CN101975893A - 一种基于仪器放大器的差动电容检测电路及检测方法 - Google Patents

Abstract

一种基于仪器放大器的差动电容检测电路及检测方法，激励源一端接地，另一端连接二极管D₁和二极管D₂，二极管D₁连接并联的电容C₁和电阻R₁及仪器放大器同相输入端，电容C₁和电阻R₁的另一端接地；二极管D₂、电容C₂、电阻R₂、及仪器放大器的反相输入端有相同结构；仪器放大器的输出端连接积分器；积分器输出端为电路输出端。激励脉冲源为电容C₁和电容C₂充电；零电平时问电容C₁通过电阻R₁放电，电容C₂通过电阻R₂放电，放电时两个电容端电压差值被仪器放大器放大，积分器输出得到正比于电容C₁、电容C₂的差的电压。本发明降低传感器的阻抗，应用仪器放大器检测，差动传感器共地连接，提高了电路抗干扰能力。

Description

一种基于仪器放大器的差动电容检测电路及检测方法

技术领域：本发明涉及传感器仪表及电子测量装置的电容测量电路，尤其指一种输出信号与电容变化量成正比的电容检测电路及其检测方法。

背景技术：不同的原理和检测对象在结构上经常可以设计成差动的结构。差动的结构在提高传感器灵敏度，减少或消除非线性误差和抗干扰等方面都存在优势，已得到工程应用认可。但对于其检测电路，应用者一直在探讨更好的形式。

本发明提及的仪器放大器，十几年前还是分立件，由多个运算放大器和多个电阻等组成，优点主要有：低失调，高输入阻抗和高共模抑制等，在仪器仪表及工业过程控制领域中得到了广泛的应用。近些年随着集成电路的发展，仪器放大完成了单片集成，由于激光调阻等工艺的应用，使得其性能指标大为提高，应用电路也变得简单。

差动电容传感器检测电路，目的是为了检测两个电容或者是形成电容的相关联的参数，在工业仪表中应用，常见原理上基于Wheatstone电桥的电路：将两个电容的差的变化被转换成的电压信号输出。形式上直接应用的较多，单极性信号源激励，差分放大器检测；变化形式应用，双极性信号源激励，单端放大器检测，典型的原理分析：如1997年IEEE出版社出版的Larry K.Baxter编写的《Capacitive Sensors：Design and Applications》一书中所描述，如图1，检测电路的输出

$E_0=V\frac{C_1-C_2}{C_f}---\left(1\right)$

式中，V——电源电压；

      C_f——反馈电容。

在原理上相近的专利有很多，发明者认为较有代表性的小结如下：

1980年Hitt等在美国专利4,193,063中给出差动电容传感器检测电路：Wheatstone电桥电路直接应用，单端交流激励源，传感器两个差分电容器的公共端接地，电桥输出由一个差分放大器电路整合。电路优点：检测电路具有较好共模抑制能力。

1981年Ko等在美国专利4,287,471中给出差动电容传感器检测电路：电路激励源部分由数字电路构成的振荡器组成，激励源信号经驱动后激励差分电容(传感器)，然后通过一个二极管电桥和差分放大器电路来检测电容的变化，传感器两个差分电容器的公共端接地。该电路优点：激励信号是脉冲信号易于获得，检测电路具有较好共模抑制能力。

1988及1990年Haritonidis等在PCT专利WO88/05166及美国专利4,896,098中给出差动电容传感器检测电路：交流信号源直接激励传感器差动电容器的公共极板，传感器的差动电容器与固定电容的组合电容的充放电过程由场效应晶体管耦合至差分放大器电路放大。该电路优点：结构比较简单，具有共模抑制能力。

1989年黄松明在专利CN1031428A中给出了一种差动电容的测量电路，电路采用了若干个CMOS开关和被测电容，参考电容一起组成了一个充放电桥，用一个电荷放大器测量两个电容的放电电流的幅值之差。优点：电路结构简单。同时在技术背景分析中指出：简单充电法具有电路简单的优点，但大都对杂散电容的影响比较敏感。

2002年Reddi在美国专利6,366,099,B1中给出差动电容传感器检测电路：激励源采用正负对称两路脉冲电压源，传感器两个差分电容器的公共端接地，电桥输出由一个单端放大器整合，电容变化的电荷差值转换成电压信号输出。文档中还给出了几款实施例。优点：结构较简单。

上述的差动电容传感器检测电路，应该说与各自的具体应用背景结合，有特点，有优点，有它们的生命力，但如果不考虑一个测量电路的具体应用背景，单纯从电路原理的角度去分析，传感器的差动电容较小，阻抗较高抗干扰能力较弱；如果传感器的差动电容没有一电极接地，处于一个悬浮状态，杂散电容的影响较大，也是抗干扰能力较弱的因素；从能量的角度去分析，检测电路是传感器的负载，检测电路的输入阻抗越高越好；一般的应用传感器与检测电路之间有一定的距离，检测电路在结构上还应该具有共模抑制能力；正负双向信号源激励，带来电路的复杂性。

发明内容：

发明目的：本发明提供一种基于仪器放大器的差动电容检测电路，目的在于降低传感器的阻抗，提高传感器的抗干扰能力。

技术方案：本发明是通过以下技术方案实施的：

一种基于仪器放大器的差动电容检测电路，其特征在于：所述检测电路包括1个激励脉冲源，激励脉冲源一端接地，另一端连接二极管D₁和D₂的阳极，二极管D₁的阴极连接电容C₁的非共用节点和电阻R₁，电容C₁与电阻R₁并联；二极管D₂的阴极连接电容C₂的非共用节点和电阻R₂，电容C₂与电阻R₂并联；电容C₁与电容C₂差动结构，共用节点接地；1个仪器放大器的同相输入端通过导线连接电容C₁的非共用节点，仪器放大器的反相输入端通过导线连接电容C₂的非共用节点；仪器放大器还连接有1个可调电阻R₃；仪器放大器参考端接地；仪器放大器的输出端V_d连接1个积分器输入端；积分器的输出端V_o即为所述检测电路的输出端；积分器与激励脉冲源之间通过时间信号线连接同步。

所述电阻R₁和电阻R₂的阻值相等即：R₁＝R₂＝R₀，R₀是电阻R₁和电阻R₂的平衡状态值。

一种基于仪器放大器的差动电容检测电路的检测方法，其特征在于：所述激励脉冲源，激励脉冲同时为C₁和C₂充电；激励脉冲源零电平时间，C₁通过R₁放电，C₂通过R₂放电，在放电过程两个电容的端电压即第一根导线上的电压V₁和第二根导线上的电压V₂的差值，被仪器放大器放大，R₃为仪器放大器放大倍数的调整电阻，仪器放大器输出端V_d的输出值经积分器处理，得到正比于差动电容传感器两个电容C₁、C₂的差的直流电压V_o；计算公式如下：

V_o＝KUR₀(C₁-C₂)

式中：U为激励脉冲源的脉冲幅度，K为仪器放大器差模灵敏度。

所述激励脉冲源在高电平期间基准恒压源供电，脉冲宽度时间要大于二极管D₁、电容C₁和电阻R₁组成的回路的充电时间，及二极管D₂、电容C₂和电阻R₂组成的回路的充电时间的最大时间；零电平时间要保证电容C₁和电阻R₁回路，及电容C₂和电阻R₂回路放电至零的最大时间。

所述积分器输出端的输出值与电容C₁和电容C₂的差值成正比，其中积分时间是电容C₁和电阻R₁组成的回路，以及电容C₂和电阻R₂组成的回路放电至零的最大时间。

优点及效果：根据本发明所述技术方案设计出的基于仪器放大器的差动电容检测电路，在传感器的两个差动电容直接并联两个电阻，降低了传感器的阻抗，提高了传感器的抗干扰能力；此外，本发明还具有传感器的两个差动电容共用端接地、抗共模干扰的仪器放大器检测和单向信号源激励等强势优点。

附图说明：

图1为现有技术中测量电容量电桥原理图；

图2为本发明所述检测电路原理示意图；

图3为本发明所述检测电路主要工作点波形图；

图4为电容器温度系数测量之电容的变化数值检测电原理图；

图5为电容式压差变送器检测电路；

附图标记说明

200：激励脉冲源、207：第一根导线、208：第二根导线、209：仪器放大器、211：积分器、212：时间信号线、415：运算放大器、416：第一个反相器、417：第二个反相器、418：第三个反相器、419：石英晶体振荡器、424：四位二进制异步计数器、500：高精度基准源、511：双积分AD转换器、512：引线、513：高速光耦、514：触发器D、515：单片机、516：光耦。

具体实施方式：

下面结合附图和具体实施例对本发明进行描述：

图1为现有技术中测量电容量电桥原理图，此图在1997年IEEE出版社出版的Larry K.Baxter编写的《Capacitive Sensors：Design and Applications》一书中有所描述，如背景技术所述公式(1)，检测电路的输出：

$E_0=V\frac{C_1-C_2}{C_f}$

图2为本发明所述检测电路原理示意图，如图所示，差动电容传感器的两个电容有独立且相同的RC充放电回路，具体为：激励脉冲源200的一端接地，另一端连接二极管D₁和D₂的阳极，二极管D₁的阴极连接电容C₁的非共用节点、电阻R₁和第一根导线207，其中电容C₁与电阻R₁并联，二极管D₂的阴极连接电容C₂的非共用节点、电阻R₂和第二根导线208，其中电容C₂与电阻R₂并联，电阻R₁和电阻R₂的阻值相等；电容C₁与电容C₂差动结构，共用节点接地，且电容C₁和电容C₂的共用节点与激励脉冲源200共地；仪器放大器209的同相输入端通过第一根导线207连接电容C₁的非共用节点，仪器放大器209的反相输入端通过第二根导线208连接电容C₂的非共用节点；仪器放大器209还连接有1个调整增益的电阻R₃；仪器放大器209参考端接地；仪器放大器209的输出端V_d连接积分器211；积分器211的输出端V_o即为所述检测电路的输出端；积分器211与激励脉冲源200之间通过时间信号线212连接同步。

图3为本发明所述检测电路原理示意图主要工作点波形图，如图所示，激励源200为脉冲源，信号波形V_s，激励脉冲同时为C₁和C₂充电；激励源200零电平时间，C₁通过R₁放电，C₂通过R₂放电，在放电过程两个电容的端电压即第一根导线207上的电压V₁和第二根导线208上的电压V₂的差值，被仪器放大器209放大，R₃为仪器放大器209放大倍数的调整电阻，仪器放大器209输出端V_d的输出值经积分器211处理，得到正比于差动电容传感器两个电容C₁、C₂的差的直流电压V_o。积分器211的积分时间为RC的放电时间，即电容C₁和电阻R₁组成的回路，以及电容C₂和电阻R₂组成的回路放电至零时间的最大时间。

对于激励脉冲源200的要求：幅度稳定，因为积分器211输出与幅度成正比；高电平期间基准恒压源供电，脉冲期间通过二极管D₁和二极管D₂尽快完成给电容器C₁和电容器C₂的充电；激励脉冲源脉冲宽度时间：大于二极管D₁、电容C₁和电阻R₁组成的回路的充电时间，及二极管D₂、电容C₂和电阻R₂组成的回路的充电时间的最大时间；零电平时间要足够长，保证电容C₁和电阻R₁回路，及电容C₂和电阻R₂回路放电至零。

积分器211的积分时间与激励脉冲源200同步，或是其N倍同步的整周期积分将提高转换精度，实施过程如本发明实施例2。

图2中，电容C₁和电阻R₁的放电回路，放电期间二极管D₁截止，仪器放大器209侧高阻，电容C₁的端电压：

$V_1={\mathrm{Ue}}^{-\frac{t}{{\mathrm{\τ}}_1}}---\left(2\right)$

其中，t为时间；

τ₁为电容C₁和电阻R₁组成的回路的时间常数。

同理，电容C₂和电阻R₂的放电回路，电容C₂的端电压：

$V_2={\mathrm{Ue}}^{-\frac{t}{{\mathrm{\τ}}_2}}---\left(3\right)$

其中，τ₂为电容C₂和电阻R₂组成的回路的时间常数。

设仪器放大器209的差模灵敏度为K，其输出V_d：

V_d＝K(V₁-V₂)       (4)

积分器输出：

$V_o={\∫}_0^{\∞}{V}_d\mathrm{dt}=\mathrm{KU}(R_1{C}_1-R_2{C}_2)---\left(5\right)$

对激励脉冲源200的要求前文已述，零电平时间要足够长，保证电容放电至零，这里积分从0积到∞，有效时是小于激励脉冲源200的脉冲源零电平时间，小于一个周期。原理上，检测电路的响应时间最快可以是激励脉冲源200的一个周期。

如果：R₁＝R₂＝R₀；C₁＝C₀+ΔC；C₂＝C₀-ΔC，则

V_o＝2KUR₀ΔC    (6)

检测电路的灵敏度正比于两个差动电容的电容值C₁、C₂的差值，与电容的阻抗和脉冲源频率等无关。

实施例1：

电容器温度系数测量之电容的变化数值检测：

电容温度系数定义为：在给定的温度范围内，温度每变化1℃时，电容的变化数值与该温度下的标称电容的比值。

如图4所示，本实施例中，多圈电位器R_W阻值依触点分成两部分，一部分与电阻R₈串联等效于图2中的电阻R₁，多圈电位器R_W的另一部分与电阻R₇串联等效于图2中的电阻R₂。取相同批次的两只待测电容器C₁、C₂置于电路中；将电容C₁和电容C₂均在常温T₀环境，调整多圈电位器R_W满足上式(5)的V_o＝0；将电容C₂置于高于环境温度的T₁温度场中，待电容C₂的温度稳定，读取使V_o读数，由式(6)推算出电容C₁与电容C₂之差，再按式(7)计算得到电容器温度系数α：

$\mathrm{\α}=\frac{C_1-C_2}{C_1(T_1-T_2)}---\left(7\right)$

一个完整的电容器温度系数测量系统还要有T₀和T₁的温度检测，T₁温度场的恒温控制和运算等单元。

电路工作原理：第一个反相器416、第二个反相器417、第三个反相器418、石英晶体振荡器419、电阻R₆、电阻R₇、电容C₅和四位二进制异步计数器424组成激励脉冲信号源，等效于图2中的激励脉冲源200，其中第一个反相器416、第二个反相器417、第三个反相器418、石英晶体振荡器419、电阻R₆、R₇和电容C₅是一个振荡器，四位二进制异步计数器424每计到16产生进位，输出一个脉冲，这部分电路完成1∶16占空比脉冲输出；电阻R₄、电容C₃、电阻R₅、电容C₄和运算放大器415组成积分器，等效于图2中的积分器211；运算放大器415的V_o是本检测电路的输出。

该电路元件表如表1所示。

表1

电路用电容C₁和电容C₂等效了差动电容；调整电阻R₃的电阻值是一个调整值，使仪器放大器209的灵敏度为30倍；仪器放大器209的输出摆幅远大于积分器的输出，其供电电源应该高些，本电路VCC＝+12V；VEE＝-12V；这样本检测电路的输出V_o＝1.8V。

实施例2：

电容式压差变送器检测电路：

电容式压差变送器是一种压差传感器的转换电路，压差传感器通过密封腔和膜片等结构，将压差的变化转化为两个电容差动变化，这两个电容如图5中C₁和C₂，图中所示电路是一个包含单片机515的智能化仪表电路。激励信号由单片机515通过软件编程给出，经高速光耦513信号分成两路，一路由三极管Q驱动切换高精度基准源500，成为电容C₁和电容C₂的激励信号；另一路经D触发器514二分频后，通过引线512，成为双积分AD转换器511的时钟信号。这种设计在原理提高了转换精度。双积分AD转换器511转换结果经由光耦516耦合给单片机515，单片机515直接读到数字量结果。双积分AD转换器511、光耦516和单片机515的外围电路及具体设计是一般的通用设计，在本实施例中没有给出。本实施例中，多圈电位器R_W阻值分成两部分，一部分与电阻R₁₀串联等效于图2中的电阻R₁，多圈电位器R_W的另一部分与电阻R₁₁串联等效于图2中的电阻R₂。

该电路元件表如表2所示：

表2

电路用电容C₁和电容C₂等效了差动电容；调整电阻R₃的电阻值是一个调整值，仪器放大器209灵敏度50倍；仪器放大器209的输出摆幅远大于积分器的输出，其供电电源应该高些，本电路VCC＝+12V；VEE＝-12V；这样仪器放大器209输出电压用双积分电压表测量是1.17V，依据本发明的设计双积分AD转换器511的输入电压，还要考虑积分电路的当量和时钟等因素。

Claims (5)

1.一种基于仪器放大器的差动电容检测电路，其特征在于：所述检测电路包括1个激励脉冲源，激励脉冲源一端接地，另一端连接二极管D₁和D₂的阳极，二极管D₁的阴极连接电容C₁的非共用节点和电阻R₁，电容C₁与电阻R₁并联；二极管D₂的阴极连接电容C₂的非共用节点和电阻R₂，电容C₂与电阻R₂并联；电容C₁与电容C₂差动结构，共用节点接地；1个仪器放大器的同相输入端通过导线连接电容C₁的非共用节点，仪器放大器的反相输入端通过导线连接电容C₂的非共用节点；仪器放大器还连接有1个可调电阻R₃；仪器放大器参考端接地；仪器放大器的输出端V_d连接1个积分器输入端；积分器的输出端V_o即为所述检测电路的输出端；积分器与激励脉冲源之间通过时间信号线连接同步。

2.根据权利要求1所述一种基于仪器放大器的差动电容检测电路，其特征在于：所述电阻R₁和电阻R₂的阻值相等即：R₁＝R₂＝R₀，R₀是电阻R₁和电阻R₂的平衡状态值。

3.一种如权利要求1所述基于仪器放大器的差动电容检测电路的检测方法，其特征在于：所述激励脉冲源，激励脉冲同时为C₁和C₂充电；激励脉冲源零电平时间，C₁通过R₁放电，C₂通过R₂放电，在放电过程两个电容的端电压即第一根导线上的电压V₁和第二根导线上的电压V₂的差值，被仪器放大器放大，R₃为仪器放大器放大倍数的调整电阻，仪器放大器输出端V_d的输出值经积分器处理，得到正比于差动电容传感器两个电容C₁、C₂的差的直流电压V_o；计算公式

如下：

V_o＝KUR₀(C₁-C₂)

式中：U为激励脉冲源的脉冲幅度，K为仪器放大器差模灵敏度。

4.根据权利要求3所述基于仪器放大器的差动电容检测电路的检测方法，其特征在于：所述激励脉冲源在高电平期间基准恒压源供电，脉冲宽度时间要大于二极管D₁、电容C₁和电阻R₁组成的回路的充电时间，及二极管D₂、电容C₂和电阻R₂组成的回路的充电时间的最大时间；零电平时间要保证电容C₁和电阻R₁回路，及电容C₂和电阻R₂回路放电至零的最大时间。

5.根据权利要求3所述一种基于仪器放大器的差动电容检测电路的检测方法，其特征在于：所述积分器输出端的输出值与电容C₁和电容C₂的差值成正比，其中积分时间是电容C₁和电阻R₁组成的回路，以及电容C₂和电阻R₂组成的回路放电至零的最大时间。

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