CN103562736A - 用于感测并计算负载阻抗的简单且微创的方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了用于双端口网络的直接负载阻抗计算的系统及方法。对于连接在第一端口与第二端口之间的双端口网络，所述方法可包括以下步骤：限定等效PI网络，所述等效PI网络包括与第一端口进行通信的第一等效网络元件、与第二端口进行通信的第二等效网络元件和连接在第一端口与第二端口之间的第三等效网络元件。线性无源负载可连接到双端口网络的第二端口，可测量通过线性无源负载、第二等效网络元件和第三等效网络元件的电流，并且基于第一端口处的电压和第二端口处的电压的预定值，可确定线性无源负载的负载阻抗。

Description

用于感测并计算负载阻抗的简单且微创的方法及系统

相关申请的交叉引用

本申请涉及并要求于2011年3月21日提交的美国专利申请序列号61//454,844的优先权，其全部内容通过引用结合于此。

技术领域

本文中公开的主题大体上涉及用于操作电子设备的系统及方法。更具体地，本文中公开的主题涉及用于感测并计算可调谐匹配网络的负载阻抗的系统及方法。

背景技术

期望可调谐匹配网络在实现自适应且可重构无线电前端架构中发挥重要作用。一个特定实施例为使用可调谐天线阻抗匹配网络，对于由用户接近效应引起的手机天线阻抗失配损耗进行补偿。

不同匹配网络拓扑结构在文献中已有报道。基本L型网络可实现在有限史密斯圆图区上的共轭匹配。另一方面，pi网络提供额外自由度，使在更大阻抗范围内共轭匹配成为可能。在组件值范围为无限[0,∞]的理想情况下，pi网络可提供完整史密斯圆图覆盖范围，并且通过使用本领域已知的方法，可计算完美共轭匹配的组件值。

组件可调谐范围的有限性归因于实际实施限制，诸如寄生影响和组件属性。对于有限组件调谐范围的匹配网络，只有当负载阻抗位于匹配域内时，才可实现完美共轭匹配。实际上，网络组件可用范围可为预定，并且未知负载阻抗可能经常位于匹配域外。因此，在有限组件调谐范围的实际阻抗调谐器中，其中完美共轭匹配可能不存在，最优化技术已经普遍用于使反射信号最小化（例如，使VSWR最小化）。诸如单步单纯形法、遗传法或者模拟退火的不同最优化方法已经用于使网络输入反射系数尽可能多地最小化或者至少降低到容许水平。这些最优化方法通过迭代过程来搜寻正确组件调谐设置，消耗大量时间以达到调谐目标。此外，根据优化程序选择及其初始设置，收敛于局部最小存在风险。

因此，期望开发直接计算最终阻抗匹配组件调谐设置的确定性方法，以减少调谐时间且避免中间调谐状态。所述调谐方法的关键方面在于确定负载阻抗的方法，所述方法也确定等效导纳和复数反射系数。期望确定负载确定以最小增加损耗、大小和复杂性完成。

发明内容

根据本发明，提供了用于双端口网络的直接负载阻抗计算的系统及方法。在一个方面，对于连接在第一端口与第二端口之间的双端口网络，所述方法可包括以下步骤：限定等效PI网络，所述等效PI网络包括与第一端口进行通信且具有第一导纳的第一等效网络元件、与第二端口进行通信且具有第二导纳的第二等效网络元件和连接在第一端口与第二端口之间且具有第三导纳的第三等效网络元件。线性无源负载可连接到双端口网络的第二端口，可测量通过线性无源负载、第二等效网络元件和第三等效网络元件的电流，并且基于第一端口处的电压和第二端口处的电压的预定值，可确定线性无源负载的负载阻抗。

虽然本文中所公开主题的一些方面在上文已经详述，并且所述方面全部或者部分通过本发明公开主题实现，但是当在下文结合附图进行说明时，随着说明进行，其它方面将变得明显。

附图说明

通过以下应当结合附图阅读的具体实施方式，本发明主题的特征和优点将更容易理解，附图仅以说明性且非限制性实施例方式给出，其中：

图1A为示出使电压驻波比最小化的调谐方法的史密斯圆图覆盖成功的图表；

图1B为示出由基于电压驻波比最小化调谐的网络输出的电力的曲线图；

图2A为示出使换能器增益最大化的调谐方法的史密斯圆图覆盖成功的图表；

图2B为示出由基于换能器增益最大化调谐的网络输出的电力的曲线图；

图3为示出50欧姆损耗中具有0.2dB的20dB定向耦合器的有效损耗随由理想无损调谐器调谐后的天线VSWR变化的曲线图；

图4A为理想可调谐低通pi网络的电路拓扑结构；

图4B为具有固定电感器和可调谐电容器的实际pi网络调谐器的等效电路的电路拓扑结构；

图5为根据本发明实施方案的双端口匹配网络的电路拓扑结构；

图6为图14中所示连接到任意线性无源负载的双端口网络的电路拓扑结构；

图7为VSWR随使用调谐器和不使用调谐器的给定天线阻抗频率变化的曲线图；以及

图8为根据本发明实施方案的闭环阻抗匹配控制系统的概念性方块图。

具体实施方式

本发明提供了可用于感测并计算存在于网络的一个端口处负载阻抗的系统及方法。在双端口网络为可调谐的情况下（特别是，在负载或阻抗调谐器的情况下），这个负载信息可与相应算法一起用于控制整个电路响应。对于调谐器情况，将设置调谐器以使输出给所测量负载的电力最大化。在一个方面，所述系统及方法可为基于闭式公式和直接计算程序。虽然本文中使用术语“负载阻抗”，但是本领域一般技术人员应当理解，本文中公开的系统及方法可应用于确定负载阻抗、导纳和/或反射系数。

人们认可，在无损匹配网络情况下，用于实现共轭匹配或者使反射系数最小化的调谐是指使到负载的电力传输最大化。然而，实际上，匹配网络具有一定量的损耗，并且反射系数最小化并不一定导致电力传输最大化。因此，在最终匹配目标为使输出给负载的电力最大化的情况下，基于（或者部分基于）使输入反射系数最小化的任何阻抗匹配方法仅对于无损和低损匹配网络或者调谐器具有良好精度。

这个方法的应用范围不排除天线阻抗调谐控制，因为它可例如且不限于用于可调谐或不可调谐匹配网络设计或者性能分析以取代最优化工具。

这个方法还避免了对外部传感器元件的需要，因而成本、大小和损耗比其它方法更低。

在一个方面，所公开的系统及方法可用于基于输入电压驻波比（VSWR）和换能器增益和/或相对换能器增益来评估并调整调谐器性能。调谐器输入端口处VSWR与其输入反射系数（Γ_in）有关，如：

${\mathrm{VSWR}}_{\mathrm{in}}=\frac{1+\left|{\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{in}}\right|}{1-\left|{\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{in}}\right|}---\left(1\right)$

通过使反射系数大小最小化或者等效地使VSWR最小化，可实现阻抗匹配。在完美匹配情况下，反射系数大小为零，并且VSWR等于1。另一方面，调谐器的换能器增益（G_T）假定匹配源定义为输出给负载的电力与来自所述源的可用电力之比，并且可表示为：

$G_T=\frac{{\left|S_{21}\right|}^2(1-{\left|{\mathrm{\Γ}}_L\right|}^2)}{{|1-S_{22}{\mathrm{\Γ}}_L|}^2}---\left(2\right)$

其中，|S₂₁|²和S₂₂分别为调谐器的插入损耗和输出反射系数。Γ_L为负载反射系数。相对换能器增益为G_T与由失配负载阻抗引起的传输损耗（1-|Γ_L|²）之比。相对换能器增益（ΔG_T）为通过引入调谐器实现的G_T提高，并且它可表示为：

$\mathrm{\Δ}{G}_T=\frac{{\left|S_{21}\right|}^2}{{|1-S_{22}{\mathrm{\Γ}}_L|}^2}---\left(3\right)$

使给定负载阻抗的G_T或ΔG_T最大化（即，将最大电力输出给负载）为调谐器的主要功能。因为可实现调谐器的内部损耗降低VSWR，同时也降低G_T，所以在一些情况下，使VSWR最小化不会始终提供最高G_T。为了证明这一点，如图1A和图1B所示，其中在调谐器与调谐器所连接的无线电设备之间测量VSWR，使VSWR最小化可提供任何给定频率的最佳匹配，但是它不可能产生最大输出功率。相反，如果具有相同结构的系统调谐为使G_T最大化，如图2A和图2B所示，那么结果对于至少一些频率可能是较差的匹配，但是损耗更低，因而平均功率输出更大。因此，利用无线电设备与调谐器之间耦合器来感测不是最佳的。将传感器移动到调谐器与天线之间位置可使针对最大功率传输的更精确调谐器设置成为可能，但是所述结构具有其自身不足之处。具体地，例如，参考图3，传感器将有效地位于由调谐器和天线形成的谐振回路中，由于在耦合器中流动的谐振电流，这将导致更大功率损耗。实际上，通过将任何感测组件整合到调谐器自身中，可最有效地使损耗最小化，理想地，无任何定向耦合器损耗。

例如，理想可调谐低通pi网络拓扑结构（一般用10表示）如图4A所示，使用连接在第一节点1与第二节点2之间的可调谐电感器11、连接到第一节点1具有第一电容C1的第一可调谐电容器12和连接到第二节点2具有第二电容C2的第二可调谐电容器13。然而，在实际应用中，电容器桥接pi网络调谐器（一般用20表示）可如图4B所示实现。在所述结构中，因为可调谐电感器一般不可用，所以第三可调谐电容器14以及具有第一电感L的第一电感器15可并联连接在第一节点1与第二节点2之间以充当具有等效串联电阻Re和等效串联电感Le的等效元件（一般用16表示）。在这种情况下，通过调整具有第三电容C3的第三可调谐电容器14，可实现串联等效电感调谐。因此，串联等效电感L_e值由以下确定：

$L_e=\frac{L}{1-{\mathrm{\ω}}^2{\mathrm{LC}}_3}---\left(4\right)$

其中，等于2πf的ω为角频率（rad/s）。在图4B中，第一电容器12和第二电容器13可代表具有有限调谐范围的高Q可调谐电容器：

C_k,min≤C_k≤C_k,max,    （5）

其中，k={1，2或3}。

然而，具有非奇异Y矩阵的任何双端口可用于所述阻抗感测方法中，因为它不依赖于内部电路细节。请注意，只要双端口参数已知，负载阻抗就可计算。即使使用可调谐元件来调谐网络，也是如此。

因此，虽然以上讨论涉及图4A和图4B所示的网络电路拓扑结构，但是应当理解，只要电路的Y₂₁和Y₂₂不是无限，本发明系统及方法就可适用于任何双端口电路。例如，因为输入电压和输出电压将始终为相同，所以本发明系统及方法对于零长度传输线的限制情况将限制双端口实用性。

因此，阻抗计算一般不需要网络具有任何特定内部形式。在这方面，虽然pi网络为解释Y参数的很好方式，但是应当理解，对于任何双端口网络，可完全一样地确定Y参数（或者S参数、Z参数或者负载的任何其它线性参数行为）。另作说明，对于给定双端口网络，图5中一般用100表示，只要至少知道第一可调谐分流元件101、第二可调谐分流元件102和第一串联元件103的属性，诸如上文所述的调谐方法就可用于确定双端口网络100的所需组件值，以使在给定频率处史密斯圆图上任何负载阻抗最佳匹配。

例如，基于所述组件以及任意线性无源负载的属性，可确定调谐值。参考图6，第一可调谐分流元件101可具有第一导纳值Y₁=Y₁₁+Y₂₁，第二可调谐分流元件102可具有第二导纳值Y₂=Y₂₂+Y₂₁，以及第一串联元件103可具有串联导纳值Y_s=-Y₂₁。线性无源负载104可连接到双端口网络100并且可定义负载导纳Y_L。从节点电压与已知网络元件值的复数比，可获得复数负载阻抗：

I_L=I_s–I₂    (6)

V₂Y_L=(V₁–V₂)Y_s–V₂Y₂    (7)

Y_L=(V₁/V₂–1)Y_s–Y₂    (8)

Z_L=1/Y_L    (9)

其中，I_L、I_S和I₂分别为通过线性无源负载104、串联元件103和第二分流元件102的电流，V1和V2分别为在第一节点1和第二节点2确定的电压。应当注意，确定负载阻抗/导纳的这个方法仅可适用于在具有可重复开环设置情况下的可调谐双端口网络，使得双端口小信号参数精确且可重现。

对于Y_L确定，如果双端口网络100为匹配网络或者滤波器，那么它可进行相应调整以提供所需响应。具体地，对于匹配网络，所述调整可涉及应用上文概述的调谐方法。当双端口网络100变化时，如果双端口网络变化在Y参数响应中正确捕获，那么所计算负载阻抗不应偏移。只有实际负载变化会产生所述响应。或可，如果线性无源负载104的特性已知，那么可以推断关于双端口网络100的信息。

不管网络的特定形式，原则一样，调谐器电路可用作闭环传感器，而无需提供外部传感器。为了使其成为可能，调谐器电路可为可重现的，所以其属性称为任何给定调谐状态的合理公差。

因此，本发明系统及方法可大致上至少包括以下特征：确定任何设置的可重现开环网络的双端口行为；确定在给定时间处输出端口与输入端口之间电压比和相位差；以及由所述信息确定在所述时间的负载阻抗。具体地，例如，使用诸如上述计算（多个）调谐器设置的方法，可完成确定负载阻抗。该确定可一次性完成且无迭代地设置，或者在给定时间输出端口与输入端口之间电压表和相位差的计算可在跟上环境变化所需的速率下重复进行（但无需最优化）。

应用实例

A.确定未知天线负载阻抗的匹配调谐设置

该传感器方法可用于确定天线馈送阻抗。该阻抗可馈送到分析调谐法中以确定在每个频率匹配网络不同的使用方案的组件设置、操作模式和环境荷载（头、手、金属桌等）条件。

图7示出VSWR随在使用调谐器前后移动电话天线频率曲线变化。在本实例中，如图4B所示包括串联电感L=6.8nH以及电容器值C_1,min=C_2,min=0.8pF、C_1,max=C_2,max=5pF、C_3,min=0.25pF和C_3,max=4pF的调谐器可用作阻抗匹配网络，并且它可通过感测负载阻抗的本发明方法来调谐。从图7可以看出，在使用调谐器之后的输入最大VSWR在从820MHz到970Mhz频率范围内从VSWR=5.8:1减少到VSWR=1.2:1。在频率850Mhz、880MHz、925MHz和970MHz相对换能器增益ΔG_T及所得可调谐电容器设置C₁～C₃如表1给出。

如果不是连续电容设置，那么以0.125pF离散步长调整可调谐电容器，匹配性能降低如表2所示。ΔG_T仅降低0.1dB或者更少，并且VSWR增加0.1。通常，在所述频率范围内，匹配性能对于组件值量化不是高度敏感。市售表面贴装芯片电容器电容步长大小可能比所述特定实例更大。

表1：考虑连续电容匹配网络的匹配性能和可调谐电容器设置

表2：考虑离散电容步长匹配网络的匹配性能和可调谐电容器设置

B.闭环阻抗匹配控制方法

因为所述方法确定性提供比其优化程序配对物快得多的调谐设置，所以用作闭环动态天线阻抗匹配控制的控制方法是很好的候选。利用所述方法的闭环阻抗匹配系统的概念性方块图如图8所示。

该闭环系统实现的目标为通过测量输入电压和输出电压V₁和V₂来确定天线复数输入阻抗，如上所述。类似于上述关系，通过使用以下表达式，通过双端口网络100中初始值Y₂和Y_S以及电压V₁和V₂可确定天线阻抗Z_L。

$Z_L=\frac{1}{(V_1/V_2-1)Y_S-Y_2}---\left(10\right)$

对于L型匹配网络，已经提出使用电压测量和电流测量两者的这种综合类型阻抗确定。然而，因为建模为等效pi网络的双端口网络提供不同拓扑结构（即，无串联组件直接连接到天线以测量其电流），所以阻抗确定仅基于两个节点电压测量。只要知道即时天线阻抗，然后就可应用分析调谐法以计算最佳匹配所需的可调谐电容器值C₁～C₃。

在这方面，传感器（一般用110表示）可设置为与第一节点1和第二节点2进行通信。例如，如图8所示，传感器110可包括使RF荷载最小化的高比例分压器、对数放大器、鉴相器和A/D转换器，所述高比例分压器、对数放大器、鉴相器和A/D转换器可一起充当感测电路，一般用111表示，用于确定第一端口1处第一电压V1和第二端口2处第二电压V2。感测电路111可集成到调谐器芯片中（例如，内置于CMOS中）。此外，感测电路111可以低占空比测量以使电流和功耗最小化。在所述结构中，一旦通过感测电路111确定第一电压V₁和第二电压V₂，控制器112就可计算双端口网络100的调谐设置，如上所述，并且相应地调谐双端口网络100的组件。

本发明公开主题提供了在确定具有有限调谐范围电容器的任何调谐器的最佳化调谐设置中可能非常有效的系统及调谐方法。如果由调谐方法得到的调谐值在可用调谐范围内，那么可获得完美匹配解决方案。否则，本发明系统及方法可实现最佳可行匹配解决方案，因此，所述方法代表实用且有用的调谐器闭环反馈控制方法。

如本文中所述的方法可扩展到具有线性双端口响应的任何调谐器网络调谐器拓扑结构，所述线性双端口响应可变换为等效pi网络拓扑结构。

在不脱离本发明精神和基本特性的情况下，本发明主题可以其它形式体现。因此，所述实施方式在各方面应当认为示例性而非限制性。虽然本发明主题就某些优选实施方案而言已经进行说明，但是对于本领域普通技术人员显而易见的其它实施方式也在本发明主题的范围内。

Claims (18)

1.一种用于双端口网络的直接负载阻抗确定方法，所述方法包括以下步骤：

对于连接在第一端口与第二端口之间的双端口网络，限定等效PI网络，所述等效PI网络包括与所述第一端口进行通信且具有接地的第一导纳的第一等效网络元件、与所述第二端口进行通信且具有接地的第二导纳的第二等效网络元件和连接在所述第一端口与所述第二端口之间且具有第三导纳的第三等效网络元件；

将线性无源负载连接到所述双端口网络的所述第二端口；

测量所述第一端口处的第一电压和所述第二端口处的第二电压；以及

基于所述第一电压和所述第二电压的值，确定所述线性无源负载的负载阻抗。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，测量所述第一端口处的第一电压和所述第二端口处的第二电压包括：测量通过所述线性无源负载、所述第二等效网络元件和所述第三等效网络元件的电流，并且基于所测量的所述电流、所述第一导纳、所述第二导纳或者所述第三导纳之间的关系，确定所述第一电压和所述第二电压。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，确定所述线性无源负载的负载阻抗包括：基于所述负载阻抗与所述第一电压、所述第二电压、所述第二导纳和所述第三导纳的关系，确定所述负载阻抗。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，所述关系包括：

Z_L ^-1=(V₁/V₂–1)Y_S–Y₂，

其中Z_L为所述负载阻抗，V₁为所述第一端口处的电压，V₂为所述第二端口处的电压，Y_S为所述第三导纳，以及Y₂为所述第二导纳。

5.根据权利要求1所述的方法，所述方法包括：调整所述第一导纳、所述第二导纳或者所述第三导纳中的一个以上，以实现所述负载阻抗的更精确值。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，调整所述第一导纳、所述第二导纳或者所述第三导纳中的一个以上包括：利用得自所感测负载阻抗的值，将分析调谐法应用于所述第一等效网络元件、所述第二等效网络元件和/或所述第三等效网络元件中的一个以上。

7.根据权利要求5所述的方法，其中，调整所述第一导纳、所述第二导纳或者所述第三导纳中的一个以上包括：将所述双端口网络的相对换能器增益最大化为所感测的负载阻抗。

8.根据权利要求5所述的方法，其中，调整所述第一导纳、所述第二导纳或者所述第三导纳的一个以上包括：使所述双端口网络的电压驻波比与所述负载阻抗一起最小化。

9.一种用于双端口网络的直接负载阻抗确定系统，所述系统包括：

双端口网络，连接在第一端口与第二端口之间，所述双端口网络包括与所述第一端口进行通信且具有第一导纳的第一等效网络元件、与所述第二端口进行通信且具有第二导纳的第二等效网络元件和连接在所述第一端口与所述第二端口之间且具有第三导纳的第三等效网络元件；

线性无源负载，连接到所述双端口网络的所述第二端口；

藉此，所述系统被构造为测量所述第一端口处的第一电压和所述第二端口处的第二电压，并且被构造为基于所述第一电压、所述第二电压、所述第一导纳、所述第二导纳和所述第三导纳的关系，确定所述线性无源负载的负载阻抗。

10.根据权利要求9所述的系统，其中，所述双端口网络包括调谐器。

11.根据权利要求9所述的系统，其中，所述系统包括传感器。

12.根据权利要求11所述的系统，其中，所述传感器包括感测电路，所述感测电路被构造为测量所述第一电压和所述第二电压且确定所述线性无源负载的所述负载阻抗。

13.根据权利要求12所述的系统，其中，所述感测电路包括高比例分压器、对数放大器、鉴相器或A/D转换器中的一个以上。

14.根据权利要求12所述的系统，其中，所述感测电路作为所述双端口网络的可调谐元件集成到常见半导体芯片中。

15.根据权利要求9所述的系统，所述系统包括控制器，所述控制器被构造为调整所述第一导纳、所述第二导纳或者所述第三导纳中的一个以上以在所述感测频率处实现换能器增益和/或VSWR的期望值。

16.根据权利要求15所述的系统，其中，所述控制器被构造为基于所述感测频率处的阻抗，调整所述第一导纳、所述第二导纳或者所述第三导纳中的一个以上以在与所述感测频率不同的频率处实现换能器增益和/或VSWR的期望值。

17.根据权利要求15所述的系统，其中，所述控制器被构造为基于所述感测频率处的负载阻抗，调整所述第一导纳、所述第二导纳或者所述第三导纳中的一个以上以在两个以上频率实现换能器增益和/或VSWR的期望值。

18.根据权利要求15至17中任一项所述的系统，其中，所述控制器作为所述双端口网络的可调谐元件集成到常见半导体芯片中。

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