CN103414474A - 高精度小信号差值模数转换器 - Google Patents

Abstract

高精度小信号差值模数转换器，包括差分输出采样电路，还包括差分数模转换电路、比较器和差分放大器，所述比较器的输入端和输出端分别与差分放大器的输出端和差分数模转换电路的输入端连接，所述差分输出采样电路和差分数模转换电路的输出端分别与差分放大器的输入端连接；所述差分数模转换电路将输入数字信号转化为模拟差分信号输出，输出的模拟差分信号的差模值随输入数字信号的高低电平持续时间变化；所述差分放大器检测差分输出采样电路和差分数模转换电路的差模值的差，并以差分形式放大输出。本发明利用反馈信号控制采样信号的模数转换过程，提高了模拟采样信号的数字转化精度和稳定性。

Description

高精度小信号差值模数转换器

技术领域

本发明属于数模混合集成电路设计领域，涉及模数转换电路，特别是一种高精度小信号差值模数转换器。

背景技术

随着集成电路的高速发展，集成度越来越高，芯片面积越来越小。微小信号处理技术对整个集成电路的发展起作决定性作用，为了延展集成电路的应用范围，微小信号的处理日益成为集成电路设计领域中的研究热点。

在集成电路领域中，利用微波和红外信号等来检测的状态越来越多，而这样采集的信号都是小信号，所以对于小信号的处理要求将越来越高。一般微波或者红外信号的的处理往往精度不高，由于对小信号处理精度不高，所以对微波和红外的应用范围受到了很大的影响。小信号工作也能够减小芯片的功耗，也是全球节能环保的发展趋势。

发明内容

为克服现有技术对小信号处理精度不高的技术缺陷，本发明公开了一种高精度小信号差值模数转换器。

高精度小信号差值模数转换器，包括差分输出采样电路，其特征在于，还包括差分数模转换电路、比较器和差分放大器，所述比较器的输入端和输出端分别与差分放大器的输出端和差分数模转换电路的输入端连接，所述差分输出采样电路和差分数模转换电路的输出端分别与差分放大器的输入端连接；

所述差分数模转换电路将输入数字信号转化为模拟差分信号输出，输出的模拟差分信号的差模值随输入数字信号的高低电平持续时间变化；

所述差分放大器检测差分输出采样电路和差分数模转换电路的差模值的差，并以差分形式放大输出。

具体的，所述差分数模转换电路包括数字计数器和数模转换模块，所述数字计数器的输出端与数模转换模块输入端连接，所述数字计数器的输入端和数摸转换模块的输出端分别作为差分数模转换电路的输入端和输出端，

所述数字计数器对输入信号的电平持续时间进行计数并输出计数值，所述数模转换模块的两个输出端之间的电压差值随计数值改变。

具体的，所述差分放大器包括两个输入单元、两个输出充电开关和两个充电电容，

所述输入单元包括上偏置电流源、下偏置电流源、差分输入级和两个时钟隔离开关，所述差分输入级的输入端为输入单元的输入端，差分输入级的公共端与上偏置电流源连接，差分输入级的非公共端分别连接一个时钟隔离开关，两个时钟隔离开关不与差分输入级连接的一端均与下偏置电流源连接；

差分输入级与时钟隔离开关连接处分别为输入单元的第一输出端和第二输出端；所述时钟隔离开关的开关频率为所述差分输出采样电路采样频率的十倍以上；

两个输入单元的第一输出端和第二输出端分别对应连接，并与差分放大器的一个差分输出端连接，所述差分输出端还各自连接有一个输出充电开关和充电电容；

所述输入单元的输入端作为差分放大器的输入端，所述差分输入级检测两个输入端的模拟电压大小关系并调整输出电流。

进一步的，所述差分输入级由PMOS管PM1、PM2、PM3、PM4、PM5、PM6组成，

其中PMOS管PM1、PM2、PM4、PM5源端均与上偏置电流源连接，PMOS管PM1、PM2漏端均与PMOS管PM3的源级连接，PMOS管PM4、PM5漏端均与PMOS管PM6的源级连接，PMOS管PM3、PM6的漏极分别连接一个时钟隔离开关；

PMOS管PM1、PM3、PM5的栅极，PMOS管PM2、PM4、PM6的栅极分别互连，作为差分输入级的输入端。

进一步的，所述PMOS管PM1、PM2、PM3、PM4、PM5、PM6的宽、长完全一致。

优选的，所述差分放大器还包括反馈电路，所述反馈电路包括反馈NMOS管和两个并联在电源线和反馈NMOS管漏极之间的开关管，两个开关管的控制端分别与差分放大器的一个输出端连接，所述反馈NMOS管源极接地，漏极与栅极互连；

所述下偏置电流源包括固定电流源和与固定电流源并联的可控电流源，所述可控电流源的控制端与反馈NMOS管的栅极连接。

进一步的，所述开关管为NMOS。

进一步的，所述差分放大器的差分输出端与对应连接的输入单元输出端之间还连接有限流偏置管

本发明所述高精度小信号差值模数转换器，对采样信号转化的数字信号在此进行数模转换，得到的模拟信号再次与采样信号进行差值比较并反馈，利用反馈信号控制采样信号的模数转换过程，提高了模拟采样信号的数字转化精度和稳定性。

附图说明

图1为本发明的一种应用方式示意图；

图2示出本发明的一种具体实施方式的框图结构示意图；

图3示出本发明所述差分放大器的一种具体实施方式的电路示意图；

图中附图标记名称为：101-高精度小信号差值模数转换器102-红外信号采集管103-高通滤波电路104-第一差分支路105-第二差分支路106-第三差分支路107-第四差分支路。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的具体实施方式作进一步的详细说明。

高精度小信号差值模数转换器，包括差分输出采样电路，还包括差分数模转换电路、比较器和差分放大器，所述比较器的输入端和输出端分别与差分放大器的输出端和差分数模转换电路的输入端连接，所述差分输出采样电路和差分数模转换电路的输出端分别与差分放大器的输入端连接；

所述差分数模转换电路将输入数字信号转化为模拟差分信号输出，输出的模拟差分信号的差模值随输入数字信号的高低电平持续时间变化；

所述差分放大器检测差分输出采样电路和差分数模转换电路的差模值的差，并以差分形式放大输出。

本发明的发明实现原理为将模拟采样信号转化的数字信号作为反馈信号，引入模数转换器对模数转换器的模数转换过程进行反馈控制，实现高精度的模数转换。

上述原理的实现方式为：假设初始过程中反馈信号对模数转换过程不起作用，差分输出采样电路将采样得到的模拟差分信号输入到差分放大器中，差分放大器输出信号通过比较器转化为仅由高低电平组成的数字信号，该数字信号输入到差分数模转换电路中。如图2所示，差分输出采样电路可以包括信号采集模块和采样保持电路，信号采集模块采集的信号在采样保持电路中锁存，以保证输出的模拟差分信号的稳定。信号采集和采样保持功能的实现在集成电路设计领域是公知技术，有多种成熟的实现方式。

差分数模转换电路将输入数字信号转化为模拟差分信号输出，输出的模拟差分信号的差模值随输入数字信号的高低电平持续时间变化。例如输入数字信号为高电平，则在高电平持续的时间内，输出的差模值不断增加；若输入数字信号为低电平，则在低电平持续的时间内，输出的差模值不断减小。

实现上述功能的差分数模转换电路可以是一个简单的充放电电路，例如一个具有充放电开关的电容，在高电平时，充电开关不断对电容充电，在低电平时，放电开关不断对电容进行放电。当然，这种方式虽然简单，但也很粗糙，难以达到高精度的要求。

为此，本发明对所述差分数模转换电路提供一种实现方式，如图2所示，包括数字计数器和数模转换模块，所述数字计数器的输出端与数模转换模块输入端连接，所述数字计数器的输入端和数摸转换模块的输出端分别作为差分数模转换电路的输入端和输出端；所述数字计数器对输入信号的电平持续时间进行计数并输出计数值，所述数模转换模块的两个输出端之间的电压差值随计数值改变。

数字计数器对输入的数字信号进行高电平或低电平计数，计数信号输入到数模转换模块，数模转换模块的两个输出端之间的电压差值随计数值改变而改变。计数值越大则差值越大，而两个输出端的差值正负则反应了计数时为高电平还是低电平。 上述实现方式可以对比较器的输出数字信号实现精度较高的计数和转化。

差分数模转换电路将输出信号输入到差分放大器，差分放大器检测差分输出采样电路和差分数模转换电路的差模值的差，并以差分形式放大输出。

实现上述功能的差分放大器为四输入的差分放大器，本发明中给出的一种具体实现方式为：包括两个输入单元、两个输出充电开关和两个充电电容，

所述输入单元包括上偏置电流源、下偏置电流源、差分输入级和两个时钟隔离开关，所述差分输入级的输入端为输入单元的输入端，差分输入级的公共端与上偏置电流源连接，差分输入级的非公共端分别连接一个时钟隔离开关，两个时钟隔离开关不与差分输入级连接的一端均与下偏置电流源连接；

差分输入级与时钟隔离开关连接处分别为输入单元的第一输出端和第二输出端；两个输入单元的第一输出端和第二输出端分别对应连接，并与差分放大器的一个差分输出端连接，所述差分输出端还各自连接有一个输出充电开关和充电电容；所述输入单元的输入端作为差分放大器的输入端，所述差分输入级计算两个输入端的模拟电压差值。

以图3中的具体实施方式为例，说明本发明所述差分放大器的工作原理

为方便说明，将差分输入级分为两个差分支路，图3中104、105、106、107是差分放大器运放的第一至第四差分支路，其中104和105、106和107分别组成一个差分输入级，通过其完成差值功能，其中104完成计算A1-A2，105完成计算A2-A1,106完成计算A3-A4，107完成计算A4-A3的功能，其中A1、A2为与差分数模转换电路连接的两个差分输入端，A3、A4为与差分输出采样电路连接的两个差分输入端。104和105分别连接NMOS管NM8和NM9作为时钟隔离开关，104、105共用的上偏置电流源为PM13。106和107分别连接NMOS管NM10和NM11作为时钟隔离开关，106、107共用的上偏置电流源为PM15。NM5和NM6共同作为104和105的下偏置电流源，NM4和NM7共同作为106和107的下偏置电流源。A5和A6为差分放大器的输出端，各自连接一个充电电容C1和C2，以及一个输出充电开关，图1中为PMOS管PM14和PM15。A5与105和106两个差分支路连接，A6与104和107两个差分支路连接。

以104和105所在的输入单元为例，流过104和105的电流之和等于PM13的偏置电流。NM8和NM9的栅端分别接的CN1和CN2是一对互为反相的时钟信号且占空比都为50%，作为运放的调制信号，来减小芯片的毛刺。另一输入单元的连接情况与之类似。CN1、CN2的产生可以利用外接或内置的时钟模块产生。

在小信号处理过程中，电源噪声和开关毛刺会对小信号的比较产生影响，为此在放大器种引入时钟隔离开关和控制其开关的CN1和CN2两路高频信号，CN1和CN2占空比必须为50%两者并存在反向关系。CN1和CN2的开关频率应远大于信号采集的频率，所谓远大于，即至少为10倍以上。

上述方式实际是在差分放大器的输出端A5、A6上在采样小信号上叠加了一个高频载波信号，根据采样原理，叠加高频载波信号后，可以更好的减小传输过程中的干扰，而且载波信号的频率同时叠加在A5和A6，两者反向且占空比均为50%，所以对小信号的比较不会产生影响。减小了红外信号受到芯片内部干扰从而避免比较器由于毛刺而错误监测的情况。

对于差分放大器中存在的毛刺，由于是差分输入，所以都会引入到输出第A5和A6上，差分放大器本身也可以消除自身引起的毛刺从而避免比较器的误监测。

在芯片上电后，假设初始情况下 A1和A2信号之间关系为A1-A2>0，如果差分输出采样电路没有信号，即A3-A4=0,对于图3中输入级为PMOS管的情况，栅电压大的输出电流小。则此时流过输入级104的电流小于流过输入级105的电流，流过106和107的电流基本相等，所以在CN2=1时，从NM12流过的电流将减小，A5上升；同理流过NM13的电流就相对较大，A6下降。

当比较器发现A5>A6，比较器输出A7=1，数字计数器检测到A7=1时，数字计数器则开始调整计数，从而调整数模转换模块来调整A1和A2，周而复始，直到调整到A1-A2<0时，此时通过上述初级放大器工作原理，A5将下降，A6将上升，此时当A5<A6时，则比较器输出A7=0，此时数字计数器调整A1和A2到A1>A2，使得A7=1。所以在此时A7就在1和0之间跳动，（A1-A2）也在0附近上下摆动，则认为此时的数字量就是对A3-A4=0的转换，即没有外界采样信号时的平衡态。

当差分输出采样电路采集到红外信号时，为便于描述我们假设A3>A4，并假设此时A3-A4>A1-A2，此时，对于第一差分支路104和第二差分支路105，流过104的电流小于105的电流。对于第三差分支路106和第四差分支路107，则流过106的电流小于输入级107的电流，在CN1=1时，则CN2=0，此时输入电容A5在进行充电，令充电电流为I1,A6在进行放电，设该放电电流为I2，在CN1=0，CN2=1时，则输入电容A5在进行放电，设该放电电流为I3,A6在进行充电，设该充电电流为I4。由于此时流过104的电流小于105的电流并且流过106的电流小于107的电流，所以I4-I2>0而I3-I1<0，所以A6开始上升，A5下降。

当A5<A6时，A7输出为0，此时数字计数器调整A1和A2使（A1-A2）的值逐渐变大，直到A1-A2>A3-A4，根据与上一段类似的分析方法，容易得到在A1-A2>A3-A4时，差分放大器的输出端电压A5>A6，导致A7输出为1，需要调整计数器使A1-A2<A3-A4，这样保持A7一直在0和1之间震荡，（A1-A2）一直在（A3-A4）的值周围波动，我们认为此时的数字量是A3-A4的模拟量的转换值；对于A3<A4的情况和上述A3>A4的工作方式类似，只是对于流过输入级电流的大小相反而已。

上述差分放大器的差分支路分别与一对输入的模拟差分电压，即前述的A1和A2、或A3和A4连接，并检测两个输入端的模拟电压大小关系，调整输出电流，例如当A1大于A2时，两个差分支路一路电流大于另一路电流，并且两路电流之间的差值随A1与A2之间的差值增大而增大或减小而减小。所述的差分输入级可以采用下面的实现方式。

如图3所示，所述差分输入级由PMOS管PM1、PM2、PM3、PM4、PM5、PM6组成，其中PMOS管PM1、PM2、PM4、PM5源端均与上偏置电流源连接，PMOS管PM1、PM2漏端均与PMOS管PM3的源级连接，PMOS管PM4、PM5漏端均与PMOS管PM6的源级连接，PMOS管PM3、PM6的漏极分别连接一个时钟隔离开关；PMOS管PM1、PM3、PM5的栅极，PMOS管PM2、PM4、PM6的栅极分别互连，作为差分输入级的输入端。

 上述PM1、PM2、PM3和PM4、PM5、PM6分别构成前述的差分支路104和105，在PM1、PM3、PM5的栅极与A1连接，PM2、PM4、PM6的栅极与A2连接时，实现A1与A2差值的检测功能，并使PM1、PM2、PM3构成的支路与PM4、PM5、PM6构成的支路电流差值跟随A1与A2之间的差值增大而增大。

由于差分放大器的两个输出A5和A6分别检测（A1-A2）-（A3-A4）的值，因此差分输入级自身也需要实现能判断输入电压差值的差分输出，即差分输入级的每个输出端的电流都能体现输入电压差值，采用上述电路结构，全部利用PMOS管，在版图绘制过程中可以选用宽、长一致的PMOS管PM1、PM2、PM3、PM4、PM5、PM6，能实现高精度的版图匹配，并提高前述的差值检测精度。

本发明对上述差分放大器进行了进一步改进，所述差分放大器还包括反馈电路，所述反馈电路包括反馈NMOS管和两个并联在电源线和反馈NMOS管漏极之间的开关管，两个开关管的控制端分别与差分放大器的一个输出端连接，所述反馈NMOS管源极接地，漏极与栅极互连；所述下偏置电流源包括固定电流源和与固定电流源并联的可控电流源，所述可控电流源的控制端与反馈NMOS管的栅极连接。

如图3所示，当差分放大器的两个输出端A5和A6中任意一个增大到一定幅度时，都会反馈电路中的其中一个开关管打开，使反馈NMOS管的电流从零增加，该反馈NMOS管控制可控电流源的电流随自身电流增大而增大，在图3中，利用NMOS管NM3与NM4、NM5形成电流镜结构，其中 NM3为反馈NMOS管，NM4、NM5为可控电流源。两个开关管NM1和NM2连接在电源和反馈NMOS管之间，栅极分别连接在输出端A5、A6。

当A5或A6电压上升到一定值时，此时判断差分放大器的两对模拟信号的差值之间存在差值。上述反馈电路可以实现如下功能：当A5或A6电压上升到一定值，使反馈NMOS管电流增大，进一步使输入单元的下拉电流源电流增大，从而加速下拉过程。开关管选择NMOS管，是由反馈电路的实现目的决定，当差值较小时，不希望加速，因此不希望增大下拉电流，因此A5、A6电压值均较低时，反馈电路的开关管应该关闭或电流很小，因此选择NMOS管。

为配合上述反馈过程，所述差分放大器的差分输出端与对应连接的输入单元输出端之间还连接有限流偏置管，限流偏置管的作用是在反馈电路加大下拉电流时，对下拉电流做一定限制，避免下拉电流过大，限流偏置管的最大电流由连接在其栅极上的偏置电压控制，采用限流偏置管能方便的实现反馈过程中的下拉限流作用。

在图3中，连接PMOS管PM13、PM14、PM15、PM16，NMOS管NM6、NM7、NM12、NM13等器件栅极的偏置电压信号pb1、pb2、nb1、nb2可以由外部偏置电路产生，偏置电压的选择本领域技术人员根据实际电路应用情况，例如直流工作点，器件特性等容易选择确定。 

图1为本发明的一种应用方式示意图，图中101为本发明所述的高精度差值模数转换器，102是红外信号采集管，103是高通滤波电路。R1、C1、R2形成101的偏置电路，给红外采集信号一个直流偏量，让红外信号采集管正常工作，当红外采集信号经过高通滤波器时，红外信号的直流偏量被完全滤除，剩下红外差分小信号，上述电路构成本发明所述差分输出采样信号的一种具体实现方式。PIR和NPIR为差分输出采样电路对应的两个输出端，分别与图2或图3中的A3 和A4含义相同。该应用将NPIR接地，实际应用NPIR也可不接地。

芯片在上电初始化过程中后，若红外管未接收到红外信号，芯片迅速调整到无红外信号的稳定状态，即PIR和NPIR脚之间电压差为0对应的数字量，使图2所示的数模转换模块输出的信号差值为0。在上电完成后，芯片上电复位，数模转换模块对应输出的数字量有一个初始化信号，通过初始化信号和0信号比较，调整对应的数字信号迫使数字信号所对应的模拟信号和0相等，以使电路完成正确的初始化过程。

本发明所述高精度小信号差值模数转换器，对采样信号转化的数字信号在此进行数模转换，得到的模拟信号再次与采样信号进行差值比较并反馈，利用反馈信号控制采样信号的模数转换过程，提高了模拟采样信号的数字转化精度和稳定性。

采用本发明所述的差分放大器的优选实现方式，不仅可以实现四输入差分信号的差值放大处理，并且能够对输入信号上的毛刺进行抵消，减小了差分计算误差，提高了处理精度。采用反馈电路，提高了电路的处理速度，使本发明能够进行高频信号的采样处理。

前文所述的为本发明的各个优选实施例，各个优选实施例中的优选实施方式如果不是明显自相矛盾或以某一优选实施方式为前提，各个优选实施方式都可以任意叠加组合使用，所述实施例以及实施例中的具体参数仅是为了清楚表述发明人的发明验证过程，并非用以限制本发明的专利保护范围，本发明的专利保护范围仍然以其权利要求书为准，凡是运用本发明的说明书及附图内容所作的等同结构变化，同理均应包含在本发明的保护范围内。 

Claims (8)

1.高精度小信号差值模数转换器，包括差分输出采样电路，其特征在于，还包括差分数模转换电路、比较器和差分放大器，所述比较器的输入端和输出端分别与差分放大器的输出端和差分数模转换电路的输入端连接，所述差分输出采样电路和差分数模转换电路的输出端分别与差分放大器的输入端连接；

所述差分数模转换电路将输入数字信号转化为模拟差分信号输出，输出的模拟差分信号的差模值随输入数字信号的高低电平持续时间变化；

所述差分放大器检测差分输出采样电路和差分数模转换电路的差模值的差，并以差分形式放大输出。

2.如权利要求1所述的高精度小信号差值模数转换器，其特征在于，所述差分数模转换电路包括数字计数器和数模转换模块，所述数字计数器的输出端与数模转换模块输入端连接，所述数字计数器的输入端和数摸转换模块的输出端分别作为差分数模转换电路的输入端和输出端，

所述数字计数器对输入信号的电平持续时间进行计数并输出计数值，所述数模转换模块的两个输出端之间的电压差值随计数值改变。

3.如权利要求1所述的高精度小信号差值模数转换器，其特征在于，所述差分放大器包括两个输入单元、两个输出充电开关和两个充电电容，

所述输入单元包括上偏置电流源、下偏置电流源、差分输入级和两个时钟隔离开关，所述差分输入级的输入端为输入单元的输入端，差分输入级的公共端与上偏置电流源连接，差分输入级的非公共端分别连接一个时钟隔离开关，两个时钟隔离开关不与差分输入级连接的一端均与下偏置电流源连接；

差分输入级与时钟隔离开关连接处分别为输入单元的第一输出端和第二输出端；所述时钟隔离开关的开关频率为所述差分输出采样电路采样频率的十倍以上；

两个输入单元的第一输出端和第二输出端分别对应连接，并与差分放大器的一个差分输出端连接，所述差分输出端还各自连接有一个输出充电开关和充电电容；

所述输入单元的输入端作为差分放大器的输入端，所述差分输入级检测两个输入端的模拟电压大小关系并调整输出电流。

4.如权利要求1所述的高精度小信号差值模数转换器，其特征在于，所述差分输入级由PMOS管PM1、PM2、PM3、PM4、PM5、PM6组成，

其中PMOS管PM1、PM2、PM4、PM5源端均与上偏置电流源连接，PMOS管PM1、PM2漏端均与PMOS管PM3的源级连接，PMOS管PM4、PM5漏端均与PMOS管PM6的源级连接，PMOS管PM3、PM6的漏极分别连接一个时钟隔离开关；

PMOS管PM1、PM3、PM5的栅极，PMOS管PM2、PM4、PM6的栅极分别互连，作为差分输入级的输入端。

5.如权利要求4所述的高精度小信号差值模数转换器，其特征在于，所述PMOS管PM1、PM2、PM3、PM4、PM5、PM6的宽、长完全一致。

6.如权利要求1所述的高精度小信号差值模数转换器，其特征在于，所述差分放大器还包括反馈电路，所述反馈电路包括反馈NMOS管和两个并联在电源线和反馈NMOS管漏极之间的开关管，两个开关管的控制端分别与差分放大器的一个输出端连接，所述反馈NMOS管源极接地，漏极与栅极互连；

所述下偏置电流源包括固定电流源和与固定电流源并联的可控电流源，所述可控电流源的控制端与反馈NMOS管的栅极连接。

7.如权利要求6所述的高精度小信号差值模数转换器，其特征在于，所述开关管为NMOS。

8. 如权利要求6所述的高精度小信号差值模数转换器，其特征在于，所述差分放大器的差分输出端与对应连接的输入单元输出端之间还连接有限流偏置管。

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