CN103454479A - 信号生成装置、测定装置、漏电检测装置及信号生成方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供信号生成装置、测定装置、漏电检测装置及信号生成方法，其不进行相位差的矢量计算，同时容易地且短时间地测定并自动地输出输入电流值I、经过相位转换的电流值Icosθ及Isinθ以及稳定的泄漏电流。本发明的实施方式涉及的信号生成装置的特征在于，通过第1及第2比较器对被测定电路的电压波形及电流波形各自生成逻辑信号，并设定参数，同时全波整流电流波形，利用连续型ΔΣADC对经全波整流后的所述电流波形进行量子化转换。

Description

信号生成装置、测定装置、漏电检测装置及信号生成方法

技术领域

本发明涉及信号生成装置及信号生成方法。

背景技术

因按照高度信息化社会的无停电化的要求，近年来电路及机器的绝缘不良管理从依靠伴随着停电的绝缘电阻计的方法转移到不切断机器而能测定的泄漏电流测定方法上来。

作为利用泄漏电流测定方法进行机器的交流电流及相位差测定的产品，例如有：泄漏电流监视装置，泄漏电流测定装置，泄漏电流检测装置（漏电断路器）等。另外，作为测定机器的交流电流的测定器，有功率测定器，电流测定器等。这些装置或测定器进行下述那样的检测或测定。

作为用装置或测定器进行检测或测定的方法，有交流电流值测定，利用该测定，求出输入电流I[A]、有功电流Ir=Icosθ[A]、无功电流IL-IC=Isinθ[A]。此外，还有交流功率测定，是通过对上述的进行交流电流值测定的交流电流值乘上电压测定值的方法，求：视在功率S=VI[VA]，有功功率P=VI cosθ[W]，无功功率Q=VI sinθ[Var]。另有泄漏电流测定，利用该测定，求出合成泄漏电流I₀[A]、单相电阻成分泄漏电流Igr（I₀r）=I₀cosθ[A]、单相容性成分泄漏电流Igc（I₀c）=I₀sinθ[A]、三相Δ布线电阻成分泄漏电流Igr（I₀r）=I₀sinθ/cos30°[A]。

由上述的检测或测定的结果可知，对测定电流值I（I₀）乘上测定相位差sinθ或相位差cosθ，或除此以外还乘上电压测定值或系数，求出泄漏电流。

另外，在漏电断路器中，为进行电阻成分泄漏电流的测定、监视，有必要用小型的电路来高速稳定地实施的方法。一般的漏电断路器的产品是小型的产品，能装于产品内部的电路规模要求是更小型的。

以往，作为被采用的漏电断路器的方式，有测定电流值I₀与相位角并用微机进行计算的方式，或不用微机而进行积分来得到结果的方式。测定电流值I₀与相位角并用微机进行计算的方式，主要被用于监视装置或测定器中，但通过用微机运算直到获得结果之前较费时间，不能连续地测定。另外，需要用微机上装载高精度A/D部件的方式，进行运算软件的开发。可以说不仅是泄漏电流测定器，而且测定有功电流等的功率测定器也同样。提出通过积分检测出的电流值来得到结果的方案，主要是用于漏电断路器。

这里，作为以往的漏电检测方法，例如有如引用文献1至引用文献3所述的方法。在引用文献1中，提出了通过从3相3线式的电路中检测出全泄漏电流，并将检测出的全泄漏电流交到规定的相位范围内进行积分，消去泄漏电流容性成分并只检测泄漏电流电阻成分的漏电检测方法及漏电检测装置的方案。在引用文献2中，提出了为检测交流电路的流过的电阻成分泄漏电流，用2个半波积分器的泄漏电流检测器的方案。在引用文献3中，提出了即使被测定信号的频率改变，也能判定泄漏电流的电阻成分漏电检测电路的方案。

专利文献

[专利文献1]日本特开2011-15583号公报

[专利文献2]国际公开第2009/002120号公报

[专利文献3]日本特开平8-182180号公报

发明内容

发明所要解决的问题

然而，在引用文献1至3中所述的漏电检测方法中，在测定电流值及作为基准的电压波形和电流波形的相位差之后，进行矢量运算，并对矢量运算算出的值乘上系数或其他测定结果，或进行积分并与阈值进行比较。通过积分检测出的电流值来得到结果，积分用的积分电路成为必要，并且由于用该积分电路误差大，包含修正误差的调合是必要的。另外，在进行多个种类的电流值的同时测定或连续测定中，必须要有多个积分电路。因为当合成泄漏电流值I₀超过可能测定范围时就不能得到正确的数值，所以希望与电阻成分泄漏电流Igr同时测定。

另外在以往的装置或测定器中，测定各电流值I₀、相位角cosθ及sinθ并用微机算出泄漏电流的那种方式是主流。这种方式中，为用微机算出泄漏电流，在输出值达到稳定之前较费时间。由于在输出值达到稳定之前较费时间，就不可能测定只在短时间内发生的间歇泄漏电流，不可能是响应良好的测定。因此，希望有能够进行响应良好的测定的产品。

而且，在微机处理进行的矢量运算中，存在的问题是，进行电流值及作为基准的电压波形和电流波形的相位差的测定，并对结果进行矢量运算、乘法运算，都需要时间，不能得到每半波期间的测定结果，对微机的负担大。在对检测出的电流值进行积分的积分电路方式中，由于确定相位差并进行积分，3项目同时输出是不可能的，另外，在进行下一次测定时，有必要使积分结果清空，为了连续（每半波期间）的测定，需要准备2个积分电路。

本发明鉴于上述的课题而作出，其目的在于提供不进行相位差的矢量计算，同时容易地且短时间地稳定检测并使自动输出输入电流值I、经过相位转换的电流值Icosθ及Isinθ的信号生成装置及信号生成方法。

本发明的一实施方式涉及的信号生成装置，包括：第1比较器，其被输入在被测定电路中检测出的电压波形，生成对应于所述电压波形的正负极性的第1逻辑信号；第2比较器，其被输入在所述被测定电路中检测出的电流波形，生成对应于所述电流波形的正负极性的第2逻辑信号；第1运算部，其输出对应于所述第1逻辑信号与所述第2逻辑信号的逻辑异或的第3逻辑信号；相位转换部，其利用过零检测部在所述第1逻辑信号变化时生成过零点，存储所生成的所述过零点间的时间，在距离下一个过零点的时间为已存储的时间的一半以下的期间，通过反转所述第1逻辑信号，进行所述第1逻辑信号的相位转换生成相位转换信号，第2运算部，其输出对应于所述相位转换信号与所述第2逻辑信号的逻辑异或的第4逻辑信号；对检测到的所述电流波形进行全波整流的全波整流部；以及转换部，其输出量子化值，作为基于基准CLK脉冲在规定期间内对连续型ΔΣADC的输出进行计数的计数个数相对于所述规定期间内的基准CLK脉冲的CLK数的比率，该量子化值对应于与采用所述连续型ΔΣADC对通过所述全波整流部全波整流了的所述电流波形进行量子化转换后得到的该电流波形的所述规定期间内的电流波形的平均值；所述第3逻辑信号、所述第4逻辑信号和所述量子化值被输出到测定部，该测定部输出I计数值、Icos计数值和Isin计数值，所述I计数值对应于对在从由所述过零检测部生成的所述下一个过零点开始到更下一个过零点为止的半波期间被输出的所述量子化值进行计数得到的电流I，所述Icos计数值对应于以基于所述第3逻辑信号的计数方法对在所述半波期间被输出的所述量子化值进行计数得到的电流Icosθ，所述Isin计数值对应于以基于所述第4逻辑信号的计数方法对在所述半波期间被输出的所述量子化值进行计数得到的电流Isinθ。

本发明的一实施方式涉及的信号生成方法，包括如下步骤：生成对应于在被测定电路中被检测出的电压波形的正负极性的第1逻辑信号；生成对应于在所述被测定电路中被检测出的所述电流波形的正负极性的第2逻辑信号；输出对应于所述第1逻辑信号与所述第2逻辑信号的逻辑异或的第3逻辑信号；利用过零检测部在所述第1逻辑信号变化时生成过零点，存储所生成的所述过零点间的时间，在距离下一个的过零点的时间为已存储的时间的一半以下的期间，通过反转所述第1逻辑信号，进行所述第1逻辑信号的相位转换生成相位转换信号；输出对应于所述相位转换信号与所述第2逻辑信号的逻辑异或的第4逻辑信号；对检测到的所述电流波形进行全波整流；以及输出量子化值，作为基于基准CLK脉冲在规定期间内对连续型ΔΣADC的输出进行计数的计数个数相对于所述规定期间内的基准CLK脉冲的CLK数的比率，该量子化值对应于采用所述连续型ΔΣADC对经过全波整流的所述电流波形进行量子化转换后得到的该电流波形的所述规定期间内的电流波形的平均值；所述第3逻辑信号、所述第4逻辑信号和所述量子化值被输出到测定部，该测定部输出I计数值、Icos计数值和Isin计数值，所述I计数值对应于对在从由所述过零检测部生成的所述下一个过零点开始到更下一个过零点为止的半波期间被输出的所述量子化值进行计数得到的电流I，所述Icos计数值对应于以基于所述第3逻辑信号的计数方法对在所述半波期间被输出的所述量子化值进行计数得到的电流Icosθ，所述Isin计数值对应于以基于所述第4逻辑信号的计数方法对在所述半波期间被输出的所述量子化值进行计数得到的电流Isinθ。

发明的效果

根据本发明，因能同时短时间地测定并判定输入电流值I、经过相位转换的电流值Icosθ及Isinθ，并能使电路规模小型化，故能用于漏电断路器，同时通过用作电流测定器及功率测定器，能高速地测定输入电流，加上相位差转换的有功电流、无功电流，能高精度且廉价地提供信号生成装置及信号生成方法。

附图说明

图1示出本发明的实施方式的漏电检测装置的概略构成图。

图2示出本发明的实施方式的漏电检测装置的信号生成装置的概略构成图。

图3（a）是示出本发明的实施方式的被输入信号生成装置的电压波形及根据电压波形转换的参数图，（b）是示出本发明的实施方式的被输入信号生成装置的电流波形及根据电流波形转换的参数图。

图4示出由本发明的实施方式的信号生成方法生成的参数设定的一例的图。

图5示出本发明的实施方式的电压波形及电流波形，分别基于电压波形及电流波形的参数设定方法的一例的图。

图6示出本发明的实施方式的电压波形及电流波形，分别基于电压波形及电流波形的参数设定方法的一例的图。

图7示出本发明的实施方式的电压波形及电流波形，分别基于电压波形及电流波形的参数设定方法的一例的图。

图8示出本发明的实施方式的电压波形及电流波形，分别基于电压波形及电流波形的参数设定方法的一例的图。

图9示出由本发明的实施方式的信号生成方法生成的参数设定的一例的图。

图10示出本发明的实施方式的电压波形及电流波形，分别基于电压波形及电流波形的参数设定方法的一例的图。

图11示出本发明的实施方式的电压波形及电流波形，分别基于电压波形及电流波形的参数设定方法的一例的图。

图12示出本发明的实施方式的电压波形及电流波形，分别基于电压波形及电流波形的参数设定方法的一例的图。

图13示出本发明的实施方式的电压波形及电流波形，分别基于电压波形及电流波形的参数设定方法的一例的图。

具体实施方式

以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。又，本发明不限定于以下的实施方式。

首先，参照附图详细说明本发明的泄漏电流检测装置。

图1示出本发明的实施方式的泄漏电流检测装置的概略构成图。图2示出本发明的实施方式的泄漏电流检测装置的信号生成装置的概略构成图。

如图1所示，本发明的实施方式的泄漏电流检测装置1包括：检测被施加到被测定电路的电压波形的电压波形检测部10；检测被测定电路流过的电流波形的电流波形检测部20；信号生成装置30，其对从电压波形检测部10检测出的电压波形及从电流波形检测部20检测出的电流波形各自进行规定的处理，并由参数输出部33输出sin部及cos部的逻辑信号，同时量子化输出部37用全波整流部300对从电流波形检测部20检测出的电流波形进行全波整流，并在转换部400用连续型ΔΣADC对全波整流后电流波形进行量子化转换；对由信号生成装置30生成的sin部及cos部的逻辑信号的参数及进行连续型ΔΣADC处理并求得的电流波形的平均值进行测定的测定部40；由测定部40进行规定的处理，并被输入基准计数值、Icos计数值、Isin计数值、I计数值，进行规定的处理并进行比较判断的判定部50。

电压波形检测部10，用衰减器衰减被施加到被测定电路上的电压，并检测电压波形。又，不管被测定电路是单相还是三相，电压波形输出部10都能检测出电压波形。

电流波形检测部20也可包括检测由流过被测定电路的泄漏电流所产生的磁性，并由检测出的磁性生成电流的CT传感器部（未图示），从CT传感器部检测电流波形。

如图2所示，本发明的实施方式的信号生成装置30包括：参数输出部33和量子化输出部37。其中，参数输出部33包含：对由电压波形检测部10检测出的电压波形进行逻辑处理，生成第1逻辑信号的第1比较器100，对由电流检测部20检测的电流波形进行逻辑处理，生成第2逻辑信号第2比较器200，对第1逻辑信号及第2逻辑信号进行运算处理，输出正负或Hi/Lo的信号的第1运算部600；在由第1比较器100生成的第1逻辑信号变化时生成过零点的过零点生成部800；存储过零点生成部800生成的过零点间的时间，并在距离下一次的过零点间的时间为已存储的时间的一半以下的期间，使第1逻辑信号反转，进行第1逻辑信号的相位转换的相位转换部500；以及对由相位转换部500进行相位转换后的电压波形和第2逻辑信号进行运算处理，输出正负或Hi/Lo的信号的第2运算部700。量子化输出部37包含：对通过被测定电路检测出的电流波形进行全波整流的全波整流部300；和利用连续型ΔΣADC对由全波整流部300全波整流后的电流波形进行量化转换的转换部400。

第1比较器100对检测出的电压波形进行逻辑处理，生成正负或Hi/Lo的波形。第2比较器200对检测出的电流波形进行逻辑处理，生成正负或Hi/Lo的波形。这里，信号生成装置30中包括在第1比较器生成的逻辑信号的正负或Hi/Lo的变化时生成过零点的过零点生成部800。

第1运算部600对第1比较器生成的第1逻辑信号和第2比较器生成的第2逻辑信号进行运算处理，输出正负或Hi/Lo的信号作为cos部。

相位转换部500存储过零点生成部800生成的过零点间的时间，并当在距离下一次的过零点的时间为已存储的时间的一半以下的期间，就使第1逻辑信号反转，进行第1逻辑信号的相位转换。更具体地说，在过零点间即电压波形的半波期间，计数并存储基准CLK脉冲的总数，在下一个半波期间的基准CLK脉冲的计数为已存储的计数值的一半以下时，相位转换部500通过反转第1逻辑信号，进行第1逻辑信号的90度相位转换。

第2运算部700对由相位转换部500进行电压波形的相位转换后的第1逻辑信号和第2比较器生成的第2逻辑信号进行运算处理，输出正负或Hi/Lo的信号作为sin部。

转换部400利用全波整流部300对检测出的电流波形进行全波整流，并用连续型ΔΣADC对经全波整流后的电流波形进行量子化转换。连续型ΔΣADC转换利用基准计数值的半波期间的基准CLK脉冲的CLK数与连续型ΔΣADC的计数结果的比率进行计算。又，连续型ΔΣADC中，对测定的电流值进行了量子化转换，通过计数半波期间的转换值来得到电流波形的平均值。通过对该电流波形的平均值乘以系数（CT传感器部的倍率或RMS化等），就可求得各电流值。另外可能通过别的途径测定电压值，并乘以求得的电流值来求得各功率值。还因为这些测定能在每半波期间得到测定结果，且为半波期间内的平均值测定，所以高次谐波噪声的清除效果好，能得到稳定的结果。

输入电流值I与进行相位转换后的电流值I cosθ和I sinθ的计数值，因用与基准计数值的比率求得测定结果，因此即使输入的交流波形的频率不同（无论50Hz或60Hz）也能自动地得到正确的结果。因而，不需要包含因频率引起的转换或调合，因频率变动方面较强，所以能得到精度高、响应好的输出，同时由于内部频率发生器的个体差异、温度变化、因劣化引起的频率变动均被自动地校正，因此不需要精度高的发生器或比较基准，包含调合等，能更廉价地制作高精度的产品。

测定部40依照信号生成装置30的参数设定部33设定的参数的指示，通过进行量子化输出部37的计数，能得到所要的种类的电流值的平均值。作为所要的种类的电流值的平均值，有交流电流值测定，并能求得输入电流I[A]、有功电流Ir=I cosθ[A]、无功电流IL-IC=I sinθ[A]，对进行上述的交流电流值测定的值乘以电压测定值，作为交流功率测定，能求得视在功率S=VI[VA]，有功功率P=VI cosθ[W]，无功功率Q=VIsinθ[Var]，并作为泄漏电流测定，有：合成泄漏电流I₀[A]、单相电阻成分泄漏电流Igr（I₀r）=I₀cosθ[A]、单相容性成分泄漏电流Igc（I₀c）=I₀sinθ[A]、三相Δ布线电阻成分泄漏电流Igr（I₀r）=I₀sinθ/cos30°[A]。

判定部50对由测定部40求得的值和用基准CLK脉冲的计数的比率设定的阈值进行比较。也可设置进行比较判断的装置，来判断I值与I sinθ值或I cosθ值这2个值是否超过设定阈值。进行比较判断的装置是设想为具有进行因I sinθ或I cosθ值引起的漏电检测的功能的装置，同时一旦I值超过可测范围时，I sinθ值或I cosθ值不能被正确地检测。因此，比较判断的装置用I值的阈值判定作为I值可测定范围判断，在漏电断路器中判定作为与Igr值判定有别的异常I₀值，以量程的切换判断该判定的结果。

作为检测判断方法，将测定部求得的计数值与用基准CLK脉冲的计数的比率设定的阈值作比较进行判断，但通过将基准CLK脉冲的计数经分割（1/2或1/4等）后的计数值作为阈值，由于内部频率发生器的个体差异、温度变化、因劣化引起的频率变动均被自动地校正，因此不需要精度高的发生器或比较基准、包含调合等，能更廉价地制作可能精度良好的检测判断的高精度的产品。

如上述说明的那样，本发明的实施方式的漏电检测装置的信号生成装置30，通过由第1及第2比较器对被测定电路的电压波形及电流波形各自生成逻辑信号，设定参数，同时对电流波形进行全波整流，利用连续型ΔΣADC对经全波整流的电流波形进行量子化转换，进行对设定的参数及经量子转换后的量子化值的计数，来求得所要的测定值，并通过比较测定值与基准值来检测出漏电，能高速地测定并判定，并能使电路规模达到小型，因此能用于漏电断路器，同时，通过在电流测定器及功率测定器上的使用，能高速地测定输入电流，进行了相位差转换的有功电流及无功电流，并能制造高精度的廉价的装置。

下面，根据利用上述的本发明的实施方式的漏电检测装置1的信号生成装置30的从被测定电路检测出的每半波期间电压波形及每半波期间的电流波形，参照图3至图8说明信号生成方法。

图3（a）是示出本发明的实施方式的信号生成装置输入的电压波形及根据电压波形转换的参数图，（b）是示出本发明的实施方式的信号生成装置输入的电流波形及根据电流波形转换的参数图。

以图3（a）及（b）中所示的“a”为0～90°、90°～180°，所示的“b”为180～270°、270°～360°。而且，前一半波期间的波形为-180°～-90°、-90°～0。前一半波期间的波形也可预先存储于存储部（未图示）中。

图3（a）表示从被测定电路检测出的输入电压波形，根据输入电压波形，设定由第1比较部100设定的V_PN输出及由相位转换部500设定的V_90输出的Hi/Lo的参数。

图3（a）中，示出：由电压波形检测部10从被测定电路检测出的正弦波的输入电压波形，输入电压波形经第1比较器100生成Hi/Lo（+/-）的逻辑信号，并根据生成的逻辑信号在每半波期间生成逻辑信号的变化时的过零点的V_Palse输出、输入电压波形经第1比较器100生成Hi/Lo的逻辑信号，并根据生成的逻辑信号在每半波期间输出Hi/Lo的V_PN输出、存储过零点生成部800生成的过零点间的时间，并设定在距离下一过零点的时间为已存储的时间的一半以下的期间，使第1逻辑信号反转，进行第1逻辑信号的相位转换的V_90输出。

图3（b）表示由电流波形检测部20从被测定电路检测出的输入电流波形，并基于输入电流波形设定I_PN输出的Hi/Lo的参数。

图3（b）中，表示：从被测定电路检测出的正弦波的输入电流波形，输入电流波形经第2比较器200生成Hi/Lo（+/-）的逻辑信号，并根据生成的逻辑信号在每半波期间输出Hi/Lo的I_PN输出。

图4对基于图3（a）所示的输入电压波形的V_PN输出和V_90输出的Hi/Lo的参数及基于图3（b）所示的输入电流波形的I_PN输出的Hi/Lo的参数实行逻辑计算，表示各自想求的值的计数方法。如图4所示，通过在每半波期间设定Hi/Lo的参数，并用所设定的参数算出计数方法（UP或DOWN），能方便地任意地求得输入电流、合成泄漏电流、有功电流、单相电阻成分泄漏电流、无功电流、单相容性成分泄漏电流以及三相Δ布线电阻成分泄漏电流。

其次，一面参照基于上述图3（a）及（b）所示的电压波形、电流波形的参数设定方法及图4所示的计数的方法，一面参照图5～图8，说明以输入电压波形为基准的输入电流波形的相位角为0°、45°、60°、90°时的参数设定方法，及根据所设定参数分别求得I、Icosθ及Isinθ的计数值的结果。对于图5～图8，其与图3（a）及（b）及图4中说明过的内容相重复的说明，则从略。

图5示出本发明的实施方式的电压波形及电流波形，根据电压波形及电流波形各自的参数设定方法的一例的图。图5所示的参数设定方法，是作为基准的输入电压波形，虚线是从被测定电路检测出的输入电流波形，实线是从被测定电路检测出并经全波整流的输入电流波形。

图5中，示出以输入电压波形为基准时的输入电流波形的相位角0°的时候。关于输入电压波形及输入电流波形的参数设定方法，因已参照图3（a）及（b）作了说明，故这里的说明从略。对根据输入电压波形及输入电流波形设定的参数实行逻辑计算，求出I、Icosθ及Isinθ。

如图5所示，I是经过全波整流的电流波形，求得的面积为1。Icosθ，因相位角为0°，故求得的面积为1，Isinθ，因相位角为0°，故求得的面积为0。

图6示出本发明的实施方式的电压波形及电流波形，根据电压波形及电流波形各自的参数设定方法的一例的图。图6所示的参数设定方法，是作为基准的输入电压波形，虚线是从被测定电路检测出的输入电流波形，实线是从被测定电路检测出并经全波整流的输入电流波形。

图6中，示出以输入电压波形为基准时的输入电流波形的相位角45°的时候。关于输入电压波形及输入电流波形的参数设定方法，因已参照图3（a）及（b）作了说明，故这里的说明从略。对根据输入电压波形及输入电流波形设定的参数实行逻辑计算，求出I、Icosθ及Isinθ。

如图6所示，I是经过全波整流的电流波形，求得的面积为1。Icosθ，因相位角为45°，故求得的面积为0.7，Isinθ，因相位角为45°，故求得的面积为0.7。

图7示出本发明的实施方式的电压波形及电流波形，根据电压波形及电流波形各自的参数设定方法的一例的图。图7所示的参数设定方法，是作为基准的输入电压波形，虚线是从被测定电路检测出的输入电流波形，实线是从被测定电路检测出并经全波整流的输入电流波形。

图7中，示出以输入电压波形为基准时的输入电流波形的相位角为60°的时候。关于输入电压波形及输入电流波形的参数设定方法，因已参照图3（a）及（b）作了说明，故这里的说明从略。对根据输入电压波形及输入电流波形设定的参数实行逻辑计算，求出I、Icosθ及Isinθ。

如图7所示，I是经过全波整流的电流波形，求得的面积为1。Icosθ，因相位角为60°，故求得的面积为0.5，Isinθ，因相位角为60°，故求得的面积为0.9。

图8示出本发明的实施方式的电压波形及电流波形，根据电压波形及电流波形各自的参数设定方法的一例的图。图8所示的参数设定方法，是作为基准的输入电压波形，虚线是从被测定电路检测出的输入电流波形，实线是从被测定电路检测出并经全波整流的输入电流波形。

图8中，示出以输入电压波形为基准时的输入电流波形的相位角90°的时候。关于输入电压波形及输入电流波形的参数设定方法，因已参照图3（a）及（b）作了说明，故这里的说明从略。对根据输入电压波形及输入电流波形设定的参数实行逻辑计算，求出I、Icosθ及Isinθ。

如图8所示，I是经过全波整流的电流波形，求得的面积为1。Icosθ，因相位角为90°，故求得的面积为0，Isinθ，因相位角为90°，故求得的面积为1。

如上述说明的那样，本发明的实施方式的信号生成方法，通过在每半波期间由第1及第2比较器对被测定电路的电压波形及电流波形各自生成逻辑信号，设定参数，同时对电流波形进行全波整流，利用连续型ΔΣADC对经全波整流的电流波形进行量子化转换，进行对经量子转换后的量子化值的计数，能高速地测定并判定，并能使电路规模达到小型，因此能用于漏电断路器，同时，通过在电流测定器及功率测定器上的使用，能高速地测定输入电流，进行了相位差转换的有功电流及无功电流，并能制造高精度的廉价的装置。

其次，根据用上述的本发明的实施方式的泄漏检测装置1的信号生成装置30进行的从被测定电路检测出的每1周期的电压波形及每1周期的电流波形，参照图9至图13，说明信号生成方法。这里，每1周期的信号生成方法，是谋求全波整流转换时的误差或加到输入电流波形上的直流成分偏置的消除等的比每半波期间的信号生成方法精度更高的方法。

图9表示根据图10～图13所示的输入电压波形的V_PN输出和V_90输出的Hi/Lo的参数，基于输入电流波形对I_PN输出的Hi/Lo的参数实行逻辑计算，并求得各自的值的计数方法。如图9所示，通过在每1周期期间设定Hi/Lo的参数，并用所设定的参数算出计数方法（UP或DOWN），能方便地任意地求得输入电流、合成泄漏电流、有功电流、单相电阻成分泄漏电流、无功电流、单相容性成分泄漏电流，以及三相Δ布线电阻成分泄漏电流。

其次，一面参照基于上述图3（a）及（b）所示的电压波形、电流波形的参数设定方法及图9所示的计数的方法，一面参照图10～图13，说明以输入电压波形为基准的输入电流波形的相位角为0°、45°、60°、90°时的参数设定方法，及根据所设定参数分别求得I、Icosθ及Isinθ的计数值的结果。对于图10～图13，说明设定参数的输入电压波形及输入电流波形每1周期的情况。

图10示出本发明的实施方式的电压波形及电流波形，根据电压波形及电流波形各自的参数设定方法的一例的图。图9示出参数设定方法根据输入电压波形及输入电流波形来设定。

图10中，示出以输入电压波形为基准时的输入电流波形的相位角0°的时候。关于输入电压波形及输入电流波形的参数设定方法，因已参照图3（a）及（b）作了说明，故这里的说明从略。对根据输入电压波形及输入电流波形设定的参数实行逻辑计算，求出I、Icosθ及Isinθ。

如图10所示，I是1周期的电流波形，求得的面积为1。Icosθ，因相位角为0°，故求得的面积为1，Isinθ，因相位角为0°,故求得的面积为0。

图11示出本发明的实施方式的电压波形及电流波形，根据电压波形及电流波形各自的参数设定方法的一例的图。

图11中，示出以输入电压波形为基准时的输入电流波形的相位角45°的时候。关于输入电压波形及输入电流波形的参数设定方法，因已参照图3（a）及（b）作了说明，故这里的说明从略。对根据输入电压波形及输入电流波形设定的参数实行逻辑计算，求出I、Icosθ及Isinθ。

如图11所示，I是1周期的电流波形，求得的面积为1。Icosθ因相位角为45°，故求得的面积为0.7，Isinθ，因相位角为45°,故求得的面积为0.7。

图12示出本发明的实施方式的电压波形及电流波形，根据电压波形及电流波形各自的参数设定方法的一例的图。

图12中，示出以输入电压波形为基准时的输入电流波形的相位角60°的时候。关于输入电压波形及输入电流波形的参数设定方法，因已参照图3（a）及（b）作了说明，故这里的说明从略。对根据输入电压波形及输入电流波形设定的参数实行逻辑计算，求出I、Icosθ及Isinθ。

如图12所示，I是1周期的电流波形，求得的面积为1。Icosθ因相位角为60°，故求得的面积为0.5，Isinθ，因相位角为60°,故求得的面积为0.9。

图13示出本发明的实施方式的电压波形及电流波形，根据电压波形及电流波形各自的参数设定方法的一例的图。

图13中，示出以输入电压波形为基准时的输入电流波形的相位角90°的时候。关于输入电压波形及输入电流波形的参数设定方法，因已参照图3（a）及（b）作了说明，故这里的说明从略。对根据输入电压波形及输入电流波形设定的参数实行逻辑计算，求出I、Icosθ及Isinθ。

如图13所示，I是1个周期的电流波形，求得的面积为1。Icosθ，因相位角为90°，故求得的面积为0，Isinθ，因相位角为90°,故求得的面积为1。

如上述说明的那样，本发明的实施方式的信号生成方法，通过在每1周期由第1及第2比较器对被测定电路的电压波形及电流波形各自生成逻辑信号，设定参数，同时利用连续型ΔΣADC对电流波形进行量子化转换，进行对经量子化转换后的量子化值的计数，能高速地测定并判定，并能使电路规模达到小型，因此能用于漏电断路器，同时，通过在电流测定器及功率测定器上的使用，能高速地测定输入电流，加上相位差转换的有功电流及无功电流，并能制造高精度的廉价的装置。

符号的说明

1…漏电检测装置,10…电压波形检测部,20…电流波形检测部,30…信号生成装置,33…参数输出部,35…信号生成部，37…量子化输出部，40…测定部，50…判定部，100…第1比较器，200…第2比较器，300…全波整流部，400…转换部，500…相位转换部，600…第1运算部，700…第2运算部，800…过零点生成部。

Claims (4)

1.一种信号生成装置，其特征在于，包括：

第1比较器，其被输入在被测定电路中检测出的电压波形，生成对应于所述电压波形的正负极性的第1逻辑信号；

第2比较器，其被输入在所述被测定电路中检测出的电流波形，生成对应于所述电流波形的正负极性的第2逻辑信号；

第1运算部，其输出对应于所述第1逻辑信号与所述第2逻辑信号的逻辑异或的第3逻辑信号；

相位转换部，其利用过零检测部在所述第1逻辑信号变化时生成过零点，存储所生成的所述过零点间的时间，在距离下一个过零点的时间为已存储的时间的一半以下的期间，通过反转所述第1逻辑信号，进行所述第1逻辑信号的相位转换生成相位转换信号，

第2运算部，其输出对应于所述相位转换信号与所述第2逻辑信号的逻辑异或的第4逻辑信号；

对检测到的所述电流波形进行全波整流的全波整流部；以及

转换部，其输出量子化值，作为基于基准CLK脉冲在规定期间内对连续型ΔΣADC的输出进行计数的计数个数相对于所述规定期间内的基准CLK脉冲的CLK数的比率，该量子化值对应于与采用所述连续型ΔΣADC对通过所述全波整流部全波整流了的所述电流波形进行量子化转换后得到的该电流波形的所述规定期间内的电流波形的平均值；

所述第3逻辑信号、所述第4逻辑信号和所述量子化值被输出到测定部，该测定部输出I计数值、Icos计数值和Isin计数值，所述I计数值对应于对在从由所述过零检测部生成的所述下一个过零点开始到更下一个过零点为止的半波期间被输出的所述量子化值进行计数得到的电流I，所述Icos计数值对应于以基于所述第3逻辑信号的计数方法对在所述半波期间被输出的所述量子化值进行计数得到的电流Icosθ，所述Isin计数值对应于以基于所述第4逻辑信号的计数方法对在所述半波期间被输出的所述量子化值进行计数得到的电流Isinθ。

2.一种测定装置，其特征在于，包括：

如权利要求1所述的信号生成装置以及所述测定部。

3.一种漏电检测装置，其特征在于，包括：如权利要求2所述的测定装置，以及基于所述测定部输出的值，检测所述被测定电路中的漏电的判定部。

4.一种信号生成方法，其特征在于，包括如下步骤：

生成对应于在被测定电路中被检测出的电压波形的正负极性的第1逻辑信号；

生成对应于在所述被测定电路中被检测出的所述电流波形的正负极性的第2逻辑信号；

输出对应于所述第1逻辑信号与所述第2逻辑信号的逻辑异或的第3逻辑信号；

利用过零检测部在所述第1逻辑信号变化时生成过零点，存储所生成的所述过零点间的时间，在距离下一个的过零点的时间为已存储的时间的一半以下的期间，通过反转所述第1逻辑信号，进行所述第1逻辑信号的相位转换生成相位转换信号；

输出对应于所述相位转换信号与所述第2逻辑信号的逻辑异或的第4逻辑信号；

对检测到的所述电流波形进行全波整流；以及

输出量子化值，作为基于基准CLK脉冲在规定期间内对连续型ΔΣADC的输出进行计数的计数个数相对于所述规定期间内的基准CLK脉冲的CLK数的比率，该量子化值对应于采用所述连续型ΔΣADC对经过全波整流的所述电流波形进行量子化转换后得到的该电流波形的所述规定期间内的电流波形的平均值；

所述第3逻辑信号、所述第4逻辑信号和所述量子化值被输出到测定部，该测定部输出I计数值、Icos计数值和Isin计数值，所述I计数值对应于对在从由所述过零检测部生成的所述下一个过零点开始到更下一个过零点为止的半波期间被输出的所述量子化值进行计数得到的电流I，所述Icos计数值对应于以基于所述第3逻辑信号的计数方法对在所述半波期间被输出的所述量子化值进行计数得到的电流Icosθ，所述Isin计数值对应于以基于所述第4逻辑信号的计数方法对在所述半波期间被输出的所述量子化值进行计数得到的电流Isinθ。

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