CN103457885A - 信道估计方法、信道估计装置和接收机 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供一种信道估计方法、信道估计装置和接收机。一种方法包括：对接收的参考信号进行信道估计，获取所述参考信号在频域内的第一信道响应；将所述第一信道响应变换到时域，得到所述参考信号在时域内的第二信道响应；对时域内各路径的功率时延谱进行滤波，得到时域内各路径的平均功率；将平均功率低于设定门限的路径确定为虚径；在所述第二信道响应中去除所述虚径的信道响应，得到第三信道响应；将所述第三信道响应变换到频域，得到所述参考信号的第四信道响应。本发明实施例实现提高信道估计的准确性。

Description

信道估计方法、信道估计装置和接收机

技术领域

本发明涉及通信技术，尤其涉及一种信道估计方法、信道估计装置和接收机。

背景技术

数据在经过发射端发射出来后，经过无线信道的传播到达接收端，无线信道中的各种干扰因素会对发射的数据造成影响，因此，接收端接收到的数据可能与发射端发射的数据大不相同。通常需要进行信道估计来对接收数据进行均衡处理，克服信道的影响恢复数据。目前，通常在发射数据信号的同时发射接收端已知的参考信号，接收端根据接收到的参考信号和已知的参考信号对参考信号经历的信道响应进行估计，进而得到数据信号的信道响应。

现有技术中，接收端首先根据接收到的参考信号获得参考信号所在频域资源位置上的信道响应，再将参考信号的信道响应变换到时域，将时域信道最大时延径之外的信道响应设置为0来对参考信号的信道响应进行降噪处理，再将降噪后的时域信道响应变换到频域。然而，由于真实信道环境中存在噪声和干扰，从而使得信道估计的不准确。

发明内容

本发明实施例提供一种信道估计方法、信道估计装置和接收机，以提高信道估计的准确性。

一方面，本发明实施例提供一种信道估计方法，包括：

对接收的参考信号进行信道估计，获取所述参考信号在频域内的第一信道响应；

将所述第一信道响应变换到时域，得到所述参考信号在时域内的第二信道响应；

对时域内各路径的功率时延谱进行滤波，得到时域内各路径的平均功率；

将平均功率低于设定门限的路径确定为虚径；

在所述第二信道响应中去除所述虚径的信道响应，得到第三信道响应；

将所述第三信道响应变换到频域，得到所述参考信号的第四信道响应。

另一方面，本发明实施例提供一种信道估计装置，包括：

第一处理器，用于对接收的参考信号进行信道估计，获取所述参考信号在频域内的第一信道响应；

转换器，用于将所述第一信道响应变换到时域，得到所述参考信号在时域内的第二信道响应；

滤波器，用于对时域内各路径的功率时延谱进行滤波，得到时域内各路径的平均功率；

所述第一处理器还用于：将平均功率低于设定门限的路径确定为虚径；在所述第二信道响应中去除所述虚径的信道响应，得到第三信道响应；

所述转换器，还用于将所述第三信道响应变换到频域，得到所述参考信号的第四信道响应。

另一方面，本发明实施例还提供一种接收机，包括：

接收器，用于接收参考信号和数据信号；

信道估计装置，用于对接收的参考信号进行信道估计，获取所述参考信号在频域内的第一信道响应；将所述第一信道响应变换到时域，得到所述参考信号在时域内的第二信道响应；对时域内各路径的功率时延谱进行滤波，得到时域内各路径的平均功率；将平均功率低于设定门限的路径确定为虚径；在所述第二信道响应中去除所述虚径的信道响应，得到第三信道响应；将所述第三信道响应变换到频域，得到所述参考信号的第四信道响应；

所述第二处理器，用于对所述信道估计装置得到的第四信道响应进行插值得到所述数据信号的信道响应；

所述解调器，用于根据所述数据信号的信道响应对所述接收器接收的所述数据信号进行解调。

本发明实施例提供的信道估计方法、信道估计装置和接收机，获取参考信号在时域内的信道响应后，对时域内各路径的功率时延谱进行滤波得到各路径的平均功率，然后将平均功率低于设定门限的路径确定为虚径，并在时域内的信道响应中去除虚径的信道响应，提高信道估计的准确性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明提供的信道估计方法一个实施例的流程图；

图2为本发明提供的信道估计方法又一个实施例的流程图；

图3为本发明提供的信道估计方法中时域内各路径的时延与功率的对应关系示意图；

图4为本发明提供的信道估计装置一个实施例的结构示意图；

图5为本发明提供的接收机一个实施例的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明实施例提供的信道估计方法，可以用于对上行信道或下行信道进行估计。具体可以由参考信号的接收端进行执行。例如，在上行信道中，接收端可以接收在上行信道中发送的参考信号。若在上行信道中，参考信号的发送端为用户终端，则接收端可以为基站，或者为中继站；如果参考信号的发送端为中继站，则接收端可以为基站或上一跳中继站。在下行信道中，接收端可以接收在下行信道中发送的参考信号，如果参考信号的发送端为基站，则接收端可以为终端或中继站；如果参考信号的发送端为中继站，则接收端可以为终端或下一跳中继站。

本发明实施例中涉及的参考信号，也可以称为导频信号。

图1为本发明提供的信道估计方法一个实施例的流程图，如图1所示，以下各步骤的执行主体为接收端，如上所述，该接收端可以是终端，基站或者中继站。该方法包括：

S101、对接收的参考信号进行信道估计，获取参考信号在频域内的第一信道响应。

假设发射端的一个发射天线在正交频分复用（Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，OFDM）符号上的参考信号序列为：

P=[P(0)P(1)…P(M-1)]

其中，M为参考信号在该OFDM符号上的数量，即，M表示参考信号的序列长度，M为大于0的整数；P(M-1)表示第M个参考信号的值，从发射端的发射天线到接收端的接收天线之间的信道响应为H^r，噪声为N^r，r为接收天线的序号，r=0,1,…,R-1，R为接收天线的总数。

则接收端的接收天线接收到的参考信号为：

Y^r=H^rP+N^r

接收端可以采用现有的各种方法对参考信号进行信道估计，得到参考信号的信道响应。

举例来说，接收端可以对接收到的参考信号进行最小二乘（Ieast Square，LS）信道估计，得到接收天线r的参考信号的信道响应

在本发明实施例中，对接收到的参考信号进行信道估计的方法并不进行限定。

需要说明的是，S101中对接收的参考信号进行信道估计得到的第一信道响应，为参考信号在频域内的信道响应。

S102、将第一信道响应变换到时域，得到所述参考信号在时域内的第二信道响应。

S101中得到参考信号在频域内的信道响应

后，需要将S101中得到的参考信号在频域内的信道响应变换到时域，得到第二信道响应。

举例来说，可以对参考信号在频域内的信道响应，即第一信道响应进行傅里叶逆变换，得到参考信道在时域内的信道响应，即第二信道响应h^r(n)，n=0,1,…,N_IFFT-1。其中，快速傅里叶逆变换（Inverse Fast Fourier Transform，IFFT）为傅里叶逆变换的点数，

ceil表示向上求整。

需要说明的是，由于傅里叶逆变换的点数IFFT为2的n次方（n为大于等于0的整数），因此，如果第一信道响应的数据长度无法满足傅里叶逆变换的点数IFFT的需求，则可以在第一信道响应

后面补N_IFFT-M个零，补0后的第一信道响应

记做

对该信道响应

进行傅里叶逆变换根据下述公式进行：

$h^r=\mathrm{IFFT}\left({\tilde{H}}_{\mathrm{LS}}^r\right).$

S103、对时域内各路径的功率时延谱进行滤波，得到时域内各路径的平均功率。

将参考信号的第一信道响应变换到时域，得到第二信道响应h^r(n)，n=0,1,…,N_IFFT-1，每个n对应时域内的一个路径，时域内的路径是指，参考信号从发射端经过反射和/或折射到达接收端所走过的路径，时域内不同的路径由路径的时延区分。

由于真实信道环境中存在干扰和噪声，因此，使得n=0,1,…,N_IFFT-1中会出现虚径，这些虚径仅是瞬间出现，下一刻又消失，无法传输有效的参考信号，从而影响参考信号的信道响应估计的准确性。在干扰产生的瞬间虚径的功率可能比较大，然而，由于虚径仅是瞬间出现，下一刻又消失，因此，该虚径上的平均功率低于时域内的其他路径。

据此，可以对时域内各路径的功率时延谱进行滤波，得到时域内各路径的平均功率，从而消除干扰对虚径瞬间功率的影响，得到能够反映每条路径功率情况的平均功率。再通过S104对功率低于设定门限的路径进行判断，确定时域中的虚径。

可选的，各路径的功率可以是各接收天线在当前子帧上接收到的参考信号的平均功率。

对时域内各路径的功率时延谱进行滤波可以采用现有的各种滤波方法，举例来说，可以采用阿尔法（alpha）滤波法对时域内各路径的功率时延谱进行滤波，实现得到时域内各路径的平均功率。

S104、将平均功率低于设定门限的路径确定为虚径。

虚径是由信道环境中存在干扰和噪声而产生，具有突发性，因此，虚径位置的平均功率通常相比其他时域路径的平均功率而言相对较低，因此，可以设置一定的门限值来判断时域中的虚径，将功率低于门限值的时域路径确定为虚径。

其中，设定门限为功率门限，可以根据具体需求进行设置。例如：可以根据时域内各路径的噪声功率来设置。

S105、在第二信道响应中去除虚径的信道响应，得到第三信道响应。

确定虚径后，可以在第二信道响应h^r(n)中将为虚径的n对应的信道响应置为0，即，实现在在第二信道响应中去除虚径的信道响应，得到第三信道响应。

S106、将第三信道响应变换到频域，得到参考信号的第四信道响应。

对于去除虚径信道响应得到的参考信号在时域内的第三信道响应，接收端可以进一步将其变换到频域，得到第四信道响应。

本发明实施例中提供了参考信号的信道估计过程，接收端通常可以根据参考信号的信道响应得到数据信号的信道响应。例如，接收端可以根据发射端发送参考信号和数据信号的位置，对参考信号在频域内的第四信道响应进行插值，得到数据信号的信道响应。进而可以利用数据信号的信道响应对接收到的数据信号进行均衡解调处理。

本实施例提供的信道估计方法，获取参考信号在时域内的信道响应后，对时域内各路径的功率时延谱进行滤波得到各路径的平均功率，然后将平均功率低于设定门限的路径确定为虚径，并在时域内的信道响应中去除虚径的信道响应，提高信道估计的准确性。

图2为本发明提供的信道估计方法又一个实施例的流程图，如图2所示，该方法包括：

S201、对接收的参考信号进行信道估计，获取参考信号在频域内的第一信道响应。

S202、将第一信道响应变换到时域，得到参考信号在时域内的第二信道响应。

其中，S201和S202的具体过程可参见图1所示实施例中的S101和S102的相关描述，在此不再赘述。

S203、测量时域内各路径的最大时延范围。

在时域内路径的时延到达一定值时，则说明该路径上的干扰噪声较为强烈，无法传输有用的参考信号，据此，可以在对参考信号进行信道估计的过程中进行降噪处理。接收端可以采用现有的各种方法测量时域内各路径的功率，例如：可以设定一定的功率门限值，可以将功率值低于设定门限值的路径对应的时延范围确定为最大时延范围。如图3所示，横坐标为时域内各路径的时延，纵坐标为时域内各路径的功率，测量得到的最大时延范围在τ_a和τ_b之间，其中，τ_a≥0，τ_b≥0，且τ_a≤τ_b。

S204、在第二信道响应中，去除最大时延范围对应的所有路径的信道响应。

为了对参考信号的信道响应进行降噪处理，可以在第二信道响应中将最大时延范围对应的所有路径的信道响应设置为0，即：

h^r(n)=0    τ_a<n<τ_b

S205、计算每个接收天线当前子帧的归一化功率时延谱。

$p_k^r\left(n\right)=\frac{{\left|h^r\left(n\right)\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}$ 0≤n≤τ_a,τ_b≤n≤N_IFFT-1

其中，k是子帧序号，σ²是时域信道的平均噪声干扰功率，该平均噪声干扰功率可以通过测量获取；h^r(n)为第二信道响应，r为接收天线的序号，k为子帧序号，τ_a和τ_b分别为时域内各路径的最大时延范围的两个端点，τ_a≥0，τ_b≥0，且τ_a≤τ_b  n=0,1,…,N_IFFT-1，N_IFFT为将第一信道响应变换到时域所进行的傅里叶逆变换的点数。

S206、确定各接收天线的归一化的功率时延谱的平均值，即，时域内各路径的功率时延谱为各接收天线上接收到的当前子帧的归一化功率时延谱的平均值。

${\hat{p}}_k\left(n\right)=\frac{1}{R}\underset{r=0}{\overset{R-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{p}_k^r\left(n\right)$

根据获取各接收天线的当前子帧的归一化功率时延谱的平均值，R为接收天线的总数。

其中，S206为一种可行的实施方式，而为了简化S206的步骤，还可以仅对接收天线子集中的归一化功率时延谱进行平均。

S207、对各天线的当前子帧的归一化功率时延谱的平均值进行阿尔法（alpha）滤波，得到时域内各路径的平均功率

根据 $\left\{\begin{array}{cc}{\stackrel{\&OverBar;}{p}}_k\left(n\right)=(1-\mathrm{\&alpha;})\&times;{\stackrel{\&OverBar;}{p}}_{k-1}\left(n\right)+\mathrm{\&alpha;}\&times;{\hat{p}}_k\left(n\right)& k>0\\ {\stackrel{\&OverBar;}{p}}_0\left(n\right)={\hat{p}}_0\left(n\right)& k=0\end{array}\right.,$ 对时域内各路径的功率时延谱进行滤波；其中，k为子帧序号，α为滤波因子，

为时域内各路径的功率时延谱，n=0,1,…,N_IFFT-1，N_IFFT为将第一信道响应变换到时域所进行的傅里叶逆变换的点数。

可选的，α可以采用1/16，也可以为1/(k+1)，还可以根据具体需求选取其他值。

需要说明的是，Alpha滤波也可以根据预定的规则重新启动，例如：当k=T-1时，alpha滤波重启，恢复k=0，T可以是进行预先设定的最大滤波次数。

S208、将平均功率低于设定门限的路径确定为虚径。

S209、在去除最大时延范围对应的所有路径信道响应的第二信道响应中去除虚径的信道响应，得到第三信道响应。

若对于所有路径n均为

则在第二信道响应中保留的最大值对应的路径n位置处的信道响应，将除

的最大值之外

的其余值对应的路径n位置处的信道响应置为0，否则，将

对应的路径n位置处的信道响应置为0，保留

对应的路径n位置处的信道响应，其中，

为滤波后时域内各路径n的平均功率，Thr为设定门限，n=0,1,…,N_IFFT-1，N_IFFT为将第一信道响应变换到时域所进行的傅里叶逆变换的点数。

即，如果对于所有的n都满足

则：

$\left\{\begin{array}{cc}{h}^r\left(n_{\max }\right)=h^r\left(n_{\max }\right)& n_{\max }=\max \left({\stackrel{\&OverBar;}{p}}_k\left(n\right)\right)\\ h^r\left(n\right)=0& \mathrm{others}\end{array}\right.$

否则：

$\left\{\begin{array}{cc}{h}^r\left(n\right)=h^r\left(n\right)& {\stackrel{\&OverBar;}{p}}_k\left(n\right)\&GreaterEqual;\mathrm{Thr}\\ h^r\left(n\right)=0& {\stackrel{\&OverBar;}{p}}_k\left(n\right)<\mathrm{Thr}\end{array}\right.$

其中，功率门限Thr可以根据实际需求确定，例如：可以采用噪声功率λ×σ²获取，λ=2。

S210、若参考信号在频域上不连续分布，则在第三信道响应中，在最大时延范围内补充(A-1)*N_IFFT个零，其中，A表示A个子载波有1个参考信号，A为大于0的整数，N_IFFT为将第一信道响应变换到时域所进行的傅里叶变换的点数。

具体的：如果频域上的参考信号不是连续分布，例如：A个子载波有1个参考信号（A=1，2，3，...），参考信号与总的子载波比例为1/A。则需要在时域进行插值到A*N_IFFT，即在h^r(n)的n=τ_a~τ_b间补充(A-1)*N_IFFT个零，得到l=0,1,…,A*N_IFFT。通过在最大时延范围内补充(A-1)*N_IFFT个零，可以实现对频域信道响应进行插值。

S211、将第三信道响应变换到频域，得到参考信号的第四信道响应。

具体的，可以将降噪并补零后的时域信道变换到频域，得到第四信道响应，进一步的，可以对第四信道响应进行插值，截取前个值，

$H^r=\mathrm{FFT}\left({\hat{h}}^r\right)$

${\tilde{H}}^r=H^r(0~\hat{M})$

进一步的，接收端还可以根据发射端发送参考信号和数据信号的位置，对进行插值得到数据信号的信道响应，进而可以利用数据信号的信道响应对接收到的数据信号进行均衡解调处理。

本实施例提供的信道估计方法，获取参考信号在时域内的信道响应后，对时域内各路径的功率时延谱进行阿尔法滤波得到各路径的平均功率，然后将平均功率低于设定门限的路径确定为虚径，并在时域内的信道响应中去除虚径的信道响应，提高信道估计的准确性。

图4为本发明提供的信道估计装置一个实施例的结构示意图，如图4所示，该装置包括：第一处理器11、转换器12和滤波器13；其中：

第一处理器11，用于对接收的参考信号进行信道估计，获取参考信号在频域内的第一信道响应；

转换器12，用于将第一信道响应变换到时域，得到参考信号在时域内的第二信道响应；

滤波器13，用于对时域内各路径的功率时延谱进行滤波，得到时域内各路径的平均功率；

第一处理器11还用于：将平均功率低于设定门限的路径确定为虚径；在第二信道响应中去除虚径的信道响应，得到第三信道响应；

转换器12，还用于将第三信道响应变换到频域，得到参考信号的第四信道响应。

可选的，时域内各路径的功率构成的功率时延谱为至少一个接收天线上接收到的当前子帧的归一化功率时延谱的平均值；

可选的，滤波器13可以具体用于：

根据

0≤n≤τ_a,τ_b≤n≤N_IFFT-1获取每个接收天线当前子帧的归一化功率时延谱，其中，h^r(n)为第二信道响应，r为接收天线的序号，k为子帧序号，σ²是时域信道的平均噪声干扰功率，τ_a和τ_b分别为时域内各路径的最大时延范围的两个端点，τ_a≥0，τ_b≥0，且τ_a≤τ_b  n=0,1,…,N_IFFT-1，N_IFFT为将第一信道响应变换到时域所进行的傅里叶逆变换的点数；

根据

获取各接收天线的当前子帧的归一化功率时延谱的平均值，R为接收天线的总数。

可选的，滤波器13还可以用于：

根据 $\left\{\begin{array}{cc}{\stackrel{\&OverBar;}{p}}_k\left(n\right)=(1-\mathrm{\&alpha;})\&times;{\stackrel{\&OverBar;}{p}}_{k-1}\left(n\right)+\mathrm{\&alpha;}\&times;{\hat{p}}_k\left(n\right)& k>0\\ {\stackrel{\&OverBar;}{p}}_0\left(n\right)={\hat{p}}_0\left(n\right)& k=0\end{array}\right.,$ 对时域内各路径的功率时延谱进行滤波；其中，k为子帧序号，α为滤波因子，为时域内各路径的功率构成的功率时延谱，n=0,1,…,N_IFFT-1，N_IFFT为将第一信道响应变换到时域所进行的傅里叶逆变换的点数。

可选的，第一处理器11还可以具体用于：若对于所有n均为

则在第二信道响应中保留

的最大值对应的路径n位置处的信道响应，将除

的最大值之外

的其余值对应的路径n位置处的信道响应置为0，否则，将

对应的路径n位置处的信道响应置为0，保留

对应的路径n位置处的信道响应，其中，k为子帧序号，

时域内路径n的平均功率，Thr为设定门限，n=0,1,…,N_IFFT-1，N_IFFT为将第一信道响应变换到时域所进行的傅里叶逆变换的点数。

可选的，第一处理器11还可以用于：若参考信号在频域上不连续分布，则在第三信道响应中，在最大时延范围内补充(A-1)*N_IFFT个零，其中，A表示A个子载波有1个参考信号，A为大于0的整数，N_IFFT为将第一信道响应变换到时域所进行的傅里叶变换的点数。

本实施例提供的信道估计装置，与本发明提供的信道估计方法相对应，为信道估计方法的执行设备，其执行信道估计方法的具体过程可参见图1和图2所示的方法实施例，在此不再赘述。

本实施例提供的信道估计装置，获取参考信号在时域内的信道响应后，对时域内各路径的功率时延谱进行滤波得到各路径的平均功率，然后将平均功率低于设定门限的路径确定为虚径，并在时域内的信道响应中去除虚径的信道响应，提高信道估计的准确性。

图5为本发明提供的接收机一个实施例的结构示意图，如图5所示，该接收机可以包括：接收器1、信道估计装置2、第二处理器3和解调器4；其中：

接收器1，用于接收参考信号和数据信号；

信道估计装置2，用于对接收的参考信号进行信道估计，获取参考信号在频域内的第一信道响应；将第一信道响应变换到时域，得到参考信号在时域内的第二信道响应；对时域内各路径的功率时延谱进行滤波，得到时域内各路径的平均功率；将平均功率低于设定门限的路径确定为虚径；在第二信道响应中去除虚径的信道响应，得到第三信道响应；将第三信道响应变换到频域，得到参考信号的第四信道响应；

第二处理器3，用于对信道估计装置2得到的第四信道响应进行插值得到数据信号的信道响应；

解调器4，用于根据数据信号的信道响应对接收器1接收的数据信号进行解调。

本实施例提供的接收机，可以设置在终端侧，也可以设置在基站侧，还可以设置在中继站上。其中涉及的信道估计装置与本发明提供的信道估计方法相对应，为信道估计方法的执行设备，其执行信道估计方法的具体过程可参见图1和图2所示的方法实施例，在此不再赘述。

本实施例提供的接收机，获取参考信号在时域内的信道响应后，对时域内各路径的功率时延谱进行滤波得到各路径的平均功率，然后将平均功率低于设定门限的路径确定为虚径，并在时域内的信道响应中去除虚径的信道响应。采用去除虚径的信道响应的参考信号信道响应得到数据信号的信道响应，提高了信道估计的准确性，提高数据信号解调的正确性，提升接收机的性能和通信系统的性能。

本领域普通技术人员可以理解：实现上述各方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成。前述的程序可以存储于计算机可读取存储介质中。该程序在执行时，执行包括上述各方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (11)

1.一种信道估计方法，其特征在于，包括：

对接收的参考信号进行信道估计，获取所述参考信号在频域内的第一信道响应；

将所述第一信道响应变换到时域，得到所述参考信号在时域内的第二信道响应；

对时域内各路径的功率时延谱进行滤波，得到时域内各路径的平均功率；

将平均功率低于设定门限的路径确定为虚径；

在所述第二信道响应中去除所述虚径的信道响应，得到第三信道响应；

将所述第三信道响应变换到频域，得到所述参考信号的第四信道响应。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述时域内各路径的功率时延谱为各接收天线上接收到的当前子帧的归一化功率时延谱的平均值，所述对时域内各路径的功率时延谱进行滤波之前，还包括：

根据

0≤n≤τ_a,τ_b≤n≤N_IFFT-1获取所述每个接收天线当前子帧的归一化功率时延谱，其中，h^r(n)为所述第二信道响应，r为所述接收天线的序号，k为子帧序号，σ²是时域信道的平均噪声干扰功率，τ_a和τ_b分别为时域内各路径的最大时延范围的两个端点，τ_a≥0，τ_b≥0，且τ_a≤τ_b，n=0,1,…,N_IFFT-1，N_IFFT为将所述第一信道响应变换到时域所进行的傅里叶逆变换的点数；

根据

获取各接收天线的当前子帧的归一化功率时延谱的平均值，R为所述接收天线的总数。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述对时域内各路径的功率时延谱进行滤波，包括：

根据 $\left\{\begin{array}{cc}{\stackrel{\&OverBar;}{p}}_k\left(n\right)=(1-\mathrm{\&alpha;})\&times;{\stackrel{\&OverBar;}{p}}_{k-1}\left(n\right)+\mathrm{\&alpha;}\&times;{\hat{p}}_k\left(n\right)& k>0\\ {\stackrel{\&OverBar;}{p}}_0\left(n\right)={\hat{p}}_0\left(n\right)& k=0\end{array}\right.,$ 对时域内各路径的功率时延谱进行滤波；其中，k为子帧序号，α为滤波因子，

为时域内各路径的功率时延谱，n=0,1,…,N_IFFT-1，N_IFFT为将所述第一信道响应变换到时域所进行的傅里叶逆变换的点数。

4.根据权利要求1-3任一项所述的方法，其特征在于，所述将平均功率低于设定门限的路径确定为虚径，包括：

若对于所有路径n均为

则在所述第二信道响应中保留

的最大值对应的路径n位置处的信道响应，将除

的最大值之外

的其余值对应的路径n位置处的信道响应置为0，否则，将

对应的路径n位置处的信道响应置为0，保留

对应的路径n位置处的信道响应，其中，k为子帧序号，为时域内路径n的平均功率，Thr为所述设定门限，n=0,1,…,N_IFFT-1，N_IFFT为将所述第一信道响应变换到时域所进行的傅里叶逆变换的点数。

5.根据权利要求2-4任一项所述的方法，其特征在于，所述将所述第三信道响应变换到频域之前，还包括：

若所述参考信号在频域上不连续分布，则在所述第三信道响应中，在所述最大时延范围内补充(A-1)*N_IFFT个零，其中，A表示A个子载波有1个所述参考信号，A为大于0的整数，N_IFFT为将所述第一信道响应变换到时域所进行的傅里叶逆变换的点数。

6.一种信道估计装置，其特征在于，包括：

第一处理器，用于对接收的参考信号进行信道估计，获取所述参考信号在频域内的第一信道响应；

转换器，用于将所述第一信道响应变换到时域，得到所述参考信号在时域内的第二信道响应；

滤波器，用于对时域内各路径的功率时延谱进行滤波，得到时域内各路径的平均功率；

所述第一处理器还用于：将平均功率低于设定门限的路径确定为虚径；在所述第二信道响应中去除所述虚径的信道响应，得到第三信道响应；

所述转换器，还用于将所述第三信道响应变换到频域，得到所述参考信号的第四信道响应。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述时域内各路径的功率构成的功率时延谱为至少一个接收天线上接收到的当前子帧的归一化功率时延谱的平均值；

所述滤波器具体用于：根据

0≤n≤τ_a,τ_b≤n≤N_IFFT-1获取每个接收天线当前子帧的归一化功率时延谱，其中，h^r(n)为所述第二信道响应，r为所述接收天线的序号，k为子帧序号，σ²是时域信道的平均噪声干扰功率，τ_a和τ_b分别为时域内各路径的最大时延范围的两个端点，τ_a≥0，τ_b≥0，且τ_a≤τ_b，n=0,1,…,N_IFFT-1，N_IFFT为将所述第一信道响应变换到时域所进行的傅里叶逆变换的点数；

根据

获取各接收天线的当前子帧的归一化功率时延谱的平均值，R为所述接收天线的总数。

8.根据权利要求6或7所述的装置，其特征在于，所述滤波器具体用于：根据 $\left\{\begin{array}{cc}{\stackrel{\&OverBar;}{p}}_k\left(n\right)=(1-\mathrm{\&alpha;})\&times;{\stackrel{\&OverBar;}{p}}_{k-1}\left(n\right)+\mathrm{\&alpha;}\&times;{\hat{p}}_k\left(n\right)& k>0\\ {\stackrel{\&OverBar;}{p}}_0\left(n\right)={\hat{p}}_0\left(n\right)& k=0\end{array}\right.,$ 对时域内各路径的功率时延谱进行滤波；其中，k为子帧序号，α为滤波因子，

为时域内各路径的功率时延谱，n=0,1,…,N_IFFT-1，N_IFFT为将所述第一信道响应变换到时域所进行的傅里叶逆变换的点数。

9.根据权利要求6-8任一项所述的装置，其特征在于，所述第一处理器具体用于：若对于所有路径n均为

则在所述第二信道响应中保留

的最大值对应的路径n位置处的信道响应，将除的最大值之外

的其余值对应的路径n位置处的信道响应置为0，否则，将

对应的路径n位置处的信道响应置为0，保留

对应的路径n位置处的信道响应，其中，k为子帧序号，

为时域内路径n的平均功率，Thr为所述设定门限，n=0,1,…,N_IFFT-1，N_IFFT为将所述第一信道响应变换到时域所进行的傅里叶逆变换的点数。

10.根据权利要求7-9任一项所述的装置，其特征在于，所述第一处理器还用于：若所述参考信号在频域上不连续分布，则在所述第三信道响应中，在所述最大时延范围内补充(A-1)*N_IFFT个零，其中，A表示A个子载波有1个所述参考信号，A为大于0的整数，N_IFFT为将所述第一信道响应变换到时域所进行的傅里叶变换的点数。

11.一种接收机，其特征在于，包括：接收器、第二处理器、解调器和如权利要求6-10任一项所述的信道估计装置；

所述接收器，用于接收参考信号和数据信号；

所述第二处理器，用于对所述信道估计装置得到的第四信道响应进行插值得到所述数据信号的信道响应；

所述解调器，用于根据所述数据信号的信道响应对所述接收器接收的所述数据信号进行解调。

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