CN107465637A - 一种应用于智慧城市中基于导频的ofdm信道估计方法及装置 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种应用于智慧城市中基于导频的OFDM信道估计方法及装置。该方法包括：从OFDM系统的解调信号中抽取导频信号对应的k＝pn时的解调信号，k代表子载波序号；p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，1＜p＜1024；n代表导频序号n＝0,1,…,N/p‑1，N代表子载波数；对导频信号对应的解调信号取共轭；对取共轭后的解调信号进行自相关计算处理；将自相关计算处理后的结果，进行快速傅里叶变换；获取测量得到的信道噪声，并计算信道噪声的方差；计算快速傅里叶变换得到的结果与信道噪声方差的差值；对差值进行预设计算处理，得到信道衰减幅值的估计值。
Description
技术领域
本发明涉及智慧城市中无线通信技术领域，特别涉及一种应用于智慧城市中基于导频的OFDM信道估计方法及装置。
背景技术
智慧城市通过无线网络等通信方式进行连接，实现全面的感知、互联、融合、协同，是继数字城市之后信息化城市发展的高级形态。从技术发展的视角，智慧城市建设要求以无线通信技术为基础，实现全面感知、泛在互联、普适计算与融合应用。从社会发展的视角，智慧城市要求通过智能交通、无线移动通信等基础设施来实现经济、社会、环境的全面可持续发展。
在智慧城市的无线通信系统中，多径效应极大地影响了通信系统的性能。由于OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)系统具有对抗多径效应的优势，近年来成为了智慧城市中高速无线通信领域的研究热点。
OFDM系统能够利用并行传输(以增加符号周期)和保护间隔在一定程度上消除频率选择性衰落，但是采用相关检测，仍然需要对多径信道进行准确估计和均衡。因此，信道估计是系统性能好坏的决定性因素之一。
现有技术中，对OFDM系统进行信道估计的常用方法是：最小二乘估计(LeastSquares，简写为LS)。采用LS进行OFDM系统信道估计，存在的技术问题是：估计误差较大，无法满足智慧城市中对准确度要求较高场合的使用需求。
发明内容
本发明实施例提供一种应用于智慧城市中基于导频的OFDM信道估计方法及装置，能够有效降低噪声，提升对信道估计的准确性。
一方面，本发明实施例提供一种应用于智慧城市中基于导频的OFDM信道估计方法，包括：
从OFDM系统的解调信号中抽取导频信号对应的k＝pn时的解调信号，其中，k代表子载波序号；p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，1＜p＜1024；n代表导频序号n＝0,1,…,N/p-1，N代表子载波数；
对所述导频信号对应的解调信号取共轭；
对所述取共轭后的解调信号进行自相关计算处理；
将所述自相关计算处理后的结果，进行快速傅里叶变换；
获取测量得到的信道噪声，并计算所述信道噪声的方差；
计算所述快速傅里叶变换得到的结果与所述信道噪声方差的差值；
对所述差值进行预设计算处理，得到信道衰减幅值的估计值。
可选的，采用以下计算公式进行所述自相关计算处理：
其中，Ry(l)代表自相关运算；p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，1＜p＜1024；N代表子载波数；l代表相关窗口的大小；k代表子载波序号；代表多径信道的离散频域响应的共轭；δ(l)代表单位脉冲函数；代表高斯白噪声方差。
可选的，在得到信道衰减幅值的估计值后，所述方法还包括：
通过以下计算公式计算得到信道的估计值：
其中，代表信道的估计值，代表信道幅值的估计值，代表最小二乘法计算得到的信道的估计值，代表最小二乘法计算得到的信道相位的估计值；N代表子载波数。
可选的，所述信道噪声的方差为高斯白噪声方差将所述自相关计算处理后的结果，进行快速傅里叶变换，包括：
其中，Py(ω)代表相关函数的快速傅里叶变换；p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，1＜p＜1024；代表的快速傅里叶变换；是高斯白噪声的方差；
所述的快速傅里叶变换后的结果为：
其中，是导频解调信号共轭的傅立叶变换；k代表傅里叶变换前的变量；ω代表傅里叶变换后的变量；代表多径信道的离散频域响应的共轭。
可选的，所述对所述差值进行预设计算处理，得到信道幅值的估计值，包括：
根据Nyquist采样定理可知：τL≤N/2p
其中，高斯白噪声方差已知，则信道幅值的估计值为：
其中，p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，1＜p＜1024；N代表子载波数；代表的共轭；τL代表最大时延；hl代表第l条径的幅值衰减系数；δ是单位脉冲函数；m指代离散化后的ω；τl代表第l条径的时延；Py(m)指代离散后的Py(ω)；是高斯白噪声的方差。
另一方面，本发明实施例提供一种应用于智慧城市中基于导频的OFDM信道估计装置，包括：
抽取单元，用于从OFDM系统的解调信号中抽取导频信号对应的k＝pn时的解调信号，其中，k代表子载波序号；p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，1＜p＜1024；n代表导频序号n＝0,1,…,N/p-1，N代表子载波数；
第一计算单元，用于对所述导频信号对应的解调信号取共轭；
第二计算单元，用于对所述取共轭后的解调信号进行自相关计算处理；
变换单元，用于将所述自相关计算处理后的结果，进行快速傅里叶变换；
获取单元，用于获取测量得到的信道噪声；
第三计算单元，用于计算所述信道噪声的方差；
第四计算单元，用于计算所述快速傅里叶变换得到的结果与所述信道噪声方差的差值；
第五计算单元，用于对所述差值进行预设计算处理，得到信道衰减幅值的估计值。
可选的，所述第二计算单元，用于采用以下计算公式进行所述自相关计算处理；
其中，Ry(l)代表自相关运算；p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，1＜p＜1024；N代表子载波数；l代表相关窗口的大小；k代表子载波序号；代表多径信道的离散频域响应的共轭；δ(l)代表单位脉冲函数；代表高斯白噪声方差。
可选的，所述装置还包括：
第六计算单元，用于通过以下计算公式计算得到信道的估计值；
其中，代表信道的估计值，代表信道幅值的估计值，代表最小二乘法计算得到的信道的估计值，代表最小二乘法计算得到的信道相位的估计值；N代表子载波数。
可选的，所述信道噪声的方差为高斯白噪声方差所述变换单元，用于进行快速傅里叶变换，具体包括：
其中，Py(ω)代表相关函数的快速傅里叶变换；p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，1＜p＜1024；代表的快速傅里叶变换；是高斯白噪声的方差；
所述的快速傅里叶变换后的结果为：
其中，是导频解调信号共轭的傅立叶变换；k代表傅里叶变换前的变量；ω代表傅里叶变换后的变量；代表多径信道的离散频域响应的共轭。
可选的，所述第五计算单元，用于计算信道衰减幅值的估计值，具体包括：
根据Nyquist采样定理可知：τL≤N/2p
其中，高斯白噪声方差已知，则信道幅值的估计值为：
其中，p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，1＜p＜1024；N代表子载波数；代表的共轭；τL代表最大时延；hl代表第l条径的幅值衰减系数；δ是单位脉冲函数；m指代离散化后的ω；τl代表第l条径的时延；Py(m)指代离散后的Py(ω)；是高斯白噪声的方差。
本发明实施例提供的一种应用智慧城市中基于导频的OFDM信道估计方法及装置，通过从OFDM系统的解调信号中抽取导频信号对应的k＝pn时的解调信号；对导频信号对应的解调信号取共轭；对取共轭后的解调信号进行自相关计算处理；将自相关计算处理后的结果，进行快速傅里叶变换；获取测量得到的信道噪声，并计算信道噪声的方差；计算快速傅里叶变换得到的结果与信道噪声方差的差值；对差值进行预设计算处理，得到信道衰减幅值的估计值。该方法能够有效降低噪声，提升对信道估计的准确性。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在所写的说明书、权利要求书、以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：
图1为本发明实施例提供的一种应用于智慧城市中OFDM系统的信号模型框图；
图2为本发明实施例提供的一种应用于智慧城市中基于导频的OFDM信道估计方法的流程图；
图3为本发明实施例提供的另外一种应用于智慧城市中基于导频的OFDM信道估计方法的流程图；
图4为本发明实施例提供的信道估计和基于LS信道估计的均值随信噪比变化的曲线；
图5为本发明实施例提供的信道估计和基于LS信道估计的方差随信噪比变化的曲线；
图6为本发明实施例提供的信道估计和基于LS信道估计的误码率对比曲线；
图7本发明实施例提供的另外一种应用于智慧城市中基于导频的OFDM信道估计装置的框图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
以下先对本发明实施例中采用的应用于智慧城市中OFDM系统进行简要介绍。
如图1所示，为本发明实施例提供的一种应用于智慧城市中OFDM基带系统(简称OFDM基带系统)的信号模型框图。其中，应用于智慧城市中OFDM系统的发送部分主要包括：数字调制、串并变换、反傅立叶变换(IFFT)、加循环前缀、数模转换等几部分。接收部分则是发送部分的逆过程，主要包括：模数转换、去循环前缀、傅立叶变换(FFT)、并串变换、数字解调等。其中，通常将导频加入到数字调制后的数据符号中，然后在接收端取出并用于信道的估计和系统的同步。
在本实施例中，OFDM调制可以通过快速反傅立叶变换(IFFT)来实现的，若不考虑循环前缀，可采用公式(1)进行表示：
需要说明的是，在公式(1)中，N为子载波数，取值一般为2n，N为正整数；s(i)是源数据进行数字调制后得到的数据符号，再进行OFDM调制后记为x(m)；e为自然常数。
多径信道的连续冲激响应h(t)可采用公式(2)进行表示：
需要说明的是，在公式(2)中，h(t)指多径信道的连续冲激响应，hl是第l条径的幅值衰减系数；δ为单位脉冲函数；t为时间变量；τl为第l条径的时延；其中，最大时延τL通常小于保护间隔即循环前缀的长度。
在接收端，离散时域响应可以采用公式(3)进行表示：
需要说明的是，在公式(3)中，符号代表卷积，r(m)指在不考虑循环前缀情况下，x(m)经过信道后的接收信号的离散时域响应；x(m)代表OFDM调制后的符号；h(m)代表多径信道的离散冲激响应；n(m)代表时域高斯白噪声。
多径信道的离散冲激响应h(m)可以采用公式(4)进行表示：
需要说明的是，在公式(4)中，h(m)指多径信道的离散冲激响应；hl是第l条径的幅值衰减系数；δ为单位脉冲函数；τl是第l条径的时延；其中，最大时延τL通常小于保护间隔即循环前缀的长度。
若多径信道的离散频域响应H(k)采用公式(5)进行表示：
需要说明的是，在公式(5)中，H(k)指多径信道的离散频域响应；N为子载波数，取值一般为2n，N为正整数；hl是第l条径的衰减系数；δ为单位脉冲函数；τl是第l条径的时延，其中，最大时延τL通常小于保护间隔即循环前缀的长度；m指离散化后的ω。
则接收信号r(m)的离散时域响应y(k)可以采用公式(6)进行表示
需要说明的是，在公式(6)中，y(k)代表接收信号的离散时域响应；N为子载波数，取值一般为2n，N为正整数；r(m)代表接收信号；k代表子载波序号；m指离散化后的ω；x(m)代表OFDM调制后的符号；h(m)代表多径信道的离散冲激响应；n(m)代表子载波信道中的加性高斯白噪声(AWGN)；hl是第l条径的衰减系数；τl是第l条径的时延；其中，最大时延τL通常小于保护间隔即循环前缀的长度；Z(k)指代子载波信道中的加性高斯白噪声(AWGN)的频域响应。
接收信号r(m)的离散时域响应y(k)还可以采用公式(7)进行表示：
y(k)＝H(k)s(k)+Z(k) (7)
需要说明的是，在公式(7)中，H(k)代表多径信道的离散频域响应；s(k)代表OFDM调制前的符号；Z(k)指子载波信道中的加性高斯白噪声(AWGN)的频域响应。
本专利申请的一个实施例提供了一种应用于智慧城市中基于导频的OFDM信道估计方法，如图2所示，包括以下步骤S101-步骤S107：
步骤S101：从OFDM系统的解调信号中抽取导频信号对应的解调信号。
其中，从OFDM系统的解调信号中抽取的解调信号为k＝pn时的解调信号，其中，k代表子载波序号；p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，一般为1＜p＜1024；n代表导频序号n＝0,1,…,N/p-1，N代表子载波数；
步骤S102：对导频信号对应的解调信号取共轭；
步骤S103：对取共轭后的解调信号进行自相关计算处理；
步骤S104：将自相关计算处理后的结果，进行快速傅里叶变换；
步骤S105：获取测量得到的信道噪声，并计算信道噪声的方差；
步骤S106：计算快速傅里叶变换得到的结果与信道噪声方差的差值；
步骤S107：对差值进行预设计算处理，得到信道衰减幅值的估计值。
在另外一个实施例中，可以采用以下计算公式进行上述自相关计算处理：
其中，Ry(l)代表自相关运算；p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，一般为1＜p＜1024；N代表子载波数；l代表相关窗口的大小；k代表子载波序号；代表多径信道的离散频域响应的共轭；δ(l)代表单位脉冲函数；代表高斯白噪声方差。
在另外一个实施例中，在得到信道衰减幅值的估计值后，上述基于导频的OFDM信道估计方法，还可以包括：通过以下计算公式计算得到信道的估计值；
其中，代表信道的估计值，代表信道幅值的估计值，代表最小二乘法计算得到的信道的估计值，代表最小二乘法计算得到的信道相位的估计值；N代表子载波数。
在另外一个实施例中，上述信道噪声的方差为高斯白噪声方差将上述自相关计算处理后的结果，进行快速傅里叶变换，包括：
其中，Py(ω)代表相关函数的快速傅里叶变换；p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，一般为1＜p＜1024；代表的快速傅里叶变换；是高斯白噪声的方差；
的快速傅里叶变换后的结果为：
其中，是导频解调信号共轭的傅立叶变换；k代表傅里叶变换前的变量；ω代表傅里叶变换后的变量；代表多径信道的离散频域响应的共轭。
在另外一个实施例中，上述对差值进行预设计算处理，得到信道幅值的估计值，包括：
根据Nyquist采样定理可知：τL≤N/2p
其中，高斯白噪声方差已知，则信道幅值的估计值为：
其中，p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，一般为1＜p＜1024；N代表子载波数；代表的共轭；τL代表最大时延；hl代表第l条径的幅值衰减系数；δ是单位脉冲函数；m指代离散化后的ω；τl代表第l条径的时延；Py(m)指代离散后的Py(ω)；是高斯白噪声的方差。
本发明实施例提供的一种应用于智慧城市中基于导频的OFDM信道估计方法，通过从OFDM系统的解调信号中抽取导频信号对应的k＝pn时的解调信号；对导频信号对应的解调信号取共轭；对取共轭后的解调信号进行自相关计算处理；将自相关计算处理后的结果，进行快速傅里叶变换；获取测量得到的信道噪声，并计算信道噪声的方差；计算快速傅里叶变换得到的结果与信道噪声方差的差值；对差值进行预设计算处理，得到信道衰减幅值的估计值。该方法能够有效降低噪声，提升对信道估计的准确性。
以下通过一个具体实施例，对本专利申请的技术方案进行进一步的详细说明。
为了使本发明的技术方案更加清楚，以下先对现有技术中的LS信道估计方法进行简要介绍：
采用LS进行信道估计时，如果当k＝pn(n＝0,1,…,N/p-1，p为插入导频的比例)时，s(k)用作导频，则H(k)可以表示为：
H(k)＝y(k)s-1(k)-Z(k)s-1(k)
其中，H(k)代表多径信道的离散频域响应；y(k)代表离散时域响应；s(k)代表OFDM调制前的符号；Z(k)指子载波信道中的加性高斯白噪声(AWGN)的频域响应。
通过以上公式可知，采用LS进行信道估计，虽然估计值是无偏的，但无线信道的噪声Z(k)会对有用信号项产生很大的干扰。
本发明实施例与现有技术中的应用于智慧城市中基于导频的信道估计方法(例如LS估计方法)的显著区别在于：本发明实施例所采用的技术方案，通过先对接收端抽取的导频解调信号进行相关运算处理，然后根据相关运算结果来获得信道幅值估计值，能够有效降低噪声，提高信道估计的准确性。
本发明实施例提供了一种应用于智慧城市中基于导频的OFDM信道估计方法，如图3所示，在该流程图中明确了从图1的接收端取出导频到信道均衡的主要流程。
首先对接收端抽取的导频解调信号进行取共轭，然后进行相关运算。若所用导频为“1”，则其共轭的自相关运算为
求傅立叶变换
其中，是复高斯白噪声的方差，表示共轭，是导频解调信号共轭的傅立叶变换，即
根据Nyquist采样定理，τL≤N/2p
其中，p为插入导频的比例，p的取值信道衰落的程度；N代表子载波数；是导频解调信号共轭的傅立叶变换，是离散化的H(k)代表多径信道的离散频域响应；hl是第l条径的幅值衰减系数；τl是第l条径的时延；L最大时延所在径的序号。
若信道的高斯白噪声方差已知，则信道幅值的估计值为
相位估计可以采用LS的相位估计，从而可以得到信道的估计值为：
其中，代表信道的估计值，代表信道幅值的估计值，代表最小二乘法计算得到的信道的估计值，代表最小二乘法计算得到的信道相位的估计值；N代表子载波数。
本发明实施例提出的智慧城市中通过导频相关运算来实现无线多径信
道估计，仿真结果证明，该信道估计算法的均值和方差大大小于LS信道估
计的均值和方差，通过信道均衡，系统性能可以得到3dB的增益。
本发明实施例的技术方案，可以采用无编码的BPSK调制、512个子载波和阈值为0的硬判决进行了基带仿真。其中，信道参数参考了GSM-Tux(6taps)，Rayleigh信道为慢衰落，最大Doppler频移为250Hz，载频为1.8GHz，移动台的最大速度为150km/h，平均信噪比没有计入导频。
需要说明的是，本发明实施例信道的幅值估计是基于导频相关运算加以实现，而信道的相位估计则采用LS估计进行。其中，如图4所示，为本发明实施例提供的信道估计和基于LS信道估计的均值随信噪比变化的曲线；如图5所示，为本发明实施例提供的信道估计和基于LS信道估计的方差随信噪比变化的曲线所示。
从基带仿真的结果可以看出，本发明实施例的信道估计算法的均值和方差大大小于LS估计的均值和方差。也即，本发明实施例的信道估计算法更能接近于实际信道。如图6所示，为本发明实施例提供的信道估计和基于LS信道估计的误码率对比曲线，当利用本文的多径信道估计算法得到的信道估计值来进行信道均衡，当平均信噪比大于5dB时，系统能比LS信道均衡得到大约3dB的增益。
本发明实施例提出的利用导频相关运算来进行智慧城市中无线OFDM通信系统中的多径信道估计，不仅充分利用了接收端的FFT模块，而且大大提高了多径信道估计的精度。利用导频相关运算信道估计算法得到的信道估计值来进行信道均衡可以得到大约3dB的增益。
本专利申请的另外一个实施例提供了一种应用于智慧城市中基于导频的OFDM信道估计装置，如图7所示，包括：
抽取单元201，用于从OFDM系统的解调信号中抽取导频信号对应的k＝pn时的解调信号，其中，k代表子载波序号；p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，一般为1＜p＜1024；n代表导频序号n＝0,1,…,N/p-1，N代表子载波数；
第一计算单元202，用于对导频信号对应的解调信号取共轭；
第二计算单元203，用于对取共轭后的解调信号进行自相关计算处理；
变换单元204，用于将自相关计算处理后的结果，进行快速傅里叶变换；
获取单元205，用于获取测量得到的信道噪声；
第三计算单元206，用于计算信道噪声的方差；
第四计算单元207，用于计算快速傅里叶变换得到的结果与信道噪声方差的差值；
第五计算单元208，用于对差值进行预设计算处理，得到信道衰减幅值的估计值。
可选的，第二计算单元203，用于采用以下计算公式进行自相关计算处理；
其中，Ry(l)代表自相关运算；p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，一般为1＜p＜1024；N代表子载波数；l代表相关窗口的大小；k代表子载波序号；代表多径信道的离散频域响应的共轭；δ(l)代表单位脉冲函数；代表高斯白噪声方差。
可选的，上述装置还可以包括：
第六计算单元，用于通过以下计算公式计算得到信道的估计值；
其中，代表信道的估计值，代表信道幅值的估计值，代表最小二乘法计算得到的信道的估计值，代表最小二乘法计算得到的信道相位的估计值；N代表子载波数。
可选的，信道噪声的方差为高斯白噪声方差上述变换单元204，用于进行快速傅里叶变换，具体包括：
其中，Py(ω)代表相关函数的快速傅里叶变换；p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，一般为1＜p＜1024；代表的快速傅里叶变换；是高斯白噪声的方差；
的快速傅里叶变换后的结果为：
其中，是导频解调信号共轭的傅立叶变换；k代表傅里叶变换前的变量；ω代表傅里叶变换后的变量；代表多径信道的离散频域响应的共轭。
可选的，第五计算单元208，用于计算信道衰减幅值的估计值，具体包括：
根据Nyquist采样定理可知：τL≤N/2p
其中，高斯白噪声方差已知，则信道幅值的估计值为：
其中，p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，一般为1＜p＜1024；N代表子载波数；代表的共轭；τL代表最大时延；hl代表第l条径的幅值衰减系数；δ是单位脉冲函数；m指代离散化后的ω；τl代表第l条径的时延；Py(m)指代离散后的Py(ω)；是高斯白噪声的方差。
本发明实施例提供的智慧城市中基于导频的OFDM信道估计装置，通过从OFDM系统的解调信号中抽取导频信号对应的k＝pn时的解调信号；对导频信号对应的解调信号取共轭；对取共轭后的解调信号进行自相关计算处理；将自相关计算处理后的结果，进行快速傅里叶变换；获取测量得到的信道噪声，并计算信道噪声的方差；计算快速傅里叶变换得到的结果与信道噪声方差的差值；对差值进行预设计算处理，得到信道衰减幅值的估计值。该方法能够有效降低噪声，提升对信道估计的准确性。
本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、装置、系统、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器和光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
本发明是参照根据本发明实施例的方法、装置、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。其中，装置或系统实施例中未详细描述的内容，可以认为与方法实施例一一对应，参照方法实施例即可。
应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。
Claims (10)
1.一种应用于智慧城市中基于导频的OFDM信道估计方法，其特征在于，包括：
从OFDM系统的解调信号中抽取导频信号对应的k＝pn时的解调信号，其中，k代表子载波序号；p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，1＜p＜1024；n代表导频序号n＝0,1,…,N/p-1，N代表子载波数；
对所述导频信号对应的解调信号取共轭；
对所述取共轭后的解调信号进行自相关计算处理；
将所述自相关计算处理后的结果，进行快速傅里叶变换；
获取测量得到的信道噪声，并计算所述信道噪声的方差；
计算所述快速傅里叶变换得到的结果与所述信道噪声方差的差值；
对所述差值进行预设计算处理，得到信道衰减幅值的估计值。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，采用以下计算公式进行所述自相关计算处理：
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</mrow>
其中，Ry(l)代表自相关运算；p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，1＜p＜1024；N代表子载波数；l代表相关窗口的大小；k代表子载波序号；代表多径信道的离散频域响应的共轭；δ(l)代表单位脉冲函数；代表高斯白噪声方差。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在得到信道衰减幅值的估计值后，所述方法还包括：
通过以下计算公式计算得到信道的估计值：
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其中，代表信道的估计值，代表信道幅值的估计值，代表最小二乘法计算得到的信道的估计值，代表最小二乘法计算得到的信道相位的估计值；N代表子载波数。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信道噪声的方差为高斯白噪声方差将所述自相关计算处理后的结果，进行快速傅里叶变换，包括：
其中，Py(ω)代表相关函数的快速傅里叶变换；p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，1＜p＜1024；代表的快速傅里叶变换；是高斯白噪声的方差；
所述的快速傅里叶变换后的结果为：
其中，是导频解调信号共轭的傅立叶变换；k代表傅里叶变换前的变量；ω代表傅里叶变换后的变量；代表多径信道的离散频域响应的共轭。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述对所述差值进行预设计算处理，得到信道幅值的估计值，包括：
根据Nyquist采样定理可知：τL≤N/2p
其中，高斯白噪声方差已知，则信道幅值的估计值为：
<mrow>
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其中，p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，1＜p＜1024；N代表子载波数；代表的共轭；τL代表最大时延；hl代表第l条径的幅值衰减系数；δ是单位脉冲函数；m指代离散化后的ω；τl代表第l条径的时延；Py(m)指代离散后的Py(ω)；是高斯白噪声的方差。
6.一种应用于智慧城市中基于导频的OFDM信道估计装置，其特征在于，包括：
抽取单元，用于从OFDM系统的解调信号中抽取导频信号对应的k＝pn时的解调信号，其中，k代表子载波序号；p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，1＜p＜1024；n代表导频序号n＝0,1,…,N/p-1，N代表子载波数；
第一计算单元，用于对所述导频信号对应的解调信号取共轭；
第二计算单元，用于对所述取共轭后的解调信号进行自相关计算处理；
变换单元，用于将所述自相关计算处理后的结果，进行快速傅里叶变换；
获取单元，用于获取测量得到的信道噪声；
第三计算单元，用于计算所述信道噪声的方差；
第四计算单元，用于计算所述快速傅里叶变换得到的结果与所述信道噪声方差的差值；
第五计算单元，用于对所述差值进行预设计算处理，得到信道衰减幅值的估计值。
7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于：
所述第二计算单元，用于采用以下计算公式进行所述自相关计算处理；
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<mn>2</mn>
</msubsup>
</mrow>
其中，Ry(l)代表自相关运算；p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，1＜p＜1024；N代表子载波数；l代表相关窗口的大小；k代表子载波序号；代表多径信道的离散频域响应的共轭；δ(l)代表单位脉冲函数；代表高斯白噪声方差。
8.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：
第六计算单元，用于通过以下计算公式计算得到信道的估计值；
<mrow>
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</mrow>
2
其中，代表信道的估计值，代表信道幅值的估计值，代表最小二乘法计算得到的信道的估计值，代表最小二乘法计算得到的信道相位的估计值；N代表子载波数。
9.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述信道噪声的方差为高斯白噪声方差所述变换单元，用于进行快速傅里叶变换，具体包括：
其中，Py(ω)代表相关函数的快速傅里叶变换；p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，1＜p＜1024；代表的快速傅里叶变换；是高斯白噪声的方差；
所述的快速傅里叶变换后的结果为：
其中，是导频解调信号共轭的傅立叶变换；k代表傅里叶变换前的变量；ω代表傅里叶变换后的变量；代表多径信道的离散频域响应的共轭。
10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述第五计算单元，用于计算信道衰减幅值的估计值，具体包括：
根据Nyquist采样定理可知：τL≤N/2p
其中，高斯白噪声方差已知，则信道幅值的估计值为：
<mrow>
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</msqrt>
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其中，p为插入导频的比例，p为正整数，其取值决定于信道衰减的程度，1＜p＜1024；N代表子载波数；代表的共轭；τL代表最大时延；hl代表第l条径的幅值衰减系数；δ是单位脉冲函数；m指代离散化后的ω；τl代表第l条径的时延；Py(m)指代离散后的Py(ω)；是高斯白噪声的方差。
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108900455A (zh) * | 2018-07-02 | 2018-11-27 | 深圳大学 | 一种基于稀疏贝叶斯学习的载波频偏处理方法及系统 |
| WO2020154984A1 (en) * | 2019-01-30 | 2020-08-06 | Nokia Technologies Oy | Method, device and computer readable medium for estimating impulse noise |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101127745A (zh) * | 2006-08-16 | 2008-02-20 | 大唐移动通信设备有限公司 | 一种信道估计方法及装置 |
| CN101252555A (zh) * | 2008-03-28 | 2008-08-27 | 东南大学 | 正交频分复用移动通信系统中时频最优的信道估计方法 |
| CN102404268A (zh) * | 2011-11-17 | 2012-04-04 | 西安电子科技大学 | 高速移动环境下莱斯信道中多普勒频偏估计与补偿方法 |
-
2017
- 2017-09-11 CN CN201710812670.7A patent/CN107465637A/zh active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101127745A (zh) * | 2006-08-16 | 2008-02-20 | 大唐移动通信设备有限公司 | 一种信道估计方法及装置 |
| CN101252555A (zh) * | 2008-03-28 | 2008-08-27 | 东南大学 | 正交频分复用移动通信系统中时频最优的信道估计方法 |
| CN102404268A (zh) * | 2011-11-17 | 2012-04-04 | 西安电子科技大学 | 高速移动环境下莱斯信道中多普勒频偏估计与补偿方法 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| SHENGPINGQIN: ""Channel Detection and Estimation Based on the PSD Estimation for OFDM System"", 《2016 INTERNATIONAL SYMPOSIUM ON COMMUNICATIONS AND INFORMATION TECHNOLOGIES》 * |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108900455A (zh) * | 2018-07-02 | 2018-11-27 | 深圳大学 | 一种基于稀疏贝叶斯学习的载波频偏处理方法及系统 |
| CN108900455B (zh) * | 2018-07-02 | 2021-01-12 | 深圳大学 | 一种基于稀疏贝叶斯学习的载波频偏处理方法及系统 |
| WO2020154984A1 (en) * | 2019-01-30 | 2020-08-06 | Nokia Technologies Oy | Method, device and computer readable medium for estimating impulse noise |
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