CN103499733A - 一种高精度电压检测电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种高精度电压检测电路，包括调制器、计数器和分频器模块、MCU处理模块，通过使用调制器、计数器和分频器，将待检测电压与基准电压比值调制为调制方波信号，并使电压检测的精度取决于调制方波信号的高电平时钟计数个数和低电平时钟计数个数的比值决定，并由计数器和分频器产生交错反馈控制信号控制调制器，可以消除调制器的失调电压，极大程度的提高了电压检测精度，并且通过MCU处理模块，也可以实现对检测数据的进一步修正，从而再次提高检测的准确度。

Description

一种高精度电压检测电路及方法

技术领域

本发明涉及数模混合集成电路设计领域，特别涉及一种由数字运算电路及其反馈的交错信号控制的电压检测电路。

背景技术

传感器一种常用的电子元件，随着集成电路的飞速发展，集成传感器也随之发展，现有的集成传感器一般都是将检测信号转换为电压信号再进行处理。由此电压信号的检测成为了集成传感器设计的关键，电压检测电路成为了传感器电路中的核心电路，其检测精度直接决定了整体传感器的有效精度。

现有电压检测电路为了能够实现检测信号的数字化，基本上都采用A/D转换电路，根据应用背景的不同，可选用的转换电路可能不同，但是不论哪种结构的A/D转换电路，都会存在电荷注入、时钟溃通、采样尖峰等非理想因素，从而导致电压采样的结果精度不高。现有技术中也有通过提高ENOB来实现更高的检测精度。这样做虽然可以在一定程度上提高电压采样的精度，但使得整体电路的功耗、面积等开销骤然增大，复杂度也随之增加，最终导致电路的系统复杂，易用性差，成本高昂。

发明内容

针对传统电压检测电路方案需采用数模转换器才能输出数字信号，导致电路开销过大等缺点。本发明要解决的技术问题是提供一种高精度、无需数模转换器即可输出数字码信号的高精度电压检测电路以及方法。

为了解决以上技术问题，本发明提供一种高精度电压检测电路，包括：

调制器，用以接收待检测电压以及基准电压，并输出调制方波信号，所述调制方波信号的占空比为所述待检测电压与所述基准电压的比例；

计数器和分频器模块，用以接收所述调制器输出的调制方波信号，将所述调制方波信号转换为数字码输出的同时产生两个相互交错的反馈控制信号，所述反馈控制信号输出给所述调制器；

MCU处理模块，接收所述计数器和分频器模块输出的数字码，并根据所述数字码计算出待检测电压。

优选的，所述电压检测电路还包括：

基准和偏置电路，用于辅助调制器，给所述调制器提供所需的基准电压和偏置电压；

控制时钟模块，用于给所述计数器和分频器模块提供所需的高频时钟信号。

优选的，所述调制器为一阶∑-Δ调制器，包括斩波运算放大器、N管输入比较器、P管输入比较器、RS型触发器、采样开关、电阻和电容，所述斩波运算放大器用于接收所述基准电压以及待检测电压，所述N管输入比较器与所述P管输入比较器产生监视所述电容充放电的阀值电压，所述N管输入比较器的输出端与所述P管输入比较器的输出端分别连接所述RS型触发器的两个输入端，所述RS型触发器的输出反馈信号控制所述采样开关。

优选的，所述斩波运算放大器的正向输入端接所述基准电压，所述斩波运算放大器的反向输入端通过所述电阻接所述待检测电压，所述待检测电压与所述运算放大器的反向输入端之间设有采样开关以及电阻，所述斩波运算放大器的输出端与所述运算放大器的反向输入端之间跨接有电容，所述斩波运算放大器的输出端同时连接所述N管输入比较器和所述P管输入比较器，所述N管输入比较器的输出端与所述P管输入比较器的输出端分别连接所述RS型触发器的两个输入端，所述RS型触发器的输出端输出反馈信号控制所述采样开关

优选的，所述斩波运算放大器包括三个斩波开关，其中一个输入斩波开关和两个输出斩波开关，所述交错的反馈控制信号控制所述斩波开关，每个斩波开关的输出端设有一个折叠结构的共源共栅放大器。

优选的，所述斩波开关由四个反向非交叠时钟控制的四个传输门构成。

优选的，所述计数器和分频器模块包括第一计数器、第二计数器和除法器，所述第一计数器与第二计数器接收所述调制器输出的调制方波信号，并输出所述调制方波信号的高低电平的保持时间给所述除法器，所述除法器以数字码形式输出所述调制方波信号的高低电平的占空比给所述MCU处理模块。

一种电压检测方法，其特征在于，包括：

通过调制器将待检测电压与基准电压的比值调制为调制方波信号；

通过计数器和分频器将所述调制方波信号转换为数字码；

通过MCU处理模块计算出待测电压的值。

优选的，所述通过计数器和分频器将所述调制方波信号转换为数字码包括：

通过计数器计算调制方波信号的高电平保持时间和低电平保持时间；

通过除法器计算高电平保持时间和低电平保持时间的比值，输出数字码。

优选的，所述通过计数器和分频器将所述调制方波信号转换为数字码时，所述计数器与分频器产生交错控制反馈信号给所述调制器。

通过使用调制器、计数器和分频器，将待检测电压与基准电压比值调制为调制方波信号，并使电压检测的精度取决于调制方波信号的高电平时钟计数个数和低电平时钟计数个数的比值决定，并由计数器和分频器产生交错反馈控制信号控制调制器，可以消除调制器的失调电压，极大程度的提高了电压检测精度，并且通过MCU处理模块，也可以实现对检测数据的进一步修正，从而再次提高检测的准确度。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明：

图1是本发明的高精度电压检测电路实施例的电路原理框图；

图2是本发明的高精度电压检测电路实施例的调制器电路原理示意图；

图3是本发明的高精度电压检测电路实施例的斩波运放电路原理示意图；

图4是本发明的高精度电压检测电路实施例的斩波开关电路原理示意图；

图5是本发明的高精度电压检测电路实施例的计数器及除法器电路原理示意图；

图6是本发明的高精度电压检测电路实施例的电压检测方法的流程图；

图7是本发明的高精度电压检测电路实施例的计数器及除法器输出时序波形图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明，使本发明的上述及其它目的、特征和优势将更加清晰。在全部附图中相同的附图标记指示相同的部分。并未刻意按比例绘制附图，重点在于示出本发明的主旨。

如图1所示，本发明的一种高精度电压检测电路，包括调制器，所述调制器为一阶∑-Δ调制器，用以接收待检测电压以及基准电压，并输出调制方波信号，所述调制方波信号的占空比为所述待检测电压与所述基准电压的比例；所述一阶∑-Δ调制器连接有基准和偏置电路，所述基准和偏置电路用于辅助调制器，给所述调制器提供所需的基准电压和偏置电压。计数器和分频器模块，所述计数器和分频器模块将调制器用以接收所述调制器输出的调制方波信号，将所述调制方波信号转换为数字码输出的同时产生两个相互交错的反馈控制信号CLK1和CLK2，所述反馈控制信号输出给所述一阶∑-Δ调制器；控制时钟模块，用于给所述计数器和分频器模块提供所需的高频时钟信号。MCU处理模块，接收所述计数器和分频器模块输出的数字码，并根据所述数字码计算出待检测电压。所述数字码为高电平保持时间t1和低电平保持时间t2的比值。

在本实施例中，一阶∑-Δ调制器包括斩波运算放大器、N管输入比较器、P管输入比较器、RS型触发器、采样开关、电阻和电容，如图2所示，所述斩波运算放大器101的正向输入端接所述基准电压，所述斩波运算放大器101的反向输入端通过所述电阻108接所述待检测电压，所述待检测电压与所述运算放大器101的反向输入端之间设有采样开关S1和S2以及电阻108，所述斩波运算放大器101的输出端与所述斩波运算放大器101的反向输入端之间跨接有电容107，所述斩波运算放大器101的输出端同时连接所述N管输入比较器和所述P管输入比较器，所述N管输入比较器的输出端与所述P管输入比较器的输出端分别连接所述RS型触发器的两个输入端，所述RS型触发器的输出端输出反馈信号控制所述采样开关。

所述斩波运算放大器101用于接收所述基准电压以及待检测电压，所述N管输入比较器102与所述P管输入比较器103产生监视所述电容107充放电的阀值电压VH和VL。所述N管输入比较器102的输出端与所述P管输入比较器103的输出端分别连接所述RS型触发器104的两个输入端，所述RS型触发器的输出反馈信号Q和

控制所述采样开关S1和S2。

如图3所示，本实施例中，所述斩波运算放大器包括三个斩波开关，其中一个输入斩波开关和两个输出斩波开关，所述交错的反馈控制信号控制所述斩波开关，每个斩波开关的输出端设有一个折叠结构的共源共栅放大器。其连接关系如图3所示，在此不再一一赘述。如图4所示，所述斩波开关由四个反向非交叠时钟控制的四个传输门构成。

在本实施例中，所述计数器和分频器模块包括第一计数器、第二计数器和除法器，如图5所示，所述第一计数器201与第二计数器202接收所述调制器输出的调制方波信号，并输出所述调制方波信号的高低电平的保持时间给所述除法器203，所述除法器203以数字码形式输出所述调制方波信号的高低电平的占空比给所述MCU处理模块。

如图6所示，一种电压检测方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤S100：调制器将待检测电压与基准电压的比值调制为调制方波信号；

步骤S101：计数器计算调制方波信号的高电平保持时间和低电平保持时间；

步骤S1010：所述计数器与分频器产生交错控制反馈信号给所述调制器

步骤S102：除法器计算高电平保持时间和低电平保持时间的比值，输出数字码；

步骤103：通过MCU处理模块计算出待测电压的值。

本实施例电压检测的工作原理：

首先，一阶∑-Δ调制器的工作原理：

假设RS触发器初始时Q为高电平、则

为低电平，此时则采样开关S1闭合采样开关S2断开，待检测电压VIN通过电阻108对电容107充电，得到充电电流为：

$I_1=\frac{V_{\mathrm{IN}}-V_1}{R}---\left(1\right)$

假设电容107的充电时间为t1，由图2可知电容107正端电压V1不变，因此在充电过程中电容下极板的电压慢慢下降，当下降到阀值电压VL以下时P管输入比较器103翻转，从而使得RS触发器翻转，最终导致采样开关S1断开采样S2闭合，V1通过电阻108对电容107放电：

$I_2=\frac{V_1}{R}---\left(2\right)$

同理，放电时间如果为t2，放电过程中电容下极板电压慢慢上升，上升到阀值电压VH以上时N管输入比较器102翻转，从而使得RS触发器翻转，最终导致采样开关S1闭合采样开关S2断开又对电容107充电，由此形成一个周期，RS触发器输出调制方波109。因为充电时电容107下极板电平由阀值电压VH下降到阀值电压VL，放电时电容下极板电平由阀值电压VL上升到阀值电压VH，由充放电电荷总量相等可得：

I₁×t₁＝I₂×t₂（3）

将公式（2）与（3）代入（3）得到：

$V_{\mathrm{IN}}=(1+\frac{t_1}{t_2})V_1---\left(4\right)$

由运算放大器的原理可得

V1=VREF（5）

将公式（5）代入（4）式得：

$V_{\mathrm{IN}}=(1+\frac{t_1}{t_2})V_{\mathrm{REF}}---\left(6\right)$

由公式（6）可得，测出t1与t2的比例便可得出VIN。

一阶∑-Δ调制器输出的调制方波输入到计数器1和计数器2，二者分别以高频时钟去计算调制方波的高电平和低电平的保持时间，除法器负责将两个数据的比例求出；与此同时，计数器及除法器电路模块还会输出交错反馈的斩波运放控制信号，具体时序关系在图7中给予说明。

图7是计数器和除法器电路输出的时序波形图，如果调制方波的高电平保持时间为t1，低电平保持时间为t2，则有：

$\left\{\begin{array}{c}{t}_1=n_1\·t_0\\ t_2=n_2\·t_0\end{array}\right.---\left(7\right)$

其中t0为计数器的时钟周期，n即为时钟周期数，结合公式（6）可得：

$V_{\mathrm{IN}}=(1+\frac{n_1}{n_2})V_{\mathrm{REF}}---\left(8\right)$

计数器将计数结果传递给除法器，由除法器计算出n1与n2的比值，进而可以输出电压VIN与基准电压VREF的比例值210。同时为了消除运放引入的失调电压误差。

采用图3中所示的斩波运放结构。斩波运放能够有效的消除offset和1/f噪声，传统斩波开关的调制频率f_chop需要满足：

$f_{\mathrm{chop}}\≥\frac{2}{t_1+t_2}---\left(9\right)$

由图2可知，稳定的V1可以得到更高的精度，加入斩波开关以后，开关的每次动作都会引起V1的波动，使电路引入额外的误差，这样会使斩波的效果大打折扣。为了解决这个问题，本发明提出一种新的方法，通过交错反馈的方法来控制斩波开关（交错反馈控制信号由计数器和除法器电路给出）：电路工作时，每个采样数据周期结束后斩波开关的控制信号翻转一次，如图7中的201和202所示，斩波控制开关随输入数据的上升沿而交错改变，假设第一个数据周期有：

V₁＝V_REF+V_offset（10）

则第二个周期有：

V₁＝V_REF-V_offset（11）

对电压采样两个周期后将公式（10）和（11）代入公式（8），对结果求平均可得：

$V_{\mathrm{IN}}=(1+\frac{t_1}{t_2})V_1---\left(12\right)$

结果与公式（4）的相同，可以看到offset电压已经消掉。斩波运放虽带有斩波开关，但其实际工作原理已经不同于传统斩波运放，offset并未经过斩波调制而被低通滤波器滤除，而是由于两个交错反馈控制的周期所引入的offset大小相等、方向相反，通过求平均的方法将其消除，因此斩波频率不再严格符合公式（9）的要求。多周期采样求平均还可以提高t1与t2比值的精度。假设交错反馈信号翻转的频率约为1KHz-10KHz，对运放而言主要的1/f噪声都集中在低频，可知交错反馈控制的斩波运放能够有效地将1/f噪声滤除。

由四个反向非交叠时钟控制的四个传输门构成斩波开关，当时钟信号CLK1、CLK2即斩波信号发生交错反馈时，与输入IN1、IN2连接的两个传输门交替导通，即完成将输入信号IN1、IN2分别调制到OUT1和OUT2，配合斩波运放达到消除失调电压的目的。

调制器中采用了P输入比较器与N输入比较器。两个比较器用来确定电容充放电阈值电压，需要一直监视电压的变化，因而使能后需要一直工作。由于两个比较器监视电压值不同，这里分别采用N管作为输入对管（适用于输入共模比较高的情况）和P管作为输入对管（适用于输入共模较低的情况）的两个比较器，来完成调制器中电容充放电阈值电压的监视。

利用本发明电路进行仿真，如果仿真给定的检测电压为20V，当采用16位的数字除法器电路时，那么仿真得到除法器输出码为：1001000010010101，其中前三位为整数部分，后面13位为小数部分，通过MCU运算电路计算出的检测电压为20.072V，检测误差为0.36%。

通过在检测电路中加入斩波运放，并利用计数器和除法器计算电路产生的交错反馈控制信号，能够有效抑制运放offset对检测精度的影响。例如，在运放输入对管引入10%的失配，给定的输入电压为20V时，得到除法器的输出码为：1001000000000100，通过MCU运算电路计算得到电压为20.0024V。从计算结果可以看出，运放的offset电压并未体现在除法器输出端，说明人为设置的offset已经被完全消除，证明了由交错反馈信号控制的斩波运放能够实现消除失调，达到高精度检测的目的。

表1电压检测仿真结果

Detected Voltage(V)	Calculated Voltage(V)	Error(%)
			20	20.10	0.5
15	14.93	0.47
			10	9.97	0.3
5	4.997	0.06
			3	2.9996	0.013
2.5	2.5008	0.032
			2	2.001	0.05

在以上的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明。但是以上描述仅是本发明的较佳实施例而已，本发明能够以很多不同于在此描述的其它方式来实施，因此本发明不受上面公开的具体实施的限制。同时任何熟悉本领域技术人员在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims (10)

1.一种高精度电压检测电路，其特征在于，包括：

调制器，用以接收待检测电压以及基准电压，并输出调制方波信号，所述调制方波信号的占空比为所述待检测电压与所述基准电压的比例；

计数器和分频器模块，用以接收所述调制器输出的调制方波信号，将所述调制方波信号转换为数字码输出的同时产生两个相互交错的反馈控制信号，所述反馈控制信号输出给所述调制器；

MCU处理模块，接收所述计数器和分频器模块输出的数字码，并根据所述数字码计算出待检测电压。

2.根据权利要求1所述的高精度电压检测电路，其特征在于，所述电压检测电路还包括：

基准和偏置电路，用于辅助调制器，给所述调制器提供所需的基准电压和偏置电压；

控制时钟模块，用于给所述计数器和分频器模块提供所需的高频时钟信号。

3.根据权利要求1所述的高精度电压检测电路，其特征在于，所述调制器为一阶∑-Δ调制器，包括斩波运算放大器、N管输入比较器、P管输入比较器、RS型触发器、采样开关、电阻和电容，所述斩波运算放大器用于接收所述基准电压以及待检测电压，所述N管输入比较器与所述P管输入比较器产生监视所述电容充放电的阀值电压，所述N管输入比较器的输出端与所述P管输入比较器的输出端分别连接所述RS型触发器的两个输入端，所述RS型触发器的输出反馈信号控制所述采样开关。

4.根据权利要求3所述的高精度电压检测电路，其特征在于，所述斩波运算放大器的正向输入端接所述基准电压，所述斩波运算放大器的反向输入端通过所述电阻接所述待检测电压，所述待检测电压与所述运算放大器的反向输入端之间设有采样开关以及电阻，所述斩波运算放大器的输出端与所述运算放大器的反向输入端之间跨接有电容，所述斩波运算放大器的输出端同时连接所述N管输入比较器和所述P管输入比较器，所述N管输入比较器的输出端与所述P管输入比较器的输出端分别连接所述RS型触发器的两个输入端，所述RS型触发器的输出端输出反馈信号控制所述采样开关。

5.根据权利要求3所述的高精度电压检测电路，其特征在于，所述斩波运算放大器包括三个斩波开关，其中一个输入斩波开关和两个输出斩波开关，所述交错的反馈控制信号控制所述斩波开关，每个斩波开关的输出端设有一个折叠结构的共源共栅放大器。

6.根据权利要求5所述的高精度电压检测电路，其特征在于，所述斩波开关由四个反向非交叠时钟控制的四个传输门构成。

7.根据权利要求1所述的高精度电压检测电路，其特征在于，所述计数器和分频器模块包括第一计数器、第二计数器和除法器，所述第一计数器与第二计数器接收所述调制器输出的调制方波信号，并输出所述调制方波信号的高低电平的保持时间给所述除法器，所述除法器以数字码形式输出所述调制方波信号的高低电平的占空比给所述MCU处理模块。

8.一种电压检测方法，其特征在于，包括：

通过调制器将待检测电压与基准电压的比值调制为调制方波信号；

通过计数器和分频器将所述调制方波信号转换为数字码；

通过MCU处理模块计算出待测电压的值。

9.根据权利要求8所述的电压检测方法，其特征在于，所述通过计数器和分频器将所述调制方波信号转换为数字码包括：

通过计数器计算调制方波信号的高电平保持时间和低电平保持时间；

通过除法器将高电平保持时间和低电平保持时间的比值，输出数字码。

10.根据权利要求8所述的电压检测方法，其特征在于，所述通过计数器和分频器将所述调制方波信号转换为数字码时，所述计数器与分频器产生交错控制反馈信号给所述调制器。

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