CN1035214A

CN1035214A - 低失真放大技术

Info

Publication number: CN1035214A
Application number: CN 88100859
Authority: CN
Inventors: 谢利民
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1988-02-12
Filing date: 1988-02-12
Publication date: 1989-08-30

Abstract

本文推出的“比较选择式负反馈偏置控制电路” 属于推挽放大器的偏置控制技术，是关于低失真放大技术的发明。该电路的特征是：在两边推挽输出管的电流不相等时，只把电流小的一边推挽输出管的偏置状态信号选择出来作为负反馈偏置控制信号，而电流大的一边推挽输出管的偏置状态信号不参予控制偏置；当两边推挽输出管的电流相等时，两边的偏置状态信号都被选中作为负反馈偏置控制信号。

Description

本文是关于低失真放大技术的发明。

目前出现了不少低失真的放大电路，如前馈失真校正电路、ZDR和WCP失真校正电路、活动偏置放大电路等等。本文就不一一列举。

本文的目的是提出包括从小信号放大电路直至功率输出级电路中的一些低失真放大电路方案。下面结合符图对本文的内容进行描述。

图1是本文提出的一种前馈失真校正电路的简化原理图，它的特点是：由T₁、T₂等组成的差分放大器〔1〕的同相输入端（T₁的基极）为电路的信号输入端，反相输入端（T₂的基极）为电路的负反馈信号输入端，〔1〕的同相输出端（T₂的集电极）为电路内部提供增益，该输出端的信号送入下一级放大管T₃的基极进行放大，T₃的发射极除接有射极电阻R₁和I₂外还接到〔1〕的反相输入端形成电路的电流负反馈，T₃集电极为该电路的信号输出端，〔1〕的反相输出端（T₁的集电极）为电流提供前馈失真校正信号ΔI_α接到T₃的集电极。图2是在图1的基础上增加了Re、T₂′、T₃′。增加Re是为改善ΔI_α的线性和稳定性，并可提高〔1〕的输入动态范围，增加T₂′是为改善电路的频率特性，增加T₃′是为提高T₃的β值以便减小T₃的基极电流对电路失真校正精度的影响，为减小T₁、T₂、T₃的基极电流对电路失真校正的影响可选用高β值管或使用达林顿管，或者使用场效应管。若忽略图1、图2中T₁、T₂、T₃、T₂′、T₃′、的基极电流的影响、则它们实现低失真放大的条件是gm＝1/R₁，其中gm＝ΔI_α/V_α，其中V_α是〔1〕的差动输入端之间的电压，也就是输入电压与R₁上的电压之差。图3、图4的失真校正原理与图1、图2相同，若设ΔI_α＝-G ΔI_α，其中G为常数，并且忽略K和A的输入阻抗对电路的影响时、则图3、图4实现低失真放大的条件是gm＝G/R₁，其中gm是K的反相输出端的跨导。图1至图4与一般前馈失真校正电路的不同点在于不需专门设置附加放大器来检出失真份量和提供前馈失真校正信号。

图5、图6是本文提出的另一种失真校正电路的简化原理图，它与图1、图2不同的是失真校正信号-ΔI_α不是与输出信号相加而是与负反馈信号相加，图5、图6电路的低失真放大条件与图1、图2相同，图6中的D是为防止T₁出现饱和而设的电平移位元件。图7电路与图6不同的是负反馈信号是通过R_α后再接到〔1〕的反相输入端形成负反馈回路，-ΔI_α在〔1〕的反相输入端与负反馈信号相加完成失真校正作用，若忽略T₁、T₂、T₂′、T₃′的基极电流的影响，则图7实现低失真放大的条件是gm＝1/（R_α+R₁），其中gm＝-ΔI_α/V_α，其中V_α是〔1〕的差动输入端之间的电压，图8、图9的失真校正原理与图5、图6相同，图8、图9与图3、图4的不同点仍是-ΔI_α不是与输出信号相加而是与负反馈信号相加，图8、图9的低失真放大条件与图3、图4相同。图10、图11的失真校正原理与图7相同，忽略K和A的输入阻抗的影响则图10、图11的低失真放大条件是gm＝G/（R_α+R₁）。图12、图13电路是由上述电路变形而来，由于〔1〕或K的同相输出端的电流与反相输出端的电流-ΔI_α的抵消作用，使该电路的失真校正信号是由-ΔI_α流过R_α后形成的电压信号，R_α上的校正电压与R₁上的负反馈电压相加后送入〔1〕和K的反相输入端。忽略T₁、T₂、T₃′的基极电流或K、A的输入阻抗的影响，则图12的低失放大条件是gm＝1/R_α，图13的低失真放大条件是gm＝G/R_α。图14、图15是由上述电路变形而来，它是把上述的双端输出的放大器A变为同相电压放大器而得，失真校正信号-ΔI_α仍与负反馈藕畔嗉樱雎訩的输入阻抗的影响、则图14的低失真放大条件是gm＝1/（R_F//R₁），图15的低失真放大条件为gm＝1/（R_α+R_F//R₁）。图16电路是由上述电路变形而来，图中G为加法器，F为反馈系数，图16的低失真放大条件是K的反相输出端的电压放大倍数等于1。图17电路与ZDR和WCP的失真校正原理相同，不同点是它不需要符加放大器来检出失真份量和提供失真校正信号。图17的低失真放大条件是K的同相输出端的电压放大倍数等于1。把图14电路由同相放大器改为反相放大器或者说是把图14中信号由K的同相输入端输入改为由反相输入端输入就成为图18的电路，忽略K的输入阻抗的影响则该图的低失真放大条件是gm＝1/（R_S//R_F），式中gm为K的反相信号输出端的跨导。

本文在上述提出的不使用符加放大器而由电路本身提供失真校正信号的特点是：低失真放大器的输入级是差动输入差动输出的差动放大器，该差动输出中的一个输出为电路内部提供增益，即提供推动信号，另一个输出信号作为前馈失真校正、ZDR和WCP失真校正或内部失真校正（本文提出的校正信号与负反馈信号相加）信号，并且由该输入级的差动输入端对输入信号与负反馈信号（内部失真校正时还包含有校正信号）进行比较后产生相应的推动信号和失真校正信号。

把图14中K的同相输出端信号与输入信号相加后再送入A便成为图19电路，图中G为加法器，同理前述的其它电路也可使用这种方法，这种方法是符加放大器K除具有其它失真校正作用外还具有负反馈失真校正作用，它的特点是：一个失真校正放大器K具有差动输入和差动输出，K的差动输入端对输入信号和电路输出信号的样品信号（根据拟定的电路放大倍数对输出信号进行分压获得，分压比为拟定的放大倍数，当电路是跟随器时不需分压，例如把图19中的R₁去掉便是精密跟随器）进行比较后在差动输出端产生失真校正信号，差动输出中同相输出端信号作为负反馈失真校正信号，另一个输出信号（K的反相输出端）作为前馈失真校正、ZDR或WCP失真校正和内部失真校正信号。

图20至图25是使用符加放大器的内部失真校正放大电路的简化原理图，它们的特点是：一个符加失真校正放大器K的同相输入端接负反馈放大器A的反相输入端，K的反相信号输入端接A的同相输入端，K的同相输出信号（失真校正信号）与A的负反馈信号相加。在图20中K是一个电压放大器，该图的低失真放大条件是K＝（R₁+R_F）/R_F，式中K为符加放大器K的电压增益，当该图中的K使用运算放大器时需连接成平衡输入单端输出的形式。图21中的K是运算放大器，设K为理想运放和忽略A输入阻抗的影响则该图低失真的放大条件是：b/α＝C/（R_F//R₁）。图22是平衡输入单端输出的低失真放大原理图，图中用两个运算放大器K组成平衡失真校正电路跨接在A的两个差动输入端，设K为理想运放和忽略A的输入阻抗的影响则该图的低失真放大条件是：C/（α//b）＝2E/D。图23是一个差动输入差动输出的低失真放大原理图，该图的失真校正原理与图22相同，低失真放大条件也和图22相同。图24是差动输入单端输出的低失真放大原理图，断开该图中打×的地方和接通虚线的地方后便是一般的由两个反相放大器组成的双端输入单端输出的放大器，把该图的同相输入端接地后它又成为一个带内部失真校正的反相放大器，其中K为符加的失真校正放大器，设K为理想运算放大器和忽略A的输入阻抗的影响则该图的低失真放大条件是两个α、两个b和两个C的阻值相等，α、b、C之间的比值不影响失真校正作用，该图的放大倍数等于b/α。从以上几个例子可看出，当K为理想运算放大器时则低失真放大的条件是K处于平衡反馈（即正反馈系数与负反馈系数相等）状态。当K不为理想运算放大器时则K的正反馈系数应稍大于负反馈系数，使K处在临界自激状态。在前述的电路中为减小输出端失调常可采用在反馈分压电阻R₁与地之间串入电容的办法来增大直流负反馈量，但这种接法由电容引起的低频信号生相移不能被K加以校正。在图25中由直流负反馈元件R_D、C₂和A的输入端隔直元件C₁、R_E造成的低频信号的相移可被K加以校正，该图中的C₃、R_G是为使K的直流负反馈大于直流正反馈，这样可抑制K的输出失调。该图的低失真放大条件仍是K处于平衡反馈（由于C₃和R_G造成的相移使直流和超低频时不处于平衡反馈状态）状态。图26是利用本文推出的处于平衡反馈状态的符加失真校正放大器K做ZDR失真校正的一个例子，K的校正信号经过C后在R_S上产生压降完成校正信号与输入信号相加的过程。图27与图26的工作原理相同，差别鲈谌〕鍪涑鲂藕诺难沸藕诺姆椒ú煌?6是由A的负反馈信号端取出而图27则单独由分压器取出，在ZDR校正电路中这两种方法的效果是一样的。图26、图27两图中的K同样具有校正由C₁、C₂、R_E、R_D造成的低频信号相移，该两图的低失真放大条件仍是K处于平衡反馈或临界自激状态。在图25至图27中的C₃上并接一电阻可增加K的直流正反馈量使电路的低频截止频率更低。图28是一个前馈失真校正电路，图中K为符加前馈校正放大器，K除了校正射极输出器A_O的失真外主要是用来校正由直流负反馈元件R_G和C造成的低频信号相移，该图可获得很低的截止频率下限，该图在A_O的输入端可使用隔直电路。图29是在图24中加入了直流负反馈元件C₁和R_D用来抑制A的输出失调，并且K可对C₁和R_D造成的低频相移加以校正，C₂和R_G是为抑制K的输出失调，在C₂上并一电阻可进一步扩展该电路的下限截止频率，在该电路中，由于R_D和R_G的存在使b′应等于b与R_D、R_G的并联值才能使K处于平衡反馈状态。

在上述的低失真放大电路中当A是功率放大器时还会产生由固定偏置引起的开关失真，现以推出多种消除这种开关失真的活动偏置电路，本文仅只推出几种对新乙类偏置控制电路的改进电路，现接合以下符图进行说明。

图30的工作原理与图29基本相同，不同点在于A在该图中是由分立Q₁至Q₁₀等元件组成，另外在该图中抑制A的输出失调是由符加放大器K_O完成的，如该图中由Q₁至Q₄等组成的A的输入级的失调电压较小时可不用K_O而采用图29的直流负反馈方法。为了在不减小电路输入阻抗的情况下降低负反馈信号的内阻而在该图中使用了R₁₁和R₁₂对负反馈信号进行分压，经这样分压处理后b可取较小值而提高了电路的高频特性。该图中的K具有校正A的失真的作用和对输入信号进行倒相放大后送入A的作用。图中框内所示的偏置电路即为本文将要推出的改进的新乙类偏置控制电路，但该图也可使用一般的固定偏置电路或其它偏置电路。

本文推出的改进的新乙类偏置控制电路的工作过程是：首先对推挽输出管的两个偏置状态（电流状态）信号分别进行放大或单向预限幅放大，单向预限幅放大就是当偏置状态信号增大（即输出管的电流增大）到一定程度后限幅放大器就进入削波状态。经放大或单向预限幅放大后的两个偏置状态信号送入双向限幅（或非线性限幅）选择电路后选出电流减小的一边（或主要是电流减小的一边）输出管的电流状态信号，该选出的信号作为负反馈偏置控制信号送入偏置调整元件去控制偏置的大小，通过负反馈偏置控制使电流减小的一边推挽输出管的电流稳定在静态值或不进入截止或者推迟进入截止，因而大大减小了开关失真。本文的双向限幅（或非线性限幅）选择电路（以下简称为“选择电路”）是本文推出的偏置控制电路的主要电路，下面结合符图对该“选择电路”的工作原理进行详细描述。

图31是一个“电流选择放大器”的原理图，它的电路特点是：一个正受控电流源（PиP型管T1组成）的电流输出端通过一个电阻Ro（线性或非线性）接到另一个负受控电流源（иPи型管T2组成）的电流输出端，两个受控端（T1、T2的基极或发射极）为该电路的两个信号输入端，Ro为该电路的悬浮负载，它的工作原理是：当T1与T2电流相等的时刻，Ro上的信号是T1或T2的输入信号的放大信号。而当T1与T2电流不相等、并且达到一定电流差的时候，电流大的一管将饱和，使Ro成为电流小的一管的负载，此时Ro上的信号是该管输入信号的放大信号。从上面的分析看出，该电路具有对两个输入信号进行比较、选择和放大的能力。由于T1与T2互为有源负载因此很小的电流差便可使其中一管饱和，所以该电路具有一定的选择灵敏度。当T1、T2受同一信号控制时，各自通过饱和限幅，限掉自身的半波信号，两个末被限幅的半波信号在Ro上合成为一个全波整流信号，因此该电路也是一个“选择式全波整流电路”。

由于图31电路是利用T1、T2的饱和来达到选择的目的，因此影响了电路的动态特性，为了改善电路的动态特性和进一步提高电路的选择灵敏度，在图32中增加了一个由D1、D2、E1、E2组成的“双向并联限幅器”，它的电路特点是：一个限幅二极管（D1）的正极和另一个限幅二极管（D2）的负极分别接到T1和T2的两个电流输出端，两个限幅二极管的另外两端分别通过两个偏压E1、E2接到固定电位C点上。图32的工作原理是：当T1与T2电流相等时D1、D2唤胂薹刺盩1比T2电流大时，D1进入限幅状态，使Ro成为T2的负载。反之当T2的电流比T1大时，D2进入限幅状态，使Ro成为T1的负载。从上面分析看出图32电路是利用D1、D2的导通来代替T1、T2的饱和，因此改善了电路的动态特性和提高了选择灵敏度。E1、E2的设置是为了保证，当T1与T2电流相等时D1、D2处于截止或微导通，即处于非限幅状态，以保证电路具有一定范围的共模放大能力。在不加入E1和E2就能保证电路的共模放大要求时可不加入E1和E2而直接接到C点上。图32电路可通过改变D1、D2以及相应的E1、E2的极性来改变电路的选择对象，即由原来是选择出T1和T2中电流小的信号变为选择出电流大的信号。

为了进一步提高图32电路的选择灵敏度，在图33中增加了一个反相放大器A，由A、D1、D2、E1，E2构成了一个“精密双向并联限幅器”，它的电路特点是：把图32中原接在C点的E1、E2改接在A的输出端，A的同相输入端接C点，A的反相输入端为“比较端”接在Ro的中点（与C点等电位），它的工作原理是：当T1与T2电流相等时，Ro中点电位不变化，A无输出，D1、D2不进入限幅状态，而当T2比T1电流大时，Ro中点电位向负方向移动A输出一反相放大信号，使D2迅速进入限幅状态，反之当T1比T2电流大时，Ro中点电位向正方向移动，A输出一反相放大信号，使D1迅速进入限幅状态，从以上分析看出，由于加入了反相放大器A因而大大减小了D1和D2由非限幅状态转入限幅状态时的过渡电压而A对共模信号无反应，因此改善了电路的各方面性能。图33电路与图32电路的工作原理相同，只是选择灵敏度有了很大提高。

图34电路是把图32电路中的两个受控电流源换为受控电压源，它相当于图32电路中受控电流源内阻减小时的情况，它的工作原理同图32基本相同，只是选择灵敏度降低了，要提高图34电路的选择灵敏度只要把图34中的双向并联限幅器换为图33中的精密双向并联限幅器就行。

图35电路是利用精密双向并联限幅电路直接对两个输入信号进行比较选择的电路，它的电路特点是：两个输入信号通过两个限流元件（信号源内阻大时可不要）接到Ro的两端，精密双向并联限幅电路的比较端接到Ro的中点，两个限幅端接Ro的两端。它的比较选择原理与上述电路基本相同。

图36电路是用一个иPи型三极管和另一个PиP型三极管代替D1、D2、E1、E2所构成的精密双向并联限幅电路，它的电路特点是：两个三极管的基极接到A的输出端，两个发射极接C点，A的反相输入端接到C点，A的同相输入端为该电路的比较端，两个集电极为两个限幅端。它的工作过程与上述的精密双向并联限幅电路相同，但它克服了上述电路的共模放大范围与选择灵敏的矛盾，使共模放大范围变大而选择灵敏度不变。

图37电路是由图32电路演变而来的一种比较、选择放大电路，它的电路特点是：差分放大器〔1〕（由T1和T1′等组成）提供的两个正受控电流源分别由同相输出端a点输出和由反相输出端a′点输出，另一个差分放大器〔2〕（由T2和T2′等组成）提供的两个负受控电流源分别由同相输出端b点输出和由反相输出端b′点输出，a与b之间通过一个电阻Ro（线性或非线性）相联，a′与b′之间通过一个电阻Ro′（线性或非线性）相联，一个半导体开关组件（至少由一个半导体二极管组成）〔3〕的正极接到a点，负极接b′点上，另一个半导体开关组件（至少由一个半导体二极管组成）〔4〕的正极接a′点，负极接b点，〔3〕和〔4〕在静态时处于截止或微导通状态，也可处在非线性导通状态。〔1〕和〔2〕的输入端为该电路的两个信号输入端，Ro和Ro′为该电路的两个悬浮负载。图37电路的工作原理是：静态时，a点与a′点电流相等b点与b′电流相等，a点与b点电流相等，Ro′上的压降等于Ro上的压降，而当两个输入信号使两个差分放大器的输出电流发生相等的变化，即共模变化时，则Ro与Ro′上的压降会发生变化，假如Ro的压降增大时则Ro′上的压降会减小一个相同值，又假设Ro的压降减小时Ro′的压降会增大一个相同值，因此在共模变化时a点与b′点和a′点与b点之间的电位差无变化，〔3〕和〔4〕仍处在静态状态，所以该电路有很大的共模放大范围。动态时，当输入信号使a点比b点电流大时，则a′点比b′点小一个相同的电流值，这两个相同的电流差值通过〔3〕流通后达到了新的平衡，这时Ro为b的负载Ro′为a′的负载。反之当a点比b点电流小时，则a′点也比b′点大一个相同的电流值，这两个相同的电流差值通过〔4〕流通后达到了新的平衡，这时Ro为a的负载，Ro′为b′的负载。从上面分析看出Ro上的信号是〔1〕和〔2〕的同相输出端中电流小的一个输出端的输出信号，Ro′上的信号是〔1〕和〔2〕的反相输出端中电流小的一个输龆说氖涑鲂藕牛虼薘o与Ro′上的信号是两个不同选择对象的选择输出信号。

图38电路是图37的一种变形电路，它增加的两个正恒流源分别接到b和b′，增加的两个负恒流源分别接到a和a′，即增加了四个有源负载，变换了〔3〕和〔4〕的极性。静态时a、a′和b、b′的电流相等，四个恒流源的电流相等并且每个恒流源的电流等于a加a′的电流或等于b加b′的电流。〔3〕和〔4〕静态时为微导通或非线性导通状态。图38电路的工作原理和图37基本相同。

以上介绍的属并联限幅型选择电路，图39电路是串联限幅型选择电路，图39电路的特点是;T1、T2两个受控电压源的两个受控端为该电路的两个信号输入端，T1、T2的两个电压输出端通过两个射极输出器后（也可不要而直接输出）分别接到两个半导体整流二极管（D1和D2）相同极性的两个端点上，另外两个同极性端连在一起为该电路的单端选择信号输出端，该输出端上接的一个偏置电流源是为使两个二极管在静态时处在微导通状态，也可处在非线性导通状态。这个偏置电流可用一个恒流源、电阻或下一级的基极电流来获得，图39电路的工作原理是：当两个输出电压相等时，D1、D2不截止，当两个输出电压发生相同的变化时，D1、D2仍不截止，它的输出也跟着变化，可见它具有放大共模信号的能力。当两个输出电压不相等时，例如T1的输出电压高于T2的输出电压时，D1导通，D2截止，输出T1的信号，反之则D2导通，D1截止阻断了T1的信号输出，输出T2的信号。以上分析说明图39电路具有放大共模信号的能力和对两个信号进行选择放大的能力。图39电路可通过改变两个整流二极管的极性和偏流的极性来改变电路的选择对象。

图40是另一种选择电路，它的电路特点是：两个受控电压源（T1和T2）的两个电压输出端分别接到两个射极输出器（T3和T4）的两个输入端，两个射极输出端接在一起作并联射极输出，该并联射极输出端为电路的选择输出端。它的工作原理是：静态时两个射极输出器工作在微电流状态或者工作在非线性区域。当T1和T2的输出电压相等时T3和T4工作在静态状态，当T1和T2的输出电压发生相同的变化时T3和T4仍不截止，而当两个输出电压不相同时接在输出电压小的一边射极输出器将截止，因此它具有放大共模信号的能力和选择放大的能力，该电路可通过把T3、T4由иPи型换为PиP型便可改变电路的选择对象。

图41电路是另一种“选择电路”，它的电路特点是由T3和T4等组成的差分放大器的同相输出端（b端）与同相输入端（T3的基极）之间和反相输出端（α端）与反相输入端（T4的基极）之间分别接有电阻元件形成差分放大器的正反馈，R1和R2（线性或非线性电阻）是分放大器的两个负载电阻，两个受控电流源（或称受控电压源，由T1和T2等组成）的两个输出端分别接到T3和T4的基极，T3与T4的射极耦合端为该电路的选择信号输出端。

图42电路是使用一种交叉射极限幅电路的选择放大电路，它的电路特点是：由T1′和T2′组成的两个射极输出器交叉的接在T₁和T₂的受控电压输出端，即T1′的基极输入端接T1的输出端，T1′的射极输出端接T2的输出端，T2′的基极输入端接T2的输出端，T2′的射极输出端接T1的输出端，在T1′的基极和T2′的发射极之间设有一个偏压E1，在T2′的基极和T1′的发射极之间设有一个偏压E2，设置E1和E2的目的是使静态时T1和T2工作在微电流状态或工作在非线性区域，E1和E2可用线性或非线性电阻代替便可获得。图42电路可用多种方法取出选择输出，可象图40电路由并联射极输出器上取出，可象图39电路由二个整流二极管取出，也可由接在两个受控电压输出端之间的两个串联电阻的中点取出，甚至从每个电压输出端便可直接输出选择信号。把图42中的T1′和T2′由иPи型换为PиP型便成为图43电路，图43和图42的工作原理相同，只是选择对象变了，

图44电路是使用了一种“精密双向串联限幅电路”所构成的选择电路，它的电路特点是：两个受控电压源T1和T2的两个电压输出端分别接到由T1′和T2′组成的差分放大器的差动输入端，T1′和T2′的两个差动输出端通过两个射极输出器（也可不要而是直接输出）分别交叉的接在两个开关三极管T3和T4的发射极和基极上，即T3的基极和T4的发射极接T2′的输出端，T3的发射极和T4的基极接T1′的输出端，T3和T4的两个集电极分别以负反馈的型式接在T1和T2的输出端、即T3的集电极接T1的输出端，T4的集电极接T2的输出端。图45电路是把图44中的T1′和T2′由иPи型换为PиP型和氢T3、T4由PиP型换为иPи型，作这种变换后便可改变电路的选择对象。图44和图45电路的选择输出端是T1′和T2′的发射极藕合端，也可像图42和图43谎苡枚嘀址绞绞涑觥?

把图39电路中的两个受控电压源换为两个差分放大器便成为图46和图47的电路，它的电路特点是：差分放大器〔1〕由T1和T1′等组成，差分放大器〔2〕由T2和T2′等组成，〔1〕的同相输出端和〔2〕的反相输出端为第一组待选择信号，〔1〕的反相输出端和〔2〕的同相输出端为第二组待选择信号，两组待选择信号分别作与图39原理相同的选择输出，得到的两个单端选择输出端就为该电路的一个差动选择输出端。对该电路的这两组待选择信号使用图40至图45的选择电路同样可获得一个差动选择输出端。图46和图47的两个信号输入端可使用一个差分放大器的同相输入端和另一个差分放大器的同相输入端，根据两个输入信号的相位等情况也可使用一个差分放大器的同相输入端和另一个差分放大器的反相输入端。图47电路在每个差分放大器的差动输出端之间接入一个二极管可防止该电路在偏置控制电路里使用时差分管出现饱和。

图48（α）和（b）为输入悬浮式放大器，α的电路特点是：иPи型管T3的发射极通过一个电阻（线性或非线性的）接到另一个PиP型管T4的发射极，T3和T4的两个基极为一个悬浮差动输入端，两个集电极为电路的两个输出端。b的电路特点是在T3的基极前加入一级由PиP型管T3′组成的射极输出器，即T3与T3′作互补射极级联连接。在T4的基极前加入一级由иPи型管T4′组成的射极输出器，即T4与T4′作互补射极级联连接，T3′和T4′的两个基极为一个悬浮差动输入端，T3和T4的两个集电极为两个输出端。a和b电路主要用来配合上述电路的差分选择输出使用。

图49与图41的工作原理相同，该两图都是连接为正反馈环路，由于加入了正反馈而提高了它们的选择灵敏度和选择线性。正反馈量的大小是以临界自激状态或输入与输出恰好不出现回差（即输入与输出之间是稳定的）为极限，图41电路的极限条件是gm≤1/R₁＝1/R₂，式中gm为T₃或T₄的跨导，该极限条件是忽略了T₃、T₄的输入阻抗和T₁、T₂的输出阻抗而得。图49的极限条件是T₃与T₃′和T₄与T₄′以及T₁与T₂的特性相同并且β值为无穷大。该两图随着正反馈量的减小而选择灵敏度降低和选择线性变差。该两图当T₁、T₂的输入端输入一个差动交流信号时在T₃、T₄的射极耦合端和D_α、D_b的耦合端便得到一个全波整流信号，当T₁、T₂中的一个输入端输入一个单端交流信号而另一个输入端接地时则在其耦合输出端便得到一个半波整流信号。同理以上的“选择电路”也可做全波整流电路或半波整流电路使用。

图50是一个偏置控制电路，该图的选择电路原理与图32相同，该图使用了由I_a、I_b，DW₁、DW₂组成的以C点或C′点为固定电位的浮动电源，图中经R_α、R_b、R_c、R_D分压后使R_α和R_b上的电压分别等于R₁₃和R₁₄上的电压而为推挽输出管Q₈和Q₁₀设定了静态电流值，两个推挽输出管的电流状态信号分别由T₁、T₁′和T₂、T₂′进行单向预限幅放大后送入由T₃′和T₄′组成的双向非线性限幅选择电路，T₃′和T₄′静态时处在非线性导通状态或微导通状态，放大了的电流状态信号经T₃′、T₄′进行选择后送入偏置调整管T₃、T₄的差动输入端，T₃、T₄的两个集电极串入推动级Q₅、Q₆的集电极中利用分流来调整输出管偏置的大小。接入由T₅、T₆组成的两个射极输出器可大大减小Q₇至Q₁₀的β值的变化对偏置控制电路的影响，接入R₁₅或接入R₁₆、R₁₇可改善偏置控制电路的频率特性和降低控制电路的开环增益，使偏置控制电路更加稳定。该图还可用电流源代替R_C和R_D可大大减小功率输出端的内阻而提高了阻尼系数，W_O用来调整偏置控制电路的失调。该电路在静态时当R₁₃R₁₄的电压增大则T₃、T₄的电流将增大使R₁₃、R₁₄的电压稳定在静态值，反之当R₁₃、R₁₄的电压减小时则T₃、T₄的电流将减小使R₁₃、R₁₄上的电压提高被稳定在静态值。动态时当R₁₃与R₁₄上的电压不相等时则T₃、T₄的电流主要是受R₁₃和R₁₄中电压小的一个电阻上的电压信号控制，使电压小的一个电阻上的电压被负反馈偏置控制其本上稳定在静态值或不减小到零或者缓慢的减小到零，也就是使电流减小的一边推挽输出管的电流被基本上稳定在静态值或不出现截止或者是推迟进入截止，因而大大减小了开关失真。

图51是由图50电路改进而来，在图51中使用的电源是由以C点或C′点为固定电位改为以推动级的输出端为固定电位的浮动电源，原接在C点的T₁、T₂的集电极和T₃′、T₄′的发射极改为与C点断开后接在一起因而提高了选择灵敏度。该图的工作原理与图50相同。

图52是由图51电路改进而来，该图使用的浮动电源改为用稳压管DW串入推动级Q₅、Q₆的集电极获得，在该图中给T₁和T₂分别增加了由T₇、T₈等元件组成的两个有源负载，T₇、T₈的电流大于T₁、T₂的电流，在T₁、T₂的集电极之间接入了一个二极管D_E（当稳压元件用）为双向限幅二极管D、D提供了静态偏置，使D₁D₂静态时处在截止或微导通状态，也可处在非线性导通状态。由于电流源T₇、T₈和D_E的接入使T₁、T₂的集电极不容易进入反偏。该图的工作过程与上述电路相同。

把图52中的选择电路换为图38的选择电路便成为图53电路，图中的〔3〕和〔4〕在静态时处在截止或微导通，也可处在非线性导通状态。该图的工作原理与上述电路相同。

上述的图50至图53中的选择电路都是使用双向并联限幅电路，图54是使用了双向串联限幅电路作选择电路的偏置控制电路，该图为推挽输出管设定的静态电流状态信号是由电流源T₆、T₇流过R_α和R_b上获得，调节W₂可改变设定的电流状态值，静态时R_α和R_b上的电压分别等于R₁₃和R₁₄上的电压，调节W₁可调整偏置控制电路的失调，由T₁、T₁′、T₂、T₂′对偏置状态信号分别进行单向预限幅放大，两个D可防止T₁′和T₂进入饱和，选择电路由T₃′和T₄′等组成，它的工作原理与图31相同。T₄为偏置调整管。C₁至C₃和R₁₅是为改善偏置控制电路的频率特性。静态时当R₁₃、R₁₄的电压增大时则R_V上电压增大使Q₈、Q₁₀的偏置减小，进而使R₁₃、R₁₄的电压稳定在静态值，反之当R₁₃、R₁₄的电压减小时仍然是通过负反馈偏置控制使R₁₃、R₁₄的电压被稳定在静态值，动态时当R₁₃、R₁₄的电压不相等时则由T₃′、T₄′选择出电压小的一个电流状态信号作为负反馈偏置控制信号，通过负反馈偏置控制使R₁₃或R₁₄上电压小的一个的电压基本上稳定在静态值或不减小为零或者缓慢的减小为零，也就是使Q₁₀或Q₈的电流基本上稳定在静态值或不出现截止或者推迟进入截止。

图55与图54不同的是T₃′与T₄′的射极端是通过两个T_D后耦合在一起，由于T_D的极性和电流源T₈的极性使该电路的选择方向（即选择对象）改变了，因此预限幅放大信号由原来的T₁′和T₂的集电极输出改变为由T₁和T₂′的集电极输出，同样偏置调整管T₄的极性也由PNP型变为NPN型，图中R₁₆、C₄和电流源T₉构成电平移位电路，该图的偏置控制原理与上图相同，该图中的T_D还可如图56所示连接为正反馈形式，T_D连接为正反馈型式后T₃′、T₄′的正反馈可取消，也可不取消，当不取消时即有两处正反馈时总的反馈量的极限仍是以临界自激状态和输入与输出之间不出现回差。图57和图58是由图56变形而来的选择电路，它们仍可做全波整流电路或半波整流电路使用。该两图正反馈量的极限条件是gm＝1/R₁，式中的gm为T₁与T₃′和T₂与T₄′的差分输入的跨导。

前述的失真校正放大器K可用如图59所示的跨导放大器K，当gm＝1/（R_F//R₁）时便实现了低失放大，式中gm为K的跨导，这时gm V_α＝-ΔI_α，因此V_α＝-ΔI_α（R_F//R₁），也就是校正信号的加入使输入到A的反馈量减少了V_α的值。其实前述的平衡反馈校正放大器K和临界自激放大器K的效果仍相当于一个跨导放大器，如图60所示，当K为理想运放并且满足b/α＝C/（R_F//R₁）的平衡反馈状态时则仍有V_α＝-ΔI_α（R_F//R₁）的结果。图61是仅用一级差分放大器构成的跨导型失真校正放大器。用一个运算放大器连接为平衡输入单端输出的放大器代替图20中的K便是图62电路，该图的低失真放大条件仍是K工作在平衡反馈状态或临界自激状态。

图63的偏置控制电路与前述电路的不同点是偏置状态信号是由推挽输出管的集电极上取出，并联在电流状态信号取样电阻R₁₃′、R₁₄′上的D是为减小该取样电阻的消耗和提高电源利用率。该图的选择原理与图37和图53相同，图中〔3〕和〔4〕静态时处在截止或微导通状态也可处在非线性导通状态，图64的选择电路与图63不同，图64的选择原理与图51和图52相同，调节W可消除偏置控制电路的失调，该两图的偏置控制过程与前述电路相同，该两图所用的正E或负E可在原电源变压器上增加绕组和经整流稳压后获得，也可使用图65的电路获得。图66与图64不同的是单向预限幅放大电路不同，图66中是由T₁、T₁′、T₂、T₂′、T₅、T₅′、T₆、T₆′等元件组成单向预限幅放大，该图不需用正E和负E，该图的工作原理与图64相同。

本文以上提出的失真校正电路在高频端可能会出现不稳定的情况，这时可在K的负反馈电阻b上并上校正电容或在A的反馈电阻R_F（b）上并上校正电容来加以消除，根据所用的K和A的情况还可采用别的校正方法使电路稳定的工作。

图67电路是校正放大器K（差分放大器）同时提供ZDR失真校正信号和内部失真校正信号的一个电原理图，图68的偏置控制电路的特点是用Dw等为偏置控制电路提供偏置电流。

Claims

1、一种“比较、选择式负反馈偏置控制电路”，其特征是：在两边推挽输出管的电流不相等时，只把电流小的一边推挽输出管的偏置状态信号(电流状态信号)选择出来作为负反馈偏置控制信号，这时电流大的一边推挽输出管的偏置状态信号(电流状态信号)不参加控制偏置，而在两边推挽输出管的电流相等时，两边的电流状态信号或偏置状态信号(共模偏置状态信号)都被选中作为负反馈偏置控制信号，这时也可说是任意一边的偏置状态信号(电流状态信号)作为负反馈偏置控制信号。

2、为实现权利要求1规定的“比较、选择式负反馈偏置控制电路”，其特征是使用一种“比较、选择式全波整流电路”在推挽输出管的偏置控制电路里连接成为负反馈偏置控制环路。

3、根据权利要求2规定的“比较、选择式全波整流电路”，其特征是“比较、选择电路”（比较、选择式全波整流电路中的核心电路，以下简称选择电路）对两个推挽偏置状态信号（电流状态信号）进行瞬时值比较选择，当这两个信号的瞬时值相同时，“选择电路”选择出它们这时的瞬时值信号，这时也可说是选择出任意一个瞬时值信号，而当这两个信号的瞬时值不相同时，“选择电路”只选择出瞬时值小的一边推挽输出管的偏置状态信号（电流状态信号）。