系统中，不仅是根据直达、中继链路的信道响应矩阵、噪声以及用户信号得到每条接收支路的直达、中继链路的接收信号，还据此构建了每条接收支路的等效信道响应矩阵；并且，在根据最大信噪比合并后对应的最大特征值获取了合并向量之后，利用合并向量分别得到了合并接收信号和合并等效信道响应矩阵，这样就解决了现有技术中只能利用最大比合并方法得到合并接收信号的技术问题，能够将信号信息和信道信息同时作为解调输入，满足了LTE-A技术中针对球形译码解调的信号和数据输入形式的要求，实现了最大比合并在采用球形软输出译码解调的LTE-A接收系统中的应用。

另外，本发明实施例能够针对发送端的不同天线传送不同的信息流进行合并接收，解决了在LTE-A的传输场景中针对发送天线端口数据流不同的应用问题；并且本发明实施例针对不同链路噪声功率不等的背景进行了接收模型的构建和噪声信号的归一化信号矩阵转换处理，满足了不同链路噪声功率背景下进行最大比合并接收处理的需求。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种中继合并接收方法，其特征在于，包括：

根据直达、中继链路信道响应矩阵，直达、中继链路噪声和直达、中继链路的用户信号，分别得到每条接收支路的直达、中继链路接收信号；

配对所述每条接收支路的直达、中继链路接收信号，分别构建每条接收支路的合并接收信号模型和等效信道响应矩阵；

对每条接收支路的接收信号进行最大信噪比合并，得到每条合并支路最大信噪比对应的最大特征值，根据最大特征值获取最大特征向量下的特征向量，作为合并向量；

根据每条接收支路的接收信号及所述合并向量得到合并接收信号；根据每条接收支路的等效信道响应矩阵及所述合并向量得到合并等效信道响应矩阵。

2.根据权利要求1所述的中继合并接收方法，其特征在于：

所述方法中的发射支路数量为T，接收支路数量为R，每条支路上数据流维度为1×L；

所述直达链路信道响应矩阵H为：

所述中继链路信道响应矩阵G为：

所述直达链路噪声N_d和所述中继链路噪声N_r均为R×L维高斯白噪声，n_r1,n_r2,...n_rR和n_d1,n_d2,...n_dR为噪声功率不完全相同的1×L维高斯白噪声：

N_d=[n_d1,n_d2,...n_dR]^T，

N_r=[n_r1,n_r2,...n_rR]^T；

所述直达链路和中继链路的用户信号相同，均为S，是T×L维信号矩阵，s₁,s₂,...,s_T为不完全相同的1×L维的数据流，S=[s₁,s₂,…,s_T]^T；

则直达链路接收信号Y_d和中继链路接收信号Y_r均为R×L维信号矩阵：

Y_d=HS+N_d=[y_d1 y_d2 … y_dR]^T，

Y_r=GS+N_r=[y_r1 y_r2 … y_rR]^T，

式中y_d1,y_d2,…,y_dR和y_r1,y_r2,…,y_rR即分别为R条接收支路中每条接收支路的直达、中继链路接收信号。

3.根据权利要求2所述的中继合并接收方法，其特征在于：

面向成对的直达、中继接收天线支路进行最大比合并。所述第i条接收支路的接收信号Y_i的计算方法为：

$Y_i={\left[y_{\mathrm{di}}{y}_{\mathrm{ri}}\right]}^T=\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Σ}{h}_{\mathrm{ix}}{s}_x\\ \underset{T}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{\mathrm{ix}}{s}_x\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{\mathrm{di}}\\ n_{\mathrm{ri}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{H}_i\\ G_i\end{array}\right]\·S+\left[\begin{array}{c}{n}_{\mathrm{di}}\\ n_{\mathrm{ri}}\end{array}\right]=K_{i}S+N_i;$

所述第i条接收支路的等效信道响应矩阵K_i为：

$K_i=\left[\begin{array}{c}{H}_i\\ G_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{h}_{i1}{h}_{i2}...h_{\mathrm{iT}}\\ g_{i1}{g}_{i2}...g_{\mathrm{iT}}\end{array}\right];$

其中，x=1,2,…T，i=1,2,…R；N_i=[n_din_ri]^T为对应接收天线i的等效噪声矩阵。

4.根据权利要求3所述的中继合并接收方法，其特征在于，

所述对每条接收支路的接收信号进行最大信噪比合并的方法包括：

针对接收天线i（i=1,2,…,R），将噪声平均功率归一化，令中继链路和直达链路的噪声平均功率分别为a_1i

和a_2i

，其中a_1i和a_2i为常系数，

为高斯白噪声方差，构造对角矩阵T_i：

$T_i=\left[\begin{array}{cc}\sqrt{a_{1i}}& 0\\ 0& \sqrt{a_{2i}}\end{array}\right];$

构建接收天线i的对应的噪声平均功率归一化为

的噪声矩阵N_ti，使得：N_i=T_iN_ti；

则接收天线i的支路接收信号：Y_i=K_iS+N_i=K_iS+T_iN_ti；

令接收天线i的支路合并接收信号为R_i，w_i为合并向量，则：

R_i=w_iY_i=w_tiY_ti；

其中，Y_ti=K_tiS+N_ti，K_ti=T_i ^-1K_iw_ti=w_iT_i；

针对接收天线i的支路接收信号Y_ti进行最大信噪比合并，其中：

支路接收信号分量的平均功率表示为：

$P_{\mathrm{Aver}}=E\left[\right|\left|w_{\mathrm{ti}}{K}_{\mathrm{ti}}S\right|\left|\right]=E\left[S^H\left(K_{\mathrm{ti}}^H{K}_{\mathrm{ti}}{v}_i\right)\left(v_i^H{K}_{\mathrm{ti}}^H{K}_{\mathrm{ti}}\right)S\right],$

其中v_i是

特征值为λ_i时对应的单位特征向量，w_ti=(K_tiv_i)^H，v_i=[v_i1,v_i2…v_iT]^T，令用户信号S的平均功率为E_s，则支路接收信号分量的平均功率为：

支路噪声分量的平均功率为：P_Ni=λ_iσ_i ²，

合并接收后的信噪比为：

，信噪比最大取值为： ${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{SNR}\max i}={\mathrm{\λ}}_{i\max }\·\frac{E_s}{{{\mathrm{\σ}}_i}^2};$

所述每条合并支路最大信噪比对应的最大特征值为λ_imax（i=1,2,…,R）；

所述根据最大特征值获取最大特征向量下的特征向量，作为合并向量包括：根据每条支路的最大特征值λ_imax得到对应的

的最大特征向量ν_imax，求得合并向量ω_i=ω_tiT=(K_tiν_imax)^HT=(T^-1K_iν_imax)^HT，（i=1,2,…,R）。

5.根据权利要求4所述的中继合并接收方法，其特征在于，

所述合并接收信号为R_i=ω_iY_i，（i=1,2,…,R）；

所述合并等效信道响应矩阵为：Q_i=ω_iK_i，（i=1,2,…,R）。

6.一种中继合并接收系统，其特征在于，包括：支路信号计算单元、支路信号信道构建单元、合并向量计算单元和合并单元，各单元之间顺序相连，其中：

支路信号计算单元，用于根据直达、中继链路信道响应矩阵，直达、中继链路噪声和直达、中继链路的用户信号，分别提取并配对每条接收支路的直达、中继链路接收信号，并传送至支路信号信道构建单元；

支路信号信道构建单元，用于接收支路信号计算单元的计算结果并合并，分别构建每条接收支路的接收信号和等效信道响应矩阵，传送结果至最大信噪比合并单元；

合并向量计算单元，用于接收支路信号信道构建单元的结果，对每条接收支路的接收信号进行最大信噪比合并，得到每条合并支路最大信噪比对应的最大特征值，根据最大特征值获取最大特征向量下的特征向量，得到合并向量，并传送结果至合并单元；

合并单元，用于接收合并向量计算单元计算得到的合并向量，根据每条接收支路的接收信号及所述合并向量得到合并接收信号；根据每条接收支路的等效信道响应矩阵及所述合并向量得到合并等效信道响应矩阵。

7.根据权利要求6所述的中继合并接收系统，其特征在于，所述支路信号计算单元包括：

信道响应矩阵表示子单元：用于表示直达链路信道响应矩阵H和中继链路信道响应矩阵G，其中用于表示直达链路信道响应矩阵H的公式为：

用于表示中继链路信道响应矩阵G的公式为：

噪声表示子单元，用于表示直达链路噪声N_d和中继链路噪声N_r，其中用于计算直达链路噪声N_d的公式为：

N_d=[n_d1,n_d2,...n_dR]^T，

用于计算中继链路噪声N_r的公式为：

N_r=[n_r1,n_r2,...n_rR]^T，

n_r1,n_r2,...n_rR和n_d1,n_d2,...n_dR为噪声功率不完全相同的1×L维高斯白噪声；

用户信号表示子单元，用于表示直达链路和中继链路的用户信号，所述用户信号均为S，用于表示的用户信号的公式为：

S=[s₁,s₂,…,s_T]^T，

s₁,s₂,…,s_T为不完全相同的1×L维的数据流；

接收信号表示子单元，用于计算直达链路的接收信号Y_d和中继链路的接收信号Y_r，直达链路接收信号Y_d的计算公式为：

Y_d=HS+N_d=[y_d1 y_d2 … y_dR]^T，

中继链路接收信号Y_r的计算公式为：

Y_r=GS+N_r=[y_r1 y_r2 … y_rR]^T，

其中直达链路接收信号Y_d和中继链路接收信号Y_r均为R×L维信号矩阵，y_d1,y_d2,…,y_dR和y_r1,y_r2,…,y_rR分别为R条接收支路中每条接收支路的直达、中继链路接收信号。

8.根据权利要求7所述的中继合并接收系统，其特征在于，所述支路信号信道构建单元包括：

支路信号构建子单元，用于构建第i条接收支路的接收信号Y_i，计算公式为：

$Y_i={\left[y_{\mathrm{di}}{y}_{\mathrm{ri}}\right]}^T=\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Σ}{h}_{\mathrm{ix}}{s}_x\\ \underset{T}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{\mathrm{ix}}{s}_x\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{\mathrm{di}}\\ n_{\mathrm{ri}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{H}_i\\ G_i\end{array}\right]\·S+\left[\begin{array}{c}{n}_{\mathrm{di}}\\ n_{\mathrm{ri}}\end{array}\right]=K_{i}S+N_i,$

其中，x=1,2,…T，i=1,2,…R；N_i=[n_di n_ri]^T为对应接收天线i的等效噪声矩阵；

支路信道响应矩阵构建子单元，用于构建第i条接收支路的等效信道响应矩阵K_i，计算公式为：

$K_i=\left[\begin{array}{c}{H}_i\\ G_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{h}_{i1}{h}_{i2}...h_{\mathrm{iT}}\\ g_{i1}{g}_{i2}...g_{\mathrm{iT}}\end{array}\right],$

其中，i=1,2,…R。

9.根据权利要求8所述的中继合并接收系统，其特征在于，所述合并向量计算单元包括：

噪声功率归一化子单元，用于将接收天线i（i=1,2,…,R）的噪声平均功率归一化，令中继链路和直达链路的噪声平均功率分别为a_1i

和a_2i

，其中a_1i和a_2i为常系数，

为高斯白噪声方差，对角矩阵T_i的表达式为：

$T_i=\left[\begin{array}{cc}\sqrt{a_{1i}}& 0\\ 0& \sqrt{a_{2i}}\end{array}\right],$

针对接收天线i的对应的噪声平均功率归一化为的噪声矩阵N_ti的计算公式为：N_i=T_iN_ti；

最大信噪比合并子单元，用于针对接收天线i的支路接收信号Y_ti进行最大信噪比合并，所述支路接收信号Y_ti的公式为：Y_ti=K_tiS+N_ti，其中K_ti=T_i ^-1K_i,

针对接收天线i的支路接收信号分量的平均功率计算公式为：

$P_{\mathrm{Aver}}=E\left[\right|\left|w_{\mathrm{ti}}{K}_{\mathrm{ti}}S\right|\left|\right]=E\left[S^H\left(K_{\mathrm{ti}}^H{K}_{\mathrm{ti}}{v}_i\right)\left(v_i^H{K}_{\mathrm{ti}}^H{K}_{\mathrm{ti}}\right)S\right],$

令v_i为

K_ti特征值为λ_i时对应的单位特征向量，w_ti=(K_tiv_i)^H，v_i=[v_i1,v_i2…v_iT]^T，用户信号S的平均功率为E_s，则针对接收天线i的支路接收信号分量的平均功率计算公式为：

支路噪声分量的平均功率计算公式为：P_Ni=λ_iσ_i ²，

合并接收后信噪比的计算公式为：

最大信噪比的合并取值为：

合并向量计算子单元，用于计算每条支路的合并向量，计算公式为：ω_i=ω_tiT=(K_tiν_imax)^HT=(T^-1K_iν_imax)^HT，（i=1,2,…,R），

其中对应

的最大特征向量为ν_imax，根据所述最大信噪比合并子单元输出的最大信噪比对应的最大特征值λ_imax求得。

10.根据权利要求9所述的中继合并接收系统，其特征在于，所述合并单元包括：

合并接收信号子单元，用于根据每条接收支路的接收信号及所述合并向量得到合并接收信号，计算公式为：

R_i=ω_iY_i，（i=1,2,…,R）；

合并等效信道响应矩阵子单元，用于根据每条接收支路的等效信道响应矩阵及所述合并向量得到合并等效信道响应矩阵，计算公式为：

Q_i=ω_iK_i，（i=1,2,…,R）。

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