CN103378865B

CN103378865B - 在无线电接收器通信中对二进制信令的检测

Info

Publication number: CN103378865B
Application number: CN201310145948.1A
Authority: CN
Inventors: R.巴尔拉杰; T.克莱福恩; H.达维德
Original assignee: Intel Mobile Communications GmbH
Current assignee: Apple Inc
Priority date: 2012-04-25
Filing date: 2013-04-24
Publication date: 2017-03-01
Anticipated expiration: 2033-04-24
Also published as: US8862085B2; US20130288629A1; CN103378865A; DE102013104215B4; DE102013104215A1

Abstract

一种无线电接收器装置，包括：解调器，其构造为输出表示从发送器通过信道发送到所述无线电接收器装置的信号中的二进制指示符的决策变量。所述无线电接收器装置还包括噪声功率估算器，其构造为生成表示在所述无线电接收器装置经历的噪声的噪声功率估算值。设置有二进制指示符估算器以便基于所述决策变量并且基于所述噪声功率估算值生成估算的二进制指示符。

Description

在无线电接收器通信中对二进制信令的检测

技术领域

本发明涉及无线电通信，尤其涉及在无线电接收器装置中检测二进制信令的技术。

背景技术

二进制信令被应用在许多无线电通信系统中。遗漏检测和伪报警检测可能都会降低接收器性能。期望在存在的蜂窝式无线电网络的一个或多个小区的情况下提供高接收器性能。

附图说明

在以下实施例的详细描述中，当结合附图阅读时，借助于实例使得本发明的各方面更加明白，其中：

图1是无线电接收器装置的示例性实施方式的示意性框图；

图2是无线电接收器装置的示例性实施方式的示意性框图；

图3是无线电接收器装置的示例性实施方式的示意性框图；

图4是根据图2的无线电接收器装置的示例性实施方式的示意性框图，还包括反馈环；

图5是根据图3的无线电接收器装置的示例性实施方式的示意性框图，还包括反馈环；

图6是作为实例描绘寻呼指示符信道和与此相关联的控制信道的定时的示意图；

图7是描绘寻呼指示符信道结构的示意图；

图8是作为实例示出UE的唤醒时间对伪报警概率的曲线图；

图9是示出寻呼指示符错误估算的概率对Ior/Ioc的仿真结果的曲线图；

图10是示出每一个DRX周期的平均唤醒时间对Ior/Ioc的曲线图；

图11是示出估算二进制指示符的示例性方法的流程图；以及

图12是示出估算二进制指示符的示例性方法的流程图。

具体实施方式

在以下的详细描述中，参考形成详细描述一部分的附图，并且借助可实践本发明的例举实施例来示出附图。应该知道，可采用其它的实施例并且在不脱离本公开的范围情况下可在结构上或者逻辑上做出变化。因此，以下详细描述不具有限制性的意义，本发明的范围由所附权利要求来限定。

应该知道，除非另有说明，否则在此描述的不同示例性实施的特征可相互组合。此外，相同的附图标记指定对应的相似部件。

正如本说明书中所采用的，术语“耦合”和/或“连接”不意味着通常指元件必须直接耦合或者连接到一起；在“耦合”或者“连接”元件之间可设置介入元件。然而，虽然不限于该意思，但术语“耦合”和/或“连接”也可被理解为可选地披露了这样一种实施方式：各元件直接耦合或者连接到一起，没有介入元件设置在“耦合”或者“连接”元件之间。

应该知道，可在独立电路、部分集成电路或者完全集成电路中实施各实施例。此外，本发明的实施例可在单个半导体芯片上或者在相互连接的多个半导体芯片上实施。

此外，应该知道，本发明的实施例可在软件中或在专用硬件中或者部分在软件中部分在专用硬件中实施。

以下描述涉及无线电接收器装置，特别涉及到在蜂窝式网络中运行的无线电接收器装置。作为实例，该蜂窝式网络可以是CDMA（码分多址）蜂窝式无线电网络，举例来讲诸如为UMTS（通用移动通信系统）网络，也称之为UTRAN（UMTS陆地无线点接入网）。此外，一些举例来讲诸如包括了以LTE（长期演进）标准规定的系统在内的OFDM（正交频分多路复用技术）无线电通信系统的多路载波调制系统使用了蜂窝式无线电网络。

此处所描述的无线电接收器装置可形成无线网络移动站的一部分。以下的术语移动站和用户设备（UE）将具有相同的意思，其意指将包含在不同标准（例如，UMTS、LTE及其衍生物）中给定的定义。以下使用术语UE。作为实例，UE可被蜂窝式电话、智能手机、平板电脑、笔记本电脑等代替。

在用于移动UE的无线网络中，网络和UE具有交换关于操作的二进制控制信息的机制，操作举例来讲诸如为建立连接、数据传输等。作为实例，对特定UE的寻呼可用来控制在UE中的睡眠模式程序。应答程序可被用来报告关于成功或者不成功操作的信息，操作举例来讲诸如为数据传输操作或者数据处理操作。作为实例，应答程序可被用来报告关于混合ARQ状态。

在下文中，二进制信息的发送被称为信令。二进制信息被称为指示符。因此，此处使用的意思中，指示符可取两个值。具体数值取决于指示符的映射，例如，指示符可映射到{-1,1},{0,1}等。为了简化且不失一般性，假定二进制指示符映射到{-1,1}。

图1是示出无线电接收器装置的示例性实施方式的框图。无线电接收器装置可在基站上或者在移动站上实施。不失一般性，作为实例，假定以下的无线电接收器装置是在UE中实施的。

如在图1中所示的UE100可包括RF单元1、输入端耦合到RF单元1的输出端的指示符解调器2、具有输入端耦合到RF单元1的输出端的噪声功率估算器3以及具有输入端耦合到指示符解调器2的输出端的指示符估算器4。此外，UE100可包括具有输入端耦合到噪声功率估算器3的输出端并且具有输出端耦合到指示符估算器4的阈值输入端的阈值生成器。

在操作中，RF单元1可接收由一个或者更多天线提供的输入信号。由RF单元1接收到的输入信号可在RF单元1中应用举例来讲诸如滤波、下变频、模数转换等传统技术来进行处理。

指示符解调器2构造为解调用在无线通信网络中使用的指示符信道，以将指示符从网络（例如，基站）发送到UE100。指示符解调器2可使用辨别来自不同小区的信号的技术和/或使用提取特定信道的技术，即，诸如解扰和解扩技术可分别被应用。这些技术可依赖于具体应用中的无线电通信网络。指示符解调器2的实例是例如在UTRAN中使用的PICH（寻呼指示符信道）解调器，或者例如在LTE网络中使用的PHICH（物理混合ARQ指示信道）解调器。此外，在本领域中已知发送二进制信息的其它指示符信道并且相应的指示符解调器形成详细描述的披露内容的一部分且可被用作指示符解调器2。

因此，指示符解调器2可接收来自RF单元1的输出采样，而且可应用举例来讲诸如解扩、解扰和最大比组合等技术来产生决策变量Z。决策变量Z可被提供到指示符估算器4的输入端。

此外，噪声功率估算器3可接收来自RF单元1的输出采样，并且可计算噪声功率估算值。噪声估算值可表征RF单元1输出的信号的估算的噪声功率。也就是说，噪声功率估算值可包括UE100经历的干扰和白噪声。噪声功率可在UE100中连续测量，并且可对测量结果标记指数n。典型地，在UE中连续监控连接的噪声功率，并因此，噪声功率估算值在UE100中是可容易获得的或者可容易地得到。这同样适用于在此披露的其它UE。

指示符估算器4构造成基于决策变量Z和噪声功率估算值生成估算的二进制指示符。作为实例，指示符估算器4可包括比较器，该比较器构造为比较决策变量Z与作为噪声功率估算值的函数f的阈值C，即，正如图1所描绘的，阈值生成器5可设置并且构造为基于噪声功率估算值和函数f生成阈值C。阈值生成器5可具有接收噪声估算值的输入端和提供阈值C到指示符估算器4的阈值输入端的输出端。假定指示符映射到{-1,1}，如以下方程所示，指示符估算器4可通过比较决策变量Z与阈值C来决定估算的二进制指示符。

作为实例，如果，则检测到经由指示符信道发送的指示符，且如果，则检测到没有经由发送信道发送的指示符。

指示符估算器4的性能可通过考虑遗漏检测的概率P_md和伪报警的概率P_fa来评价。P_md是指发送值为-1的指示符但决定的估算指示符的概率。P_fa是指发送值为1的指示符但决定的估算指示符的概率。

举例来讲诸如为MAP（最大后验概率准则）检测器的传统指示符估算器典型地使用阈值C=0。换言之，决策变量Z的符号用来决定估算指示符。这样的估算器假设对于P_md和P_fa的代价是相同的。然而，根据将被估算的指示符的性质，这两个误差事件类型可导致完全不同的结果。以下将就寻呼指示符PI的具体实例对此进一步做解释。

在下文中，当计算阈值C时，考虑噪声功率估算值。更具体来说，公开了两个示例性的实施方式，如何通过考虑使用函数f来计算阈值C的噪声功率估算值提高指示符估算器4的性能。

根据被称为偏置指示符估算器的第一实例，可根据以下函数来计算阈值C

其中η_Biased>0且S_PICH是指示符信道的信号功率。参数η_Biased可在宽范围上变化，并且例如在一个实施例中可设置为1/4。

根据方程式（2）的偏置指示符估算器4以较高遗漏检测概率P_md为代价降低在较低SNR（信噪比）的伪报警概率P_fa。在较高的SNR，遗漏检测的概率P_md可收敛至使用C=0的传统MAP检测器的概率。

根据第二实例，在下文中被称为扩展偏置指示符估算器4，正如以下方程所给出的，阈值设置可取决于噪声功率

其中η_SINR>0且0<η_{DistanceMetric}≤1，且参数η_SINR可在宽范围上变化，并且例如可设置为1。参数η_{DistanceMetric}可设置为例如1/4。

类似于偏置指示符估算器4，根据方程（3）的扩展偏置指示符估算器4降低在较低的SNR的伪报警概率P_fa。此外，不同于偏置指示符估算器4，扩展偏置指示符估算器4降低在较高SNR的遗漏检测的概率P_md。这种在较高SNR的降低可优于使用C=0的传统MAP检测器。

应该注意到，如方程（2）给出的函数f是由η_Biased/S_PICH给出比例因子的齐次线性函数。方程（3）给出的函数f是非齐次线性函数，即在处的函数值不同于0，且尤其为负的。

根据图2，根据方程（2）示例性UE200可实现偏置指示符估算器4。为了简洁，参照适用于图2的UE100的描述。此外，UE200可包括参数设置单元6。参数设置单位6构造为将参数η_Biased提供到阈值生成器5。参数η_Biased可设置为常值也可为可变值。

根据图3，示例性UE200可根据方程（3）实现扩展偏置指示符估算器4。为了简洁，参照适用于图3的UE100的描述。此外，UE300可包括参数设置单元6。参数设置单元6构造为将参数η_SINR和η_{DistanceMetric}提供到阈值生成器5。参数η_SINR和/或η_{DistanceMetric}可分别设置成常数或者可分别设置成可变值。

根据图4，具有与UE200相同结构的UE400可进一步包括估算误差检测器，例如，伪报警检测器7。作为实例，考虑伪报警检测器7。伪报警检测器7构造为决定由指示符估算器4实施的指示符估算值的伪报警率。为此，伪报警检测器7可额外接收被用来检查指示符估算值是否正确的信息。存在许多关于UE400如何可获知指示符估算值的正确性的机理。作为实例，如果待估算指示符为寻呼指示符，则伪报警（即尽管指示符1已经被发送）将被UE400在试图解调寻呼信息时识别出，此寻呼信息被错误地检测到的寻呼指示符通告。事实上，在伪报警的情况下，没有寻呼信息可以被解调，指示被错误地估算。

伪报警检测器7可检测伪报警事件并且可输出伪报警率。伪报警检测器7输出的伪报警率可被报告返回到参数设置单元6。在此实例中，参数设置单元6可形成反馈结构的部分。更具体而言，参数设置单元6可评估伪报警检测器7报告的伪报警率，并且，基于评估结果，参数η_Biased的值可以被改变。因此，一般来说，由参数设置单元6完成的参数设置对指示符估算器4的性能做出反应。指示符估算器4的性能（或质量）也可由除了伪报警率之外的其它表征指示符估算的性能（或质量）的量来测量，例如遗漏检测率等。在这种情况下，伪报警检测器7通常可以是构造为检测估算的二进制指示符的误差的估算误差检测器。

根据图5，示例性UE500可具有与UE300相同的结构，且相似于UE400，可进一步设置有伪报警检测器7（或更一般地为估算误差检测器，其构造为检测估算的二进制指示符的误差）。鉴于估算误差检测器（或更具体地为伪报警检测器7），参考结合图4的描述。在UE500中，由伪报警检测器7发出的伪报警率（更一般地：估算误差率）可影响η_SINR的设置和/或η_{DistanceMetric}的设置。更具体地，参数设置单元6可基于伪报警检测器7检测的伪报警率改变参数η_SINR和/或参数设置单元6可基于由伪报警检测器7（更一般地：估算误差检测器）发出的伪报警率（更一般地：估算误差率）改变参数η_{DistanceMetric}。

注意到，一个或更多的参数η_Biased、η_SINR和η_{DistanceMetric}的变化引起根据方程（2）和（3）的函数f分别改变。典型地，如果估算误差检测器（例如，伪报警检测器7）已确定增大的估算误差率（例如，伪报警率），则函数f改变或修改以至于产生增大的阈值C。那样，估算误差率（例如，伪报警率）的增大提高阈值C，导致错误指示符估算的概率（例如，在伪报警的情况下：估算，但发送的是I=1）减小。

在下文中，除非另有说明，考虑寻呼指示符PI作为在以上描述中使用的指示符I的示例性实例。毋庸置疑，上面的公开也适用于下面的描述。反之亦然，下文描述的细节也是适用的，且可与结合图1至图5的以上描述的实例组合。

为了减少功率消耗，UE，例如UE100至UE500，可处于空闲模式。作为实例，为了增加UE的待机时间，在UTRAN中将DRX（不连续接受）用于空闲模式操作。当使用DRX时，UE仅仅需要在寻呼间隔期间（所谓DRX周期）在一个已知的时间（所谓的寻呼时机）监控PICH。

当在空闲模式下功率消耗减小时，UE的待机时间增加。当空闲时，UE仅仅执行周期性的监视程序，例如PICH的监视。当执行周期性的监视程序时，UE被唤醒且它的电路被部分启用。在这样的周期之间，UE进入休眠且大部分电路被停用。在唤醒周期中的功率消耗要比休眠时的功能消耗明显更高（大部分是由于RF单元1中的RF部件导致）。一种减小唤醒周期的方法是使用寻呼指示符PI。寻呼指示符PI是二进制的且每个寻呼周期被周期性地发送一次。如果设置为“ON”，则UE必须解调下一个寻呼信道。否则，UE可以立即返回到空闲状态，这在很大程度上减小了功率消耗。

图6是作为实例示出PICH和与PICH相关联的被称为SCCPCH（次级公共控制物理信道）的控制信道的可能性结构。PICH和SCCPCH在UTRAN系统中被用来寻呼。

通过具有例如10ms长度，即UMTS无线帧长度的无线帧反复发送PICH。PICH用来承载PI（寻呼指示符）。PICH始终与PCH（寻呼信道）映射到的SCCPCH相关联。在PICH帧中设置的PI指寻呼信息，也称之为寻呼消息，以SCCPCH帧在PCH上发送。PICH和SCCPCH帧之间的时间间隙ΔT_PICH可在2ms（3时隙）和20ms（30时隙）之间。

图7示出了PICH的结构。PICH是用于承载PI的固定速率（扩频因子SF=256）物理信道。一个10ms的PICH帧由300位（p₀,p₁,……p₂₉₉）组成。其中的288位（p₀,p₁,……p₂₈₇）用来承载PI。余下的12位不是PICH的形式部分，不应当被发送。在每一个PICH帧N_p中，发送寻呼指示符{PI₀,...,PI_Np-1}，其中N_p=18,36,72或144。

某个UE要使用的PI与寻呼指示符PI_q相关联。q由较高层计算。如果PI在某一帧中设置为“on”，则这表明与该PI相关联的UE应当读出PCH的SCCPCH的相应帧。

PICH是BPSK（二进制脉冲移动键控）调制。因此，PICH检测考虑PI二元判定。PI估计可根据在图1至图5中所提供的实施实例来完成。更具体地，假定一个可靠的相位基准，例如相干解调，解扩、解扰和最大比组合之后的采样输出、可如下方程产生决策变量Z_PICH，：

，1≤j≤N是测量采样的数量（6）

其中，h_l,i是涉及到若干M传播路径中的传播路径I和抽头i的信道估算值，p_i是如在UE中采样的PI的第i位，并且n是噪声成分。作为实例，UMTS中的默认设置是N_p=72，致使N_bits=4。在这种情况下，PI包括分别具有相同值的4位，例如p₀,…,p₃。叠加的h指赫米特矩阵（Hermitian），且叠加的*指变量的共轭复数。

类推于方程（1），可根据下述通过比较决策变量Z_PICH与阈值C来进行PI估算：

正如之前提出的，在所有信道条件下，即所有SNR下，使用C=0的MAP检测器使用相同的伪报警概率和遗漏检测概率。然而，PICH伪报警的影响和PICH遗漏检测的影响对于用户的重要性是不同的。

首先，评估PICH伪报警对待机时间的影响。不失一般性，为了解释的目的，使用具体的实例。下面的方程给出了每个DRX周期UE唤醒的平均时间。

Awake_time≈T_PICH+P_faT_PCH, (9)

T_PICH=7时隙

T_PCH=34时隙

其中Awake_time是每个DRX周期的平均唤醒时间。每个DRX周期的平均唤醒时间对于电池待机时间是个有用的测量。降低平均唤醒时间将提高待机时间。因此，每个DRX周期的平均唤醒时间可用作为感兴趣的度量标准。

图8示出了睡眠模式下的唤醒时间（ms）对PICH伪报警概率P_fa的曲线图。如图8可见，降低伪报警概率P_fa＜0.05仅提供唤醒时间的可以忽略的降低。

其次，评估对遗漏呼叫率的PICH遗漏检测的事实。下面的方程给出了遗漏呼叫的概率：

P_mc=1-(1-P_{fail_DPE})(1-P_{fail_PCH})(1-P_md) (10)

其中P_{fail_DPE}是由于多路径搜索器误差引起的遗漏寻呼的概率，并且P_{fail_PCH}是由于PCH解码误差引起的遗漏寻呼的概率。

从方程（10）可见，当信道条件极好（高SNR）时，遗漏呼叫率可由遗漏检测的PICH概率P_md支配。然而，当信道条件降级时，P_md对于遗漏呼叫是许多因素中的一个。更具体地，当遇到差的信道条件（低SNR）时，与PCH解码一样，多路径搜索变得困难，并因此，多路径搜索误差和/或PCH解码误差可支配遗漏呼叫的概率P_mc。在这样的条件下，降低PICH遗漏检测概率P_md将仅对遗漏呼叫率提供可以忽略的提高。

根据上文参考方程（2）所述的偏置指示符估算的方法，可根据下面方程给出阈值C：

其中是第I路径的估算的噪声功率。此外，如上文提出的，η_Biased可设置为任意适当的值，例如η_Biased=1/4。

根据方程（11）的偏置PI估算器4在较低SNR（差的信道条件）以较高的遗漏检测为代价降低了伪报警概率P_fa。在较高SNR，遗漏检测概率P_md收敛于使用C=0的传统MAP检测器的遗漏检测概率（例如，在P_md=10^-2的0.5-1dB的惩罚）。

根据扩展偏置PI估算器4，阈值C可依照下面的方程给出：

其中η_SINR>0,

0<η_{Distancemetric}≤1,并且

再者，参数η_SINR和η_{Distancemetric}可从宽范围的值中选择。作为实例，可使用η_SINR=1和/或η_{Distancemetric}=1/4。

扩展偏置PI估算器4降低了在较低SNR时的伪报警概率，且降低了在较高SNR（良好的信道条件）时的遗漏检测概率P_md。作为实例，当较之于使用C=0的传统MAP检测器时，可获得在P_md=10^-2的达到1dB的性能增益。在较低SNR时伪报警的减少降低了功率消耗，并且增加了UE待机时间。在较高SNR时减少的遗漏检测降低了遗漏呼叫的概率。应当注意到在较高SNR（良好的信道条件），遗漏检测是以伪报警为代价而减少的。然而，对于P_fa<0.05待机时间的增加是可以忽略的，见图8。

图9示出P_md和P_fa的误差概率仿真结果对以dB为单位的Ior/Ioc的曲线图。Ior是总发送功率谱密度，并且Ioc是带限白噪声的功率谱密度。Ior/Ioc在本领域中也被称为几何因子G。典型地，几何因子G越大，信道条件越好，SNR越高。

在AWGN（加性高斯白噪声）信道条件和对于PICH而言Ec/Ior=-19dB下的测试环境ITU VA30进行仿真。MAP对应于传统阈值C=0，偏置MAP对应于根据方程（11）且η_Biased=1/4时的阈值C，并且扩展偏置MAP对应于根据方程（13）且η_SINR=1和η_{Distancemetric}=1/4的阈值C。在曲线图中绘制的结果证实了上述说明。

图10示出了以ms为单位的每个DRX周期的平均唤醒时间对以dB为单位的几何因子Ior/Ioc的仿真结果的曲线图。对于情况3,120km/h，且PICH的Ec/Ior=-12dB进行仿真。Ec/Ior是在一个芯片周期（Ec）累积的能量与总发送功率谱密度（Ior）之比，以dB为单位。从图10可以看出，偏置PI估算和扩展偏置PI估算都显著降低在较低几何结构（差的信道条件）下每个DRX周期的平均唤醒时间。

图11示出估算从发送器通过信道发送到无线电接收器装置的信号中提取的二进制指示符的一个示例性方法。在步骤S1中，生成决策变量，其表征在无线电接收器装置中的二进制指示符。

在步骤S2中，生成噪声功率估算值。

在步骤S3中，基于决策变量和噪声估算值估算二进制指示符。

图12示出了估算从发送器通过信道发送到无线电接收器装置的信号中提取的二进制指示符的一个另外示例性方法。步骤S1和步骤S2与上述描述的一样。

在步骤S3_1中，生成作为噪声功率估算值的函数的阈值。如上所述，函数可响应于二进制指示符估算过程的性能（质量）来修正。更具体地，为了例如改善二进制指示符估算过程的性能，可确定指示符估算过程的误差率（例如伪报警、遗漏检测等）并且反馈机理可调适该函数。

然后，根据步骤S3_2，基于决策变量并且基于阈值估算二进制指示符。

应该注意到，以上描述的实施方式和方法可适用于在无线电接收器装置中进行的任何二元判定。作为实例，在LTE接收器中，PHICH用来报告混合ARQ状态。信道承载表征传输块是否已被正确接收到的HARQ ACK/NACK指示符。作为实例，HARQ指示符是1位长，并且“0”表示ACK，“1”表示NACK。PHICH在子帧的控制范围内发送，并且典型地仅在第一符号中发送。然而，如果无线电链路是弱的，PHICH可扩展至多个符号为了健壮性。毋庸置疑，此处也可考虑通过应答指示符信道发送的其他应答指示符，并且以上描述的概念和原理可应用于这样的应答指示符的估算。

尽管在此处示出和描述了具体实施例，但本领域技术人员将理解，在不背离本发明范围的情况下，各种可选择的和/或等价的实施方式可替代所示和所描述的具体实施例。本申请旨在覆盖在此描述的任何实施例的修改和变型。因此，目的是本发明仅由权利要求及其等价内容来限定。

Claims

1.一种无线电接收器装置，包括：

解调器，其构造为输出表示从发送器通过信道用信号发送到所述无线电接收器装置的二进制指示符的决策变量；

噪声功率估算器，其构造为生成表示在所述无线电接收器装置经历的噪声的噪声功率估算值；

二进制指示符估算器，其构造为基于所述决策变量并且基于所述噪声功率估算值生成估算的二进制指示符；

估算误差检测器，其构造为检测所述估算的二进制指示符的误差；以及

反馈结构，其构造为响应于所述估算误差检测器的输出改变函数；

其中所述二进制指示符估算器包括比较器，所述比较器构造为对所述决策变量与阈值进行比较，所述阈值是所述噪声功率估算值的函数。

2.根据权利要求1所述的无线电接收器装置，还包括：

阈值生成器，其具有与所述噪声功率估算器的输出端耦合的输入端并且具有与所述二进制指示符估算器的输入端耦合的输出端，其中所述阈值生成器构造为在其输出端提供所述阈值。

3.根据权利要求1所述的无线电接收器装置，其中，所述函数是齐次线性函数;以及其中该函数具有比例因子，其与噪声功率估算值相乘使得函数值等于噪声功率估算值等于零的零。

4.根据权利要求1所述的无线电接收器装置，其中，所述函数是非齐次线性函数，其中所述函数的函数值不同于噪声功率估算值等于零的零。

5.根据权利要求1所述的无线电接收器装置，其中，所述反馈结构构造为当所述估算误差检测器已确定增加的误差率时改变所述函数以提供增加的阈值。

6.根据权利要求1所述的无线电接收器装置，其中，所述估算误差检测器构造为确定伪报警率。

7.根据权利要求3所述的无线电接收器装置，其中，所述反馈结构构造为响应于所述估算误差检测器的输出改变其比例因子。

8.根据权利要求4所述的无线电接收器装置，其中所述反馈结构构造为响应于所述估算误差检测器的输出改变其比例因子和偏置值中之一或两者。

9.根据权利要求1所述的无线电接收器装置，其中，所述二进制指示符是通过寻呼指示符信道发送的寻呼指示符。

10.根据权利要求1所述的无线电接收器装置，其中，所述二进制指示符是通过应答指示符信道发送的应答指示符。

11.一种估算从发送器通过信道用信号发送到无线电接收器装置的二进制指示符的方法，包括：

生成表示在所述无线电接收器装置中的二进制指示符的决策变量；

生成表示在所述无线电接收器装置经历的噪声的噪声功率估算值；

基于所述决策变量和所述噪声功率估算值估算二进制指示符；

基于所述噪声功率估算值生成阈值，其中所述阈值是所述噪声功率估算值的函数；

对所述阈值与所述决策变量进行比较以估算所述二进制指示符；

检测所述估算的二进制指示符的估算误差；

确定估算误差率；以及

响应于所述估算误差率改变所述函数。

12.根据权利要求11所述的方法，其中，所述函数是齐次线性函数，其中该函数具有比例因子，其与噪声功率估算值相乘使得函数值等于噪声功率估算值等于零的零或非齐次线性函数，其中所述函数的函数值不同于噪声功率估算值等于零的零。

13.根据权利要求11所述的方法，其中，所述二进制指示符是通过寻呼指示符信道发送的寻呼指示符。

14.根据权利要求11所述的方法，其中，所述二进制指示符是通过应答指示符信道发送的应答指示符。

15.一种无线电接收器装置，包括：

阈值生成器，其构造为提供作为所述噪声功率估算值的函数的阈值；以及

二进制指示符估算器，其构造为基于所述决策变量和所述阈值生成估算的二进制指示符；

反馈结构，其构造为响应于所述二进制指示符估算器的估算性能改变所述函数。

16.根据权利要求15所述的无线电接收器装置，还包括：

估算误差检测器，其构造为检测所述估算的二进制指示符的误差，其中所述反馈结构构造为响应于所述估算误差检测器的输出改变所述函数。

17.一种估算从发送器通过信道用信号发送到无线电接收器装置的二进制指示符的方法，包括：

生成作为所述噪声功率估算值的函数的阈值；以及

基于所述决策变量和所述阈值估算估算的二进制指示符；以及

响应于二进制指示符的估算性能改变该函数。

18.根据权利要求17所述的方法，还包括：

响应于所述估算的二进制指示符的估算误差率改变所述函数。

19.根据权利要求17所述的方法，其中，所述二进制指示符是通过寻呼指示符信道发送的寻呼指示符和/或通过应答指示符信道发送的应答指示符。