CN103563248B

CN103563248B - 收发机模块

Info

Publication number: CN103563248B
Application number: CN201180071320.0A
Authority: CN
Inventors: 米凯尔·伊加德; 曼兹·阿尔里德; 拉尔斯-埃里克·维尔耐尔森
Original assignee: Acconeer AB
Current assignee: Acconeer AB
Priority date: 2011-05-30
Filing date: 2011-05-30
Publication date: 2016-09-21
Anticipated expiration: 2031-05-30
Also published as: US20140098845A1; KR20140053029A; WO2012163403A1; US9608567B2; JP2014517620A; JP5856291B2; EP2715933A1; KR101773997B1; CN103563248A; EP2715933B1

Abstract

公开了一种收发机，包括：储能电路，可变微分电导VDC，耦接至储能电路，以及可变电阻，耦接至VDC。可变电阻布置为在收发机的第一操作状态期间将VDC偏置到正微分电导的区域，并且在收发机的第二操作状态期间将VDC偏置到负微分电导的区域。

Description

收发机模块

技术领域

本发明总体上涉及用于产生和检测射频信号的短突发串(也被称作小波)的设备和方法。在特定实施例中，本发明涉及包括振荡器电路的收发机，该振荡器电路基于由一个或若干谐振隧道二极管(RTD)实现的负微分电导(NDC)元件。

背景技术

已经开发了超宽带(UWB)系统来增加无线通信系统的比特率，或者备选地，减少发射信号的峰值谱功率。在UWB系统中，在较宽频率范围上将信号作为短脉冲发射。作为示例，脉冲宽度应当是载波频率的15％，或者备选地，具有500MHz的绝对带宽。典型地，脉冲应当具有足够低的峰值谱功率级，以至于它们不会干扰其他无线技术。

在这样的系统中，通常采用某种振荡器，以产生高频载波信号。根据特定应用，可以使用不同的振荡器拓扑，例如负阻管、哈特利(Hartley)或Colpitt、阿姆斯特朗(Armstrong)、Clapp、文氏电桥及其扩展和修改。

不管用于振荡器的拓扑如何，主要工作原理是保持储能电路(tankcircuit)(例如，LC电路或电抗元件的任何其他组合)在感兴趣的时段期间振荡，如在无线电广播的情况下该感兴趣的时段可以是较长的连续时段，或者如在例如脉冲无线电通信的情况下该感兴趣的时段可以是间歇短的短时段(小波)。如公知的，储能电路或振荡器整体上包括采用一个或多个电阻元件形式的电路中通常表现的损耗。这暗示了在储能电路的电抗元件之间往复传送的能量在电阻元件中耗散，并且振荡最终衰退。

为了保持储能电路中的振荡，必须以某种方式补偿损耗。提供持续不断振荡的一种方式是将振荡器实现为放大器，放大器具备感兴趣频率下的正反馈回路。这种电路中的振荡保持尽可能长，满足所谓的巴克豪森效应(barkhausen)准则。

在储能电路中提供持续不断振荡的另一种方法是在电路中包括负微分电导(NDC)，以便补偿电路中出现的不可避免的损耗。可以以许多不同方式实现NDC。对于低频应用(＜1MHz)而言，NDC例如可以通过具有正反馈回路的运算放大器来实现。对于高频应用(＞1GHz)而言，通常通过以正确偏置的谐振隧道二极管(RTD)的形式实现NDC来获得更好的性能。

为了增强对后一种方法的理解，图1示出了RTD的特性曲线与标准PN结二极管的特性曲线相比较的示例。

在标准PN结二极管中，只有对标准PN结二极管的端子施加的电压大到足以克服PN结的势垒，才发生传导。因此，标准PN结二极管的电流-电压特性呈现正电阻／电导率，而与如图1中虚曲线所示施加的偏置电压无关。

另一方面，RTD与普通PN结二极管相比呈现与众不同的电流-电压特性。RTD的特性曲线由图1中的实线所示。该曲线的三个最重要方面是：i)正向电流最初随着正向偏置电压从零伏增加而增加150到局部最大值(峰值)110，ii)正向电流在通过局部最大值110之后随着正向偏置电压的增加而减小120到局部最小值(谷值)130；并且最后iii)正向电流在通过局部最小值130之后再次随着正向偏置电压的增加而增加140。因此，如可以从图1推断，当电流随着正向偏置电压的增加而减小时，RTD在特性曲线的部分120处呈现负微分电导。类似地，当电流随着正向偏置电压的增加而增加时，RTD在特性曲线的部分140、150处呈现正微分电阻。

如上所述，在UWB系统中，将信号作为短脉冲(小波)发射。为此目的，期望控制NDC的幅度，从而使得能够在期望的时段期间(即，在短脉冲的持续时间内)向辐射元件提供振荡信号。

已经提供了用于提供短高频脉冲的现有技术解决方案，其中通过紧邻双势垒隧道二极管嵌入金属栅极来形成选通隧道二极管(gatedtunnel diode)。选通隧道二极管的NDC根据以上公开，用于补偿储能电路中(或整个振荡器电路中)损耗，并因此在储能电路中提供持续不断振荡。对栅极施加的偏置控制电路中NDC的幅度，并且可以用于接通和关断振荡器。

即使选通隧道二极管可以用于提供小波，但是选通隧道二极管中要求的内部选通相对于小波产生的灵活性引入了约束。此外，即使将栅极设定成非常负的值，也不能完全截止流经选通隧道二极管的二极管电流。

因此，需要一种用于提供小波的更有效率且更灵活的解决方案。

发明内容

根据第一方面，本发明通过一种收发机来实现，该收发机包括：储能电路；可变微分电导(VDC)，优选地采用谐振隧道二极管(RTD)的形式，耦接至储能电路；以及可变电阻，耦接至VDC，并且布置为在收发机的第一操作状态期间将VDC偏置到正微分电导的区域中，并且在收发机的第二操作状态期间将VDC偏置到负微分电导的区域中。

该实施例的优点在于，可以通过简单控制可变电阻的幅度来容易地产生短脉冲。此外，在VDC中不需要实现内部栅极。

可变电阻可以与VDC并联耦接。

该实施例的优点在于，可以非常快速地控制流经VDC的电流，并因此控制振荡器的状态(振荡或非振荡)，而无需复杂电路。

可变电阻可以与VDC串联耦接。

可变电阻可以布置为通过电触发信号来控制，电触发信号用于在第一操作状态与第二操作状态之间移动收发机。

该实施例的优点在于，可以通过与可变电阻器耦接的外部电路容易地控制振荡器的状态，从而避免将附加电路耦接到储能电路。

可变电阻可以适合于通过具有第一转换速率的电触发信号来控制，具有第一转换速率的电触发信号用于使收发机在发射机模式下操作，并且可变电阻适合于通过基于较低的第二转换速率的电触发信号来控制，具有第二转换速率的电触发信号用于使收发机在接收机模式下操作。

该实施例的优点在于，收发机可以通过相同电路用作发射机和接收机二者。

可变电阻、VDC和储能电路可以集成在单个芯片上。

该实施例的优点在于，收发机可以制造成非常紧凑的单元。

可变电阻可以由具有隔离的栅极的晶体管(例如，MOSFET)来形成。

该实施例的优点在于，收发机的功耗可以由于MOSFET中极低的泄露电路而降低，并且还由于MOSFET在导通状态下时极低的沟道电阻而降低。此外，MOSFET具有隔离的栅极，这简化了通过控制可变电阻的电路所见的负载。

收发机可以包括：第二可变电阻，与VDC并联耦接并且布置为在第一操作状态下对来自VDC的电流分流，或者与VDC串联耦接并且布置为在第一操作状态下限制VDC中的电流。

该实施例的优点在于，由于通过可变并联电阻对VDC的短路以及通过可变串联电阻对电路中电阻增加这二者，可以非常快速地控制流经VDC的电流，并因此控制振荡器的状态(振荡或非振荡)。

VDC可以耦接至储能电路，使得在收发机的第一操作状态期间VDC的正微分电导阻止储能电路振荡，并且在收发机的第二操作状态期间VDC的负微分电导允许储能电路振荡。

该实施例的优点在于，VDC的状态控制是否在储能电路保持振荡。

根据本发明的第二方面，本发明通过一种操作收发机的方法来实现，收发机包括储能电路和可变微分电导(VDC)，优选地可变微分电导(VDC)采用谐振隧道二极管(RTD)的形式，耦接至储能电路，所述方法包括：在收发机的第一操作状态期间将VDC偏置到正微分电导的区域中，并且在收发机的第二操作状态期间将VDC偏置到负微分电导的区域中。

可变电阻可以与VDC并联耦接，并且在第一操作状态下对来自VDC的电流分流。

可变电阻可以与VDC串联耦接，并且在第一操作状态下限制流经VDC的电流。

可以在可变电阻处接收电触发信号，使收发机在第一操作状态与第二操作状态之间移动。

可以在可变电阻处接收具有第一转换速率的电触发信号，使收发机在发射机模式下操作，或者可以在可变电阻处接收具有较低的第二转换速率的电触发信号，使收发机在接收机模式下操作。

可以通过与VDC并联耦接的第二可变电阻在第一操作状态下对来自VDC的电流分流，或者可以通过与VDC串联耦接的第二电阻在第一操作状态下限制电流。

本发明的其他目的、特征和优点将根据以下详细公开、根据所附权利要求以及根据附图变得显而易见。

通常，权利要求中使用的所有术语应根据本技术领域中它们的一般意义来解释，除非本文另外明确定义。对“一个／该[元件、设备、组件、装置、步骤等]”的所有引用应以开放方式解释为，引用所述元件、设备、组件、装置、步骤等的至少一个实例，除非另外明确陈述。本文公开的任何方法的步骤不必按照所公开的顺序执行，除非明确陈述。

附图说明

参照附图，通过本发明优选实施例的以下示意性且非限制性详细描述，将更好地理解本发明的以上以及附加目的、特征的优点。在附图中，相同的附图标记用于类似的元件，在附图中：

图1用图示出了隧道二极管的特性曲线与标准PN结的特性曲线相比较的示例；

图2是根据优选实施例的收发机的示意框图；

图3a-c是根据第一实施例的收发机的示意电路图；

图4是根据第一实施例的用于控制NDC的基带触发信号的示例；

图5是根据备选实施例的用于控制辐射方向图的一组收发机的示意框图；以及

图6是根据第二实施例的收发机的示意电路图。

具体实施方式

图2示出了根据优选实施例的收发机200的示意概述。

收发机200通过电源210供电。电源电路可以集成在与收发机的其他部件相同的芯片上，或者可以设置为与收发机连接的分离部件。优选地，电源210提供的电源电压是0.2V到1.5V范围内的DC电压，但是根据特定应用以及对要在收发机中使用的组件的选择，更高电源电压(例如，3、5、9或12伏)同样是可能的。电源210包括用于提供稳定DC电压的所有必要电路。在备选实施例中，电源210可以采用一个或多个电池的形式，并且如果需要，采用用于提供稳定DC电压的任何附加电路。

在图2中，收发机200的实现损耗220主要表示由于来自电源的配线以及到电路其余部分的配线接合而存在的损耗。在优选实施例中，收发机的所有或者实质上组件集成在单个芯片上，其中，对实现损耗220的主要贡献源自到芯片的配线接合。根据集成方法，实现损耗220可以不同程度地占主导。

为了与实现损耗220无关地向振荡器电路提供稳定的电压，收发机包括去耦合模块230。去耦合模块230操作为电荷缓冲器和接地的信号短路，从而最小化实现损耗220和电源210中存在的阻抗的作用。

参照以上与不同振荡器拓扑有关的一般讨论，收发机包括储能电路240，以便提供振荡信号。储能电路240的组件主要确定振荡器频率，但是振荡器电路240的负载也影响谐振频率。因此，当设计收发机200时，必须考虑来自电路中其他组件的所有负载作用，以便确定正确的振荡器频率。如上所述，如果储能电路240没有将能量提供给电路，储能电路240也包括使振荡衰退的损耗。

优选地，收发机包括天线250。天线250与仅保留储能电路240用作辐射／接收元件相比改进了收发机200的范围。

在一个实施例中，收发机200可以包括隔离／增益模块260。隔离／增益模块260在收发机200在接收机模式下操作时对天线250接收到的信号进行放大，并且当收发机200在发射机模式下操作时用作低阻抗。备选地，隔离／增益模块260还可以包括功率放大器，以便在收发机在发射机模式下操作时对要通过天线发射的信号进行放大。如果使用功率放大器，则隔离／增益模块260将天线250与储能电路240隔离，从而最小化储能电路240上的负载。

当收发机200在接收机模式下操作时，能量检测器270操作用于对接收到的信号的幅度变化进行检测，并且提供该变化作为输出信号。能量检测器270设计为具有较高输入阻抗，以便最小化其对储能电路240的负载作用。

为了提供持续不断振荡，收发机200包括可变微分电导元件(VDC)，可变微分电导元件根据对VDC施加的偏置，操作为正微分电导(PDC)或负微分电导元件(NDC)280。在以下文本中，关注于何时将VDC偏置到作为NDC280的操作中，其中，这会补偿主要储能电路240中的损耗而且还补偿整体振荡器电路的损耗。

可以通过与NDC并联耦接的第一可变电阻290a来控制流经NDC280的电流。如果可变电阻290a呈现比NDC280的电阻高得多的电阻，则不会影响NDC的功能，其中，NDC的负电阻(或反之，负电导)补偿储能电路240中的损耗。然而，如果可变电阻290a的电阻降低，例如可变电阻290用作短路电路，则NDC280短路，并且如果例如通过RTD来实现，则被偏置到负电阻区域之外。因此只要通过电源210对收发机200供电并且可变电阻290具有比NDC280的电阻值实质上更高的电阻值，就提供持续不断的振荡。

备选地，或附加地，可以通过与NDC280串联耦接的第二可变电阻290b控制流经NDC280的电流(以及振荡电路中的电阻损耗)。如果可变电阻290b的电阻较低，则将NDC偏置到其负微分电导区域中，并且NDC280的负电阻补偿电路中的损耗以及可变电阻290b的电阻，并且可以保持储能电路240中的振荡。换言之，为了保持振荡，电路、NDC280和可变电阻290b中的损耗之和应当等于或小于零。如果可变电阻290b的电阻增加，使得将NDC280偏置到其负微分电导区域之外，则电路中的总电阻大于零，并且振荡由于可变电阻290b中的能耗而衰退。

在一个实施例中，NDC280可以利用可以在10Ka／cm²或更大的峰值电流密度下操作的一个或多个RTD、江崎二极管(Esaki diode)或耿氏二极管(Gunn diode)来实现。RTD可以使用许多不同类型的材料来实现，例如，III-V、IV或II-VI半导体，并且使用不同类型的谐振隧道结构来实现，例如，如在江崎二极管中的重掺杂的PN结、双势垒结、三势垒结、量子阱、量子线或量子点。

如上所述，通过将RTD偏置到其局部电流最大值110与局部电流最小值130之间的区域，RTD310呈现负微分电导。

参照图3a，在一个实施例中，通过与RTD310并联放置的可变电阻320来控制流经RTD310的电流。如上关于图1和2所述，可变电阻操作为将RTD310偏置在正电阻区域140、150与负电阻区域120之间。

在图3b中公开了备选实施例，其中，可变电阻330与RTD310串联放置。如关于图2所公开的，可变电阻操作为增加振荡电路中的总电阻损耗，并且对RTD310偏置进行偏移，使得储能电路中引入的任何振荡将衰退。可变电阻330给出的值越大，储能电路中存在的任何振荡衰退就越快。

在图3c中公开的又一备选实施例中，在电路中采用并联的可变电阻器320和串联的可变电阻器330二者。通过向可变电阻320和330二者提供基带触发信号，可以非常快速地接通和关断振荡器，这是由于通过可变电阻320、330对RTD310偏置的偏移以及通过可变电阻320、330对电路损耗的增加。

每个可变电阻320、330可以通过三极管区域中的晶体管来实现。用于可变电阻320、330的晶体管技术可以是例如，异质结构双极晶体管(HBT)、高电子迁移率晶体管(HEMT)或金属氧化半导体场效应晶体管(MOSFET)。晶体管可以在基于III-V或Si的材料系统(包括具有用于栅极隔离的高k材料组合的InP／InGaAs)中实现。可变电阻320、330也可以使用机械开关、使用微机电系统(MEMS)或者纳米机电系统(NEMS)技术来实现。备选地，可变电阻320、330可以通过PIN二极管来实现。

优选地，可变电阻320、330集成在与RTD310相同的芯片上。这实现了电阻320、330的较高开关频率，即，由于增加对杂散电容的控制。这继而使得能够减小短脉冲(小波)的持续时间，并且使得更好地限定了储能电路的振荡和非振荡状态之间的转变。由于在相同外延层叠中生长RTD和晶体管，这还简化了处理。

实现损耗340可以因不同的集成方法而改变，但是可以将损耗概括为电感元件和电阻元件的组合。如上所述，如果在单个芯片上集成收发机的组件，则对实现损耗340的主要贡献来自于到芯片的引线接合。

为了对提供给收发机的电源电压去耦合，可以例如采用金属-绝缘体-金属电容器(优选地，在200pF到10nF的范围中)的形式在芯片上实现去耦合电容器350。去耦合电容器350使电路电压稳定，并且用作振荡器的高频短路电路。

电感元件360可以采用共面波导(CPW)的形式来实现。电感元件360连同与电感元件360并联的电容(即，RTD中存在的固有电容)一起形成图2中的储能电路240的一部分。当将RTD310偏置到其具有负微分电导的区域120中时，电路以其谐振频率振荡。

在一个实施例中，天线370可以基于芯片天线、电介质谐振器天线(DRA)，其中，从半导体基板中裁剪出辐射电介质模块。该模块设计为在振荡器的谐振频率下具有电场的非限制辐射模式。在一个实施例中，其上集成了收发机的组件的芯片也用作天线，即代替在一个芯片上集成组件并且为天线使用分离芯片，可以使用同一芯片以便获得非常紧凑的设计。天线的备选形式同样是可能的：例如芯片上偶极天线、芯片上缝隙天线和芯片下接线天线。天线370可以用作电感负载，使得天线成为储能电路的一部分，从而影响振荡器的谐振频率。如果天线用作储能电路的电感负载，则可变电阻320用于在低电阻模式下操作时快速地衰减天线中的振荡。同样适用于在高电阻模式下操作的可变电阻330。在本上下文中，低电阻意味着可变电阻的电阻较低，优选地大于RTD的电阻绝对值的十倍，并且高电阻意味着可变电阻较高，优选地大于RTD的电阻绝对值的十倍。

在一个实施例中，电路可以实现为电介质模块的一部分。这使得能够制造针对射频小波的简单收发机。小波发生器连同集成的电介质谐振器天线、芯片上去耦合电容器以及可选隔离和增益级的组合实现方式产生针对脉冲无线电信号的完整收发机，以准备与其他系统(例如，数字CMOS电子装置)集成。

隔离和增益级380是可选的，并且可以在用于在发射模式期间在将产生的小波传递至天线370之前对其进行放大。如上所述，即使隔离和增益级380如图3中的MOSFET晶体管所示，但是在该级中能够包括功率放大器。如图3所示，隔离和增益级380可以实现为可切换晶体管，例如MOSFET，其根据收发机的操作模式在共栅极低噪声放大器(接收机模式)与短路开关(发射模式)之间切换。如上所述，备选地隔离和增益级可以备选地包括功率放大器，用于在收发机用作发射机时放大要提供给天线的信号。

在优选实施例中，相同的电路拓扑可以用作发射机和接收机二者。参照图4，作为发射机操作时，快速转变基带触发信号410(即，与基带脉冲长度的长度相比具有高转换速率420的信号)在子周期接通时间接通振荡器。振荡器幅度响应于基带触发信号410的施加快速增大，这是由于电路转变到不稳定状态(负回路电阻)以及流经储能电路的电流的快速变化(由于可变电阻320、330的切换)。

对于接收机操作，使用基带触发信号430的缓慢转变，其中振荡器用作超再生振荡器。振荡幅度在基带触发信号430的缓慢转变440期间根据接收到的小波信号功率和噪声功率构建。在建立振荡之后，振荡结束450并且新循环可以开始。这样，可以形成用于接收的时间窗，在所述时间窗口期间接收机对与接收机的振荡频率相同频率的信号非常敏感。可以通过基带触发信号的转换速率440来控制时间窗。在时间窗关闭460之后，直到可以发起新的接收循环之前要求较短的恢复时段。

当用作接收机时，可以通过能量检测器(在图2中表示为270)来测量超再生振荡器的包络的电压幅度，其中提供输出电压作为输出包络信号。可以不考虑能量检测器对振荡器的影响，这是因为能量检测器在谐振频率下具有高阻抗。

在备选实施例中，收发机配置为仅作为发射机操作，其中使用分离的接收机(例如，如上相同类型的收发机配置为操作为接收机，或者具有高带宽和高采样率的另一接收机)来接收发射的信号。

在一个实施例中，如图5所示，根据以上的一组(例如，2至100)收发机510a-d可以用于控制从天线的阵列配置发射的小波的辐射方向图。首先，这实现了对发射角度的控制。可以通过在发射模式下数字地控制不同基带触发信号的延迟来控制来自于发射机510a-d阵列的主波束的角度如图5中斜虚线520所示。其次，在接收机模式下，可以通过对收发机510a-d阵列的不同基带触发信号进行延迟来数字地设定到达角度。这通过引起方向依赖灵敏度来提高总接收机灵敏度。第三，通过顺序地采样收发机510a-d阵列，可以通过倍增收发机510a-d的数目来增大接收机采样频率。接收机在每个接收机序列之间具有恢复时间。通过并联地使用顺序采样的若干接收机，可以缩减恢复时间。

图6示出了本发明的备选实施例。在图中，项目610和640至680分别对应于关于图3a-3c详细公开的项目310和340-380。

从图3c开始，MOSFET晶体管320、330在图6中已经被一对光电检测器620、630代替。然而，应强调的是，以下公开同样开始于图3a或3b，其中在电路中仅存在一个光电检测器。在图6中，以一对光电二极管的形式示出了光电检测器，但是诸如光电晶体管、光电电阻器、光电管或反偏置的LED等其他光电检测器在电路中也能够实现，光电晶体管作用就像放大光电二极管，光电电阻器根据光强改变电阻，光电管包含当被照射时发出电子的光电阴极、使得该光电管传导与光强成比例的电流，反偏置LED用作光电二极管。

优选地，在光电导模式下使用光电二极管620、630，其中对光电二极管620、630反偏置。由于光电二极管620、630的损耗层宽度的增加引起的结电容减小，反偏置减小了光电二极管620、630的响应时间。

光电二极管620、630由PN结或PIN结构形成。当足够能量的光子撞击任一光电二极管620、630时，激发出电子，从而产生自由电子(以及带正电荷的电子空穴)。当被结中电场加速的空穴朝向阳极移动并且电子朝向阴极移动时，产生光电流。光电流的幅度确定流经RTD610的电流(并因此确定RTD610的偏置)。通过对光电检测器施加短光脉冲，电路可以在振荡和非振荡状态之间转变。

用于生产光电二极管620、630的材料的带隙定义了光电二极管620、630的工作波长。用于生产光电二极管620、630的适合材料包括硅(接近190-1100nm)、锗(接近400-1700nm)和砷化铟镓(接近800-2600nm)。

不管用作光电检测器620、630的特定组件如何，通过诸如光纤等光导来向电路提供用于控制光电检测器620、630的短光脉冲。

以上描述的收发机可以用于短距离高速通信。可以通过基带触发信号来调制所发射小波的幅度、位置、频率、相位或其组合。

收发机可以通过测量到达时间在雷达和成像应用中使用。通过使用收发机作为具有高采样率接收机的系统中发射机，能够获得与信道有关的详细信息。

收发机产生的小波可以用作光谱系统中的探测信号。由于产生的小波可以极短(亚100ps)，则信号带宽可以格外宽。这可以导致低THz频带(50GHz-300GHz)下用于光谱的脉冲宽带系统。

上述收发机可以用于包括若干收发机的短距离无线网络中通过三角测量法的定位。由于产生的小波非常短，因此对于这样的系统期望精度较高。

已经参照一些实施例主要描述了本发明。然而，如本领域普通技术人员容易认识的，除了以上公开的若干实施例以外的其他实施例同样能够在所附专利权利要求限定的本发明的范围内。

Claims

1.一种收发机，包括：

储能电路，

可变微分电导VDC，耦接至储能电路，以及

可变电阻，与VDC串联耦接，并且布置为在收发机的第一操作状态期间将VDC偏置到正微分电导的区域中，并且在收发机的第二操作状态期间将VDC偏置到负微分电导的区域中，

其中，VDC耦接至储能电路，使得在收发机的第一操作状态期间VDC的正微分电导阻止储能电路振荡，并且在收发机的第二操作状态期间VDC的负微分电导允许储能电路振荡，以及

其中，所述可变电阻适合于通过具有第一转换速率的电触发信号来控制，以用于使收发机在发射机模式下操作，并且适合于通过具有较低的第二转换速率的电触发信号来控制，以用于使收发机在接收机模式下操作。

2.根据权利要求1所述的收发机，其中，VDC通过谐振隧道二极管RTD来形成。

3.根据前述权利要求中任一项所述的收发机，其中，可变电阻布置为由电触发信号来控制，所述电触发信号使收发机进入第一操作状态或第二操作状态。

4.根据权利要求1或2所述的收发机，其中，可变电阻、VDC和储能电路集成在单个芯片上。

5.根据权利要求1或2所述的收发机，其中，可变电阻由具有隔离栅极的晶体管来形成。

6.根据权利要求1或2所述的收发机，其中，可变电阻由光电检测器来形成。

7.根据权利要求1或2所述的收发机，包括：第二可变电阻，与VDC并联耦接并且布置为在第一操作状态下对来自VDC的电流分流。

8.一种操作收发机的方法，所述收发机包括储能电路和耦接至储能电路的可变微分电导VDC，所述方法包括：

通过与VDC串联耦接以便在第一操作状态下限制流经VDC的电流的可变电阻，在收发机的第一操作状态期间将VDC偏置到正微分电导的区域中，以阻止储能电路振荡，并且在收发机的第二操作状态期间将VDC偏置到负微分电导的区域中，以允许储能电路振荡，

通过具有第一转换速率的电触发信号控制可变电阻，以用于使收发机在发射机模式下操作，以及通过具有较低的第二转换速率的电触发信号来控制可变电阻，以用于使收发机在接收机模式下操作。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，VDC通过谐振隧道二极管RTD来形成。

10.根据权利要求8-9中任一项所述的方法，包括：

通过与VDC并联耦接的第二可变电阻在第一操作状态下对来自VDC的电流分流。