CN103346822A - 用于解调器的可转换均衡器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于解调器的可转换均衡器，其中包括前向均衡器组、后向均衡器组、特殊均衡器组、第一控制器、第二控制器、判决器、误差计算器和累加器，所述的特殊均衡器组可以在第一控制器和第二控制器的控制下，在前向均衡工作模式和后向均衡工作模式之间切换，所述的前向均衡器组的输入端与所述的可转换均衡器的输入端相连接，所述的判决器的输出信号作为所述的可转换均衡器的输出信号。采用该种结构的用于解调器的可转换均衡器，可以实现降低前向均衡器组和后向均衡器组的阶数，大幅提高解调器对动态信道的处理能力，结构简单，动态跟踪迅速，自由噪声小，收敛速度快，降低了均衡器的成本，具有更广泛的应用范围。

Description

用于解调器的可转换均衡器

技术领域

本发明涉及通信信号处理领域，尤其涉及均衡器领域，具体是指一种用于解调器的可转换均衡器。

背景技术

现代数字通信领域中，对于数字有线电视信号解调器中大量应用的是自适应均衡器，自适应均衡器的主要作用是可以抵消多径反射的干扰，减少噪音和改进解调器的性能，同时这样的自适应均衡器也可以用于无线的数字通信系统中。比如在美国，欧洲和中国的数字电视/音频广播的接收器中，均衡器经常用于信号的恢复。

由于在现实的数字通信系统中，多径和信道衰落是最常遇见的问题，自适应均衡器一般是用来解决多径和信道衰落问题的较为有效的方法。在多本关于数字通信的教科书中都有描述和详细的介绍。由于数字有线电视信号在高频电缆的传输中会遇见电缆的损耗，介质不均匀，电缆弯曲，分支和接头等引起的信道衰落现象，所以自适应均衡器普遍应用于数字有线电视信号解调器中，常见的采用最小均方估值的N阶有限冲击响应前向自适应均衡器和M阶后向自适应均衡器的公式为：

$y_n=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{n-i}{a}_i+\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{n-i}{\mathrm{\β}}_i$

其中，y_n为均衡器的输出，v_n-i是输入信号的采样。a_i是各个N阶前向均衡器对应的均衡器系数。d_n-i是判决结果的采样，β_i是各个M阶后向均衡器对应的均衡器系数，均衡器的输出将送给判决器做出判决。均衡器的输出y_n与判决结果的差将产生误差信号用于自适应均衡器系数a_i和β_i的更新。

均衡器系数a_i和β_i的更新满足以下公式：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Δ}}_{b,n}=(y_n-d_n)\×\∂\\ {\mathrm{\Δ}}_{f,n}=(y_n-d_n)\×\mathrm{\γ}\end{array}\right.$

${\mathrm{\α}}_i^{k+1}={\mathrm{\α}}_i^k-{\mathrm{\Δ}}_{f,n}{v}_{n-i},i=\mathrm{0,1},....,N-1$

${\mathrm{\β}}_i^{k+1}={\mathrm{\β}}_i^k-{\mathrm{\Δ}}_{b,n}{d}_{n-i},i=\mathrm{0,1},...,M-1$

其中，v_n-i是均衡器延迟线内的输入信号采样值，Δ_b,n和Δ_f,n是误差信号，γ和

分别是前向误差调节因子和后向误差调节因子，用于均衡器系数更新的控制。是当前时刻的均衡器系数，

是下一个时刻的均衡器系数。均衡器的输出，采样值，误差信号和均衡器系数都可能为复数形式，处理复数信号。均衡器也可采用归零估值（Force-Zero）或最小均方递归估值（Recursive Least Square）方法进行系数更新。

在均衡器的设计中，由于输出是在符号速率上，所以只需要处理在符号速率上采样值就可以满足基本要求。就是在T时刻上的采样值进入均衡器进行处理。而均衡器的阶数越高，在解决了收敛和精度的前提下，则均衡器的性能就越好。而进一步的研究表明，在前向均衡器中增加对T/2采样点的处理，将提高均衡器对复杂信道的处理能力。但是，这也需要更多的均衡器阶数。在现有的数字系统中，均衡器一般会采用有限字长的系数和延迟线。其乘加器也是有限字长的。众所周知，有限字长效应将产生量化噪声，另外，均衡器在工作时其系数会在收敛值附近晃动，这也将产生自有噪声。这些噪声将直接影响均衡器的性能，进而影响均衡器设计的复杂度和成本。一般来讲，均衡器的阶数决定了均衡器的均衡能力。高阶的均衡器在收敛以后可以得到更稳定的性能，但高阶的均衡器需要更长的收敛时间。而且，在相同的条件下，高阶的均衡器由于有更多的系数，会产生更多的自有噪声。所以，需要更高的运算精度和系数精度。

1986年，S．Haykin发表了‘Adaptive Filter Theory’，T.Wang,C.L.Wang在Proc.IEEEGlobe-cm’94发表了‘Improved Adaptive Decision-Feedback Equalization with Interleaving forCoded Modulation Systems’，1998年，Heinrich Meyr等发表了‘Digital CommunicationReceivers’，A Wiley-Interscience Publication对自适应均衡器的设计和实现进行了详细的讨论。但均衡器的硬件实现仍然很复杂。1998年Cheng-Youn Lu在美国获专利（专利号：5777910）中提出了稀疏自适应均衡器的设计方法。这项专利有效平衡了长均衡器的性能和自有噪声的矛盾。在均衡器系数接近零时，就将这个系数从计算中剔除。这将消除这些系数对均衡器自有噪声的影响。降低自有噪声。并有可能直接去掉这些零系数对应的运算电路，进而简化电路。在实现上就是整个均衡器只有比总长度少的多的运算单元。这些运算单元是可滑动的，只在均衡器系数较大的位置出现并进行计算。这项专利从纯理论上讲可以降低均衡器的自有噪声，降低计算精度的要求和加快均衡器的收敛速度，并且减少运算器的数量。

但是，这项专利在具体实施过程中中却有明显的缺点：需要额外的电路和时间来确定“非零系数”的位置，运算单元需滑动到相应位置，若“非零系数”的位置随时间变化，因为信道衰落是随时间变化的，这在实际环境中是普遍现象，则采用这项专利的均衡器的性能将是不稳定的。另外，若“非零系数”较多，则需要较多的运算单元。而运算单元越多，则采用这项专利的均衡器就越接近普通的均衡器，其发明的优点就会迅速的消失。

在美国的专利（专利号：8107523）中提出了分段式均衡器的设计方法。此方法有效的改善了均衡器的系数精度，均衡器的稳定性和均衡器自噪声的矛盾，解决了大阶数均衡器如高达1000阶左右的设计问题。但还是没有解决在保证系统性能的前提下减少均衡器阶数的问题。

发明内容

本发明的目的是克服了上述现有技术的缺点，提供了一种能够实现在保证系统性能稳定的基础上降低均衡器阶数、收敛速度快、自由噪声低、动态性能优良、结构简单、具有广泛的应用范围的用于解调器的可转换均衡器。

为了实现上述目的，本发明的用于解调器的可转换均衡器具有如下构成：

该用于解调器的可转换均衡器，其主要特点是，所述的可转换均衡器包括：

前向均衡器组，用以对所述的可转换均衡器的输入信号进行前向信道均衡处理，该前向均衡器组的信号输入端与所述的可转换均衡器的输入信号相连接，

后向均衡器组，用以对所述的可转换均衡器的输出信号进行后向信道回波处理；

第一控制器，该第一控制器的第一输入端与所述的前向均衡器组的输入信号相连接，该控制器的第二输入端与所述的后向均衡器组的均衡信号输出端相连接；

特殊均衡器组，该特殊均衡器组的工作模式可在前向均衡工作模式和后向均衡工作模式之间切换，该特殊均衡器组的第一输入端与所述的第一控制器的输出端相连接；

累加器，该累加器的输入端分别与所述的前向均衡器组的累加信号输出端、所述的后向均衡器组的累加信号输出端和所述的特殊均衡器组的累加信号输出端相连接；

判决器，该判决器的输入端与所述的累加器的输出端相连接，该判决器依据输入值进行判决，得出判决值；

误差计算器，该误差计算器的第一输入端与所述的累加器的输出端相连接，该误差计算器的第二输入端与所述的判决器的输出端相连接，该误差计算器的第一输出端与所述的前向均衡器组的误差输入端相连接，该误差计算器的第二输出端与所述的后向均衡器组的误差输入端相连接；

第二控制器，该第二控制器的输入端分别与所述的误差计算器的第一输出端和所述的误差计算器的第二输出端相连接，该第二控制器的输出端与所述的特殊均衡器组的误差输入端相连接。

较佳地，所述的前向均衡器组包括数个依次顺序连接的前向均衡器单元，各个所述的前向均衡器单元的误差输入端分别与所述的误差计算器的第一输出端相连接，第一个所述的前向均衡器单元的信号输入端与所述的可转换均衡器的输入信号相连接，各个所述的前向均衡器单元的输出信号累加后由所述的前向均衡器组的累加信号输出端输出。

更佳地，各个所述的前向均衡器单元包括采样延迟器、前向系数设置器、前向系数更新器和前向乘法器，所述的采样延迟器的输入端与所对应的前向均衡器单元的输入端相连接，所述的采样延迟器的第一输出端与下一个前向均衡器单元的输入端相连接，所述的前向系数更新器连接于所述的前向系数设置器与所述的误差计算器的第一输出端之间，所述的前向乘法器的输入端分别与所述的采样延迟器的第二输出端和所述的前向系数设置器的输出端相连接，所述的采样延迟器的第三输出端与所述的前向系数更新器的输入端相连接，所述的前向乘法器的输出端与所对应的前向均衡器单元的输出端相连接。

更进一步地，各个所述的前向均衡器单元的输出信号与所对应的前向均衡器单元系数分别满足以下公式：

f_n,m＝v_m×c_n,m

c_n+1,m＝c_n,m-v_m×Δ_n

其中，n为采样时间，m是该前向系数设置器和所对应的采样延迟器的位置，f_n,m为该前向均衡器单元的输出信号，c_n,m为当前时刻的前向均衡器单元的系数，c_n+1,m为下一时刻的前向均衡器单元的系数，v_m为该采样延迟器的输入信号，Δ_n为所述的误差计算器的第一输出端的输出信号。

较佳地，所述的后向均衡器组包括数个依次顺序连接的后向均衡器单元，各个所述的后向均衡器单元的误差输入端分别与所述的误差计算器的第二输出端相连接，第一个所述的后向均衡器单元与所述的判决器的输出端相连接，最后一个所述的后向均衡器单元的均衡信号输出端与所述的第二控制器的第二输入端相连接，各个所述的后向均衡器单元的输出信号累加后由所述的后向均衡器组的累加信号输出端输出。

更佳地，各个所述的后向均衡器单元包括判决结果延迟器、后向映像器、后向系数设置器、后向系数更新器和后向乘法器，所述的判决结果延迟器的输入端与所对应的后向均衡器单元的输入端相连接，所述的判决结果延迟器的输出端与下一个后向均衡器单元相连接，所述的后向映像器连接于所述的判决结果延迟器与后向乘法器之间，所述的后向系数更新器连接于所述的后向系数设置器与所述的误差计算器的第二输入端之间，所述的后向系数更新器的输入端与所述的后向映像器的输出端相连接，所述的后向乘法器的输入端与所述的后向系数设置器的输出端相连接，所述的后向乘法器的输出端与所对应的后向均衡器单元的输出端相连接。

更进一步地，各个所述的后向均衡器组单元的输出信号与所对应的后向均衡器系数分别满足以下公式：

其中n为采样时间，m为该后向均衡器系数和所对应的采样延迟器的位置，f_n,m为该后向均衡器单元的输出信号，c_n,m为当前时刻的后向均衡器单元的系数，c_n+1,m为下一时刻的后向均衡器单元的系数，

为所述的判决器的星座图的映像函数，d_m为判决结果延迟器的输入信号，Δ_n为所述的误差计算器的第二输出端的输出信号。

较佳地，所述的特殊均衡器组包括数个依次顺序连接的特殊均衡器单元，各个所述的特殊均衡器单元的误差输入端分别与所述的第二控制器的输出端相连接，第一个所述的特殊均衡器单元与所述的第一控制器的输出端相连接，各个所述的特殊均衡器单元的输出信号累加后由所述的特殊均衡器组的累加信号输出端输出。

更佳地，各个所述的特殊均衡器单元包括特殊延迟器、特殊映像器、特殊系数设置器、特殊系数更新器和特殊乘法器，所述的特殊延迟器与所对应的特殊均衡器单元的输入端相连接，所述的特殊延迟器的输出端与下一个特殊均衡器单元的输入端相连接，所述的映像器连接于所述的特殊乘法器与特殊延迟器之间，所述的特殊系数更新器连接于所述的第二控制器的输出端与特殊系数设置器之间，所述的特殊系数更新器的输入端与所述的映像器的输出端相连接，所述的特殊乘法器的输入端与所述的特殊系数设置器的输出端相连接，所述的特殊乘法器的输出端与所对应的特殊均衡器单元的输出端相连接。

更进一步地，所述的特殊均衡器处于前向均衡工作模式时，各个所述的特殊均衡器单元的输出信号与所对应的特殊均衡器的系数满足以下公式：

其中n为采样时间，m为该特殊均衡器系数和采样延迟器的位置，f_n,m为该特殊均衡器单元的输出信号，c_n,m为当前时刻的特殊均衡器单元的系数，c_n+1,m为下一时刻的特殊均衡器单元的系数，

是所述的判决器的星座图的映像函数，在此工作模式下映像系数等于1，不进行映像，v_m为所述的特殊均衡器组的输入信号经所述的特殊延迟器延迟后的输出信号，Δ_n为所述的误差计算器的第一输出端的输出信号。

更进一步地，所述的特殊均衡器组处于后向均衡工作模式时，各个所述的特殊均衡器单元的输出信号与所对应的特殊均衡器的系数满足以下公式：

其中n为采样时间，f_n,m为该特殊均衡器单元的输出信号，c_n,m为当前时刻的特殊均衡器单元的系数，c_n+1,m为下一时刻的特殊均衡器单元的系数，

是所述的判决器的星座图的映像函数，d_m-M为所述的后向均衡器组的输出信号，Δ_n为所述的误差计算器的第二输出端的输出信号。

较佳地，所述的误差计算器的第一输出端和所述的误差计算器的第二输出端的输出信号满足以下公式：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Δ}}_b=(y_n-d_n)\×\∂\\ {\mathrm{\Δ}}_f=(y_n-d_n)\×\mathrm{\γ}\end{array}\right.$

其中，Δ_f为所述的误差计算器的第一输出端的输出信号，Δ_b为所述的误差计算器的第二输出端的输出信号，d_n为所述的判决器的输出信号，y_n为所述的累加器的输出信号，

为前向误差调节因子，γ为后向误差调节因子。

较佳地，所述的前向均衡器组包括数个前向均衡器单元，所述的后向均衡器组包括数个后向均衡器单元，所述的特殊均衡器组包括数个特殊均衡器单元，所述的特殊均衡器组处于前向均衡工作状态时，所述的累加器的输出信号满足以下公式：

$y=(\underset{i=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{n-i}^T{c}_i^F+\underset{i=0}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{n-i}^{T/2}{c}_i^S)+\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{n-i}{c}_i^B$

其中，n为采样时间，

为在n-i时刻的所述的可转换均衡器的输入信号，

为在n-i时刻的所述的可转换均衡器的输入信号经延迟后的输出信号，

为所述的前向均衡器组第i个前向均衡器单元的均衡器系数，d_n-i为在n-i符号时刻的判决器的输出信号，

为所述的后向均衡器组第i个后向均衡器单元的均衡器系数，

为所述的特殊均衡器组第i个特殊均衡器单元的均衡器系数。

更佳地，所述的特殊均衡器组处于后向均衡工作状态时，所述的累加器的输出信号满足以下公式：

$y_n=\left(\underset{i=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{n-i}^T{c}_i^F\right)+\underset{i=0}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{n-i-M-1}{c}_i^S+\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{n-i}{c}_i^B$

其中，n为采样时间，

为在n-i时刻的所述的可转换均衡器的输入信号，

为在n-i时刻的所述的可转换均衡器的输入信号经延迟后的输出信号，为所述的前向均衡器组第i个前向均衡器单元的均衡器系数，d_n-i为在n-i符号时刻的判决器的输出信号，d_n-i-M-1为在n-i符号时刻的后向均衡器组的输出信号，为所述的后向均衡器组第i个后向均衡器单元的均衡器系数，

为所述的特殊均衡器组第i个特殊均衡器单元的均衡器系数。

采用了该发明中的用于解调器的可转换均衡器，具有如下有益效果：

1、采用了该发明的用于解调器的可转换均衡器，由于该可转换均衡器中包括一个特殊均衡器组，这个特殊均衡器组由控制器控制，可以两种工作模式之间切换，分别是工作在T/2采样前向均衡模式0和工作在延长后向均衡器模式1，从而在保证均衡器总阶数不变的前提下，可以根据实际信道情况，灵活配置均衡器的结构。

2、采用本发明中结构的均衡器系统复杂度较低，对运算的精度要求低，从而成本较低，采用这种结构的均衡器具有阶数低，收敛速度快、自有噪声小、动态跟踪迅速的特点，从而能够较好地平衡系统复杂度，收敛速度和自有噪声间的矛盾，并且应用在QAM解调器中可以达到良好的效果，能够大幅提高解调器对动态信道的处理的灵活度。

3、本发明的可转换均衡器还可以应用于其它无线通信解调系统中，适用范围较为广泛，为数字通信调制技术的进一步发展奠定了坚实的基础。

附图说明

图1为本发明的用于解调器的可转换均衡器的结构框图。

图2为本发明的用于解调器的可转换均衡器的组成结构示意图。

图3为本发明的前向均衡器组的组成结构示意图。

图4为本发明的后向均衡器组的组成结构示意图。

图5为本发明的特殊均衡器组的组成结构示意图。

具体实施方式

为了能够更清楚地描述本发明的技术内容，下面结合具体实施例来进行进一步的描述。

如图1所示为本发明的用于解调器的可转换均衡器的结构框图。

该用于解调器的可转换均衡器包括前向均衡器组101、后向均衡器组201、特殊均衡器组301、累加器403、判决器402、误差计算器402、第一控制器315和第二控制器316。

其中，所述的特殊均衡器组301在第一控制器315和第二控制器316的控制下，可以作为处理T/2采样的前向均衡器以提高系统的前向信道处理能力。也可以连接在后向均衡器201后面增加系统的信道后向回波处理范围。

如图2所示为本实施例的用于解调器的可转换均衡器的组成结构示意图。

本发明的主要技术方案为：

所述的前向均衡组101接收符号采样点T时刻的输入信号，并包括数个依次级联连接的前向均衡器单元111。所述的后向均衡组201将符号判决值作为输入信号，并包括数个依次级联连接的后向均衡器单元211。所述的特殊均衡组301有两种工作模式。在工作模式0时，接收符号采样点T/2时刻的输入信号，并包括数个依次级联连接的特殊均衡器单元311，每个特殊均衡器单元能满足前向或后向均衡的要求。其作用是T/2时刻的前向均衡器组。在工作模式1时，将后向均衡器组201的最后一个延迟器的输出作为输入信号，并包括数个依次级联连接的特殊均衡器单元311，其作用是延长原后向均衡器的处理范围。每个均衡器单元均具有对应的一个误差输入端，各个均衡器单元的输出信号均送至所述的累加器403，该累加器403的输出信号分别送至判决器401和误差计算器402，判决器401的输出信号作为所述的可转换均衡器的输出信号，且该输出信号还送至所述的误差计算器402，所述的误差计算器402的输出信号经过调节后送入对应的均衡器单元的误差输入端。

本实施例的具体实现方案为：

所述的前向均衡器组101接收符号采样点T时刻的输入信号v_n，并包括M个（M应大于等于2）依次级联连接的前向均衡器单元111，各个前向均衡器单元111的输出信号经部分累加器112后最后送至所述的总累加器403。

同样的，所述的后向均衡器组201接收符号判决器401的输出信号d_n，并包括N个（N应大于等于2）依次级联连接的后向均衡器单元211，各个后向均衡器单元211的输出信号经部分累加器212后最后送至所述的总累加器403。

所述的特殊均衡器组301由第一控制器315控制，在工作模式0下，所述的特殊均衡器组301接收符号采样点T/2时刻的输入信号v_n，并包括P个（P应大于等于2）依次级联连接的特殊均衡器单元311，各个特殊均衡器单元311的输出信号经部分累加器312后最后送至所述的总累加器403。

所述的累加器403的输出信号y_n分别送至所述的判决器401和误差计算器402，所述的判决器401的输出信号d_n作为所述的可转换均衡器的输入信号，且该输出信号d_k还送至所述的误差计算器402，所述的误差计算器402的输出信号Δ_f，Δ_b分别送入所述的前向均衡器组101和后向均衡器组201，并经过所述的第二控制器316将误差信号Δ_f输入到所述的特殊均衡器组301的各均衡器单元311。

所述的特殊均衡器组301由第一控制器315控制，在工作模式1下，所述的特殊均衡器组301接收后向均衡器M-1单元的符号延迟器的输出信号d_n-M-1，并包括P个（P应大于等于2）依次级联连接的特殊均衡器单元311，各个特殊均衡器单元311的输出信号经部分累加器312后最后送至所述的总累加器403。

该累加器403的输出信号y_n分别送至所述的判决器401和误差计算器402，所述的判决器401的输出信号d_n作为所述的可转换均衡器的输出信号，且该输出信号d_k还送至所述的误差计算器402，所述的误差计算器402的输出信号Δ_f，Δ_b经过送入所述的前向均衡器组101和后向均衡器组201，并经过所述的第二控制器316将Δ_b误差信号输入到所述的特殊均衡器组的各均衡器单元311。

该用于QAM解调器中的可转换均衡器的判决器402根据输入信号y_n在其对应的星座图中寻找误差最小的点的值作为输出信号。

所述的误差计算器的输出信号Δ_f和Δ_b满足以下公式：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Δ}}_b=(y_n-d_n)\×\∂\\ {\mathrm{\Δ}}_f=(y_n-d_n)\×\mathrm{\γ}\end{array}\right.$

其中，d_n为所述的判决器402的输出信号，y_n为所述的累加器403的输出信号。

和γ是后/前向误差调节因子。

对各个均衡器单元的均衡器系数进行更新的系数更新器的第k+1次输出的滤波器系数满足以下公式：

${\mathrm{\α}}_i^{k+1}={\mathrm{\α}}_i^k-{\mathrm{\Δ}}_{f,n}{v}_{n-i},i=\mathrm{0,1},....,N-1$

${\mathrm{\β}}_i^{k+1}={\mathrm{\β}}_i^k-{\mathrm{\Δ}}_{b,n}{d}_{n-i},i=\mathrm{0,1},...,M-1$

这里v_n-i是均衡器延迟线内的输入信号采样值，Δ_b,n和Δ_f,n是误差信号，γ和分别是前向误差调节因子和后向误差调节因子，用于均衡器系数更新的控制。

是当前时刻的均衡器系数，是下一个时刻的均衡器系数。

图3为本发明的前向均衡器组的组成结构示意图。

所述的前向均衡器组101由N个前向均衡器单元111组成，前向均衡器组111由采样延迟器131、系数设置器132、系数更新器133和乘法器134组成。所述的输入信号经过采样延迟器131输出到下一级，且该采样延迟器131的输出端还与所述的系数设置器132在乘法器134处相乘形成输出信号f_o。所述的系数更新器133利用误差输入端113的输入和采样延迟器的对应数据的计算对系数进行更新。其输出信号f_o和系数设置器132的系数分别满足以下公式：

f_n,m＝v_m×c_n,m

c_n+1,m＝c_n,m-v_m×Δ_n

其中，n为采样时间，m是该前向系数设置器和所对应的采样延迟器的位置，f_n,m为该前向均衡器单元的输出信号，c_n,m为当前时刻的前向均衡器单元的系数，c_n+1,m为下一时刻的前向均衡器单元的系数，v_m是该采样延迟器的采样值。Δ_n为所述的误差计算器的第一输出端的输出信号。

图4为本发明的后向均衡器组的组成结构示意图。

所述的后向均衡器组201由M个后向均衡器单元211组成，后向均衡器组211由判决结果延迟器231、系数设置器232、系数更新器233，映像器235和乘法器234组成。所述的判决信号经过判决结果延迟器231输出到下一级，且该判决结果延迟器231的输出端经过映像后的值235与所述的均衡器系数232在乘法器234处相乘形成输出信号f_o，所述的系数更新器233利用误差输入端213的输入和判决结果延迟器的输出的映像对系数进行更新。其输出信号f_o和均衡器系数c分别满足以下公式：

其中，n为采样时间，m为该后向均衡器系数和所对应的采样延迟器的位置，f_n,m为该后向均衡器单元的输出信号，c_n,m为当前时刻的后向均衡器单元的系数，c_n+1,m为下一时刻的后向均衡器单元的系数，

为所述的判决器的星座图的映像函数，d_m为判决结果延迟器的输出信号，Δ_n为所述的误差计算器的第二输出端的输出信号。

图5为本发明的特殊均衡器组的组成结构示意图。

特殊均衡器组301由P个特殊均衡器单元311组成，特殊均衡器311具有两种主要工作模式。

（1）模式0：T/2符号采样点前向均衡器模式。

（2）模式1：对后向均衡器进行扩展的均衡模式。

所述的特殊均衡器组由支持采样和判决结果两种格式的综合延迟器331、系数设置器332、系数更新器333，可以将映像系数设为1的映像器335和乘法器334。

在模式0下，所述的T/2符号采样点输入信号v_n经过第一控制器315进入综合延迟器331存储并逐级向下一级延迟输出，且该综合延迟器331的输出端经过系数是1的映像器映像后与所述的均衡器系数332相乘334形成输出信号f_o。所述的系数更新器333利用第二控制器316将误差输入到313和综合延迟器的输出的映像对系数进行更新。其输出信号f_o和均衡器系数c分别满足：

其中，n是采样的时间，m是特殊均衡器系数和采样延迟器的位置，f_n,m为该特殊均衡器单元的输出信号，c_n,m为当前时刻的特殊均衡器单元的系数，c_n+1,m为下一时刻的特殊均衡器单元的系数，是所述的判决器的星座图的映像函数，在这种工作模式下映像系数等于1，不进行映像，v_m为所述的特殊均衡器组的输入信号经所述的特殊延迟器延迟后的输出信号，Δ_n为所述的误差计算器的第一输出端的输出信号。

输出f_n,m在经过累加器312累加后输出至端口407与普通前向均衡器组输出同样处理进行累加后一同处理。

在模式1下，所述的判决信号经过M个后向均衡器单元211延迟以后经过第一控制器315成为特殊均衡器的输入信号d_m-M。这个信号经过第一控制器315进入综合延迟器331并逐级延迟进入到下一级，且该综合延迟器331的输出端经过映像器335后与所述的均衡器系数332在乘法器334进行相乘形成输出信号f_o。这里的映像器335是将综合延迟器331内的存储的判决结果映像为星座图中对应的理想值。所述的系数更新器333利用第二控制器316将误差Δ_b输入到313和综合延迟器的输出的映像对系数进行更新。其输出信号f_o和均衡器系数c分别满足：

其中，n为采样时间，f_n,m为该特殊均衡器单元的输出信号，c_n,m为当前时刻的特殊均衡器单元的系数，c_n+1,m为下一时刻的特殊均衡器单元的系数，

是所述的判决器的星座图的映像函数，d_m-M为所述的后向均衡器组的输出信号，Δ_n为所述的误差计算器的第二输出端的输出信号。

各个系数更新器的第k+1次输出的均衡器系数c_i,k+1满足以下公式：

c_i,k+1＝c_i,k+Δ×delay_i,i＝0,....,M

c_i,k+1＝c_i,k+Δ×delay_i,i＝0,....,N

c_i,k+1＝c_i,k+Δ×delay_i,i＝0,....,P

其中，c_i,k+1为k+1时刻的均衡器系数，c_i,k为k时刻的均衡器系数。Δ为误差计算器的误差输出，等于Δ_f或Δ_b。Delay_i为误差对应的延迟单元内的值。i在三个均衡器中的取值范围不同。

此时，输出f_n,m在经过累加器312累加后输出至端口407与普通后向均衡器的输出同样处理，直接累加。

所述的累加器的输出信号满足以下公式：

其中，n为当前符号T采样时刻，

为在n-i时刻的符号采样值，

为在n-i时的T/2符号时刻的采样值。

为前向均衡器第i个均衡器单元111的均衡器系数132，d_n-i为在n-i符号时刻的判决结果，为后向均衡器第i个均衡器单元211的均衡器系数232，

特殊均衡器第i个均衡器单元311的均衡器系数332，y_n为三个均衡器滤波器的累加结果，d_n-i-M-1为在n-i符号时刻的后向均衡器组的输出信号。

采用了该发明中的用于解调器的可转换均衡器，具有如下有益效果：

1、采用了该发明的用于解调器的可转换均衡器，由于该可转换均衡器中包括一个特殊均衡器组，这个特殊均衡器组由控制器控制，可以两种工作模式之间切换，分别是工作在T/2采样前向均衡模式0和工作在延长后向均衡器模式1，从而在保证均衡器总阶数不变的前提下，可以根据实际信道情况，灵活配置均衡器的结构。

2、采用本发明中结构的均衡器系统复杂度较低，对运算的精度要求低，从而成本较低，采用这种结构的均衡器具有阶数低，收敛速度快、自有噪声小、动态跟踪迅速的特点，从而能够较好地平衡系统复杂度，收敛速度和自有噪声间的矛盾，并且应用在QAM解调器中可以达到良好的效果，能够大幅提高解调器对动态信道的处理的灵活度。

3、本发明的可转换均衡器还可以应用于其它无线通信解调系统中，适用范围较为广泛，为数字通信调制技术的进一步发展奠定了坚实的基础。

在此说明书中，本发明已参照其特定的实施例作了描述。但是，很显然仍可以作出各种修改和变换而不背离本发明的精神和范围。因此，说明书和附图应被认为是说明性的而非限制性的。

Claims (14)

1.一种用于解调器的可转换均衡器，其特征在于，所述的可转换均衡器包括：

前向均衡器组，用以对所述的可转换均衡器的输入信号进行前向信道均衡处理，该前向均衡器组的信号输入端与所述的可转换均衡器的输入信号相连接，

后向均衡器组，用以对所述的可转换均衡器的输出信号进行后向信道回波处理；

第一控制器，该第一控制器的第一输入端与所述的前向均衡器组的输入信号相连接，该控制器的第二输入端与所述的后向均衡器组的均衡信号输出端相连接；

特殊均衡器组，该特殊均衡器组的工作模式可在前向均衡工作模式和后向均衡工作模式之间切换，该特殊均衡器组的第一输入端与所述的第一控制器的输出端相连接；

累加器，该累加器的输入端分别与所述的前向均衡器组的累加信号输出端、所述的后向均衡器组的累加信号输出端和所述的特殊均衡器组的累加信号输出端相连接；

判决器，该判决器的输入端与所述的累加器的输出端相连接，该判决器依据输入值进行判决，得出判决值；

误差计算器，该误差计算器的第一输入端与所述的累加器的输出端相连接，该误差计算器的第二输入端与所述的判决器的输出端相连接，该误差计算器的第一输出端与所述的前向均衡器组的误差输入端相连接，该误差计算器的第二输出端与所述的后向均衡器组的误差输入端相连接；

第二控制器，该第二控制器的输入端分别与所述的误差计算器的第一输出端和所述的误差计算器的第二输出端相连接，该第二控制器的输出端与所述的特殊均衡器组的误差输入端相连接。

2.根据权利要求1所述的用于解调器的可转换均衡器，其特征在于，所述的前向均衡器组包括数个依次顺序连接的前向均衡器单元，各个所述的前向均衡器单元的误差输入端分别与所述的误差计算器的第一输出端相连接，第一个所述的前向均衡器单元的信号输入端与所述的可转换均衡器的输入信号相连接，各个所述的前向均衡器单元的输出信号累加后由所述的前向均衡器组的累加信号输出端输出。

3.根据权利要求2所述的用于解调器的可转换均衡器，其特征在于，各个所述的前向均衡器单元包括采样延迟器、前向系数设置器、前向系数更新器和前向乘法器，所述的采样延迟器的输入端与所对应的前向均衡器单元的输入端相连接，所述的采样延迟器的第一输出端与下一个前向均衡器单元的输入端相连接，所述的前向系数更新器连接于所述的前向系数设置器与所述的误差计算器的第一输出端之间，所述的前向乘法器的输入端分别与所述的采样延迟器的第二输出端和所述的前向系数设置器的输出端相连接，所述的采样延迟器的第三输出端与所述的前向系数更新器的输入端相连接，所述的前向乘法器的输出端与所对应的前向均衡器单元的输出端相连接。

4.根据权利要求3所述的用于解调器的可转换均衡器，其特征在于，各个所述的前向均衡器单元的输出信号与所对应的前向均衡器单元系数分别满足以下公式：

f_n,m＝v_m×c_n,m

c_n+1,m＝c_n,m-v_m×Δ_n

其中，n为采样时间，m是该前向系数设置器和所对应的采样延迟器的位置，f_n,m为该前向均衡器单元的输出信号，c_n,m为当前时刻的前向均衡器单元的系数，c_n+1,m为下一时刻的前向均衡器单元的系数，v_m为该采样延迟器的输入信号，Δ_n为所述的误差计算器的第一输出端的输出信号。

5.根据权利要求1所述的用于解调器的可转换均衡器，其特征在于，所述的后向均衡器组包括数个依次顺序连接的后向均衡器单元，各个所述的后向均衡器单元的误差输入端分别与所述的误差计算器的第二输出端相连接，第一个所述的后向均衡器单元与所述的判决器的输出端相连接，最后一个所述的后向均衡器单元的均衡信号输出端与所述的第二控制器的第二输入端相连接，各个所述的后向均衡器单元的输出信号累加后由所述的后向均衡器组的累加信号输出端输出。

6.根据权利要求5所述的用于解调器的可转换均衡器，其特征在于，各个所述的后向均衡器单元包括判决结果延迟器、后向映像器、后向系数设置器、后向系数更新器和后向乘法器，所述的判决结果延迟器的输入端与所对应的后向均衡器单元的输入端相连接，所述的判决结果延迟器的输出端与下一个后向均衡器单元相连接，所述的后向映像器连接于所述的判决结果延迟器与后向乘法器之间，所述的后向系数更新器连接于所述的后向系数设置器与所述的误差计算器的第二输入端之间，所述的后向系数更新器的输入端与所述的后向映像器的输出端相连接，所述的后向乘法器的输入端与所述的后向系数设置器的输出端相连接，所述的后向乘法器的输出端与所对应的后向均衡器单元的输出端相连接。

7.根据权利要求6所述的用于解调器的可转换均衡器，其特征在于，各个所述的后向均衡器组单元的输出信号与所对应的后向均衡器系数分别满足以下公式：

其中n为采样时间，m为该后向均衡器系数和所对应的采样延迟器的位置，f_n,m为该后向均衡器单元的输出信号，c_n,m为当前时刻的后向均衡器单元的系数，c_n+1,m为下一时刻的后向均衡器单元的系数，

为所述的判决器的星座图的映像函数，d_m为判决结果延迟器的输入信号，Δ_n为所述的误差计算器的第二输出端的输出信号。

8.根据权利要求1所述的用于解调器的可转换均衡器，其特征在于，所述的特殊均衡器组包括数个依次顺序连接的特殊均衡器单元，各个所述的特殊均衡器单元的误差输入端分别与所述的第二控制器的输出端相连接，第一个所述的特殊均衡器单元与所述的第一控制器的输出端相连接，各个所述的特殊均衡器单元的输出信号累加后由所述的特殊均衡器组的累加信号输出端输出。

9.根据权利要求8所述的用于解调器的可转换均衡器，其特征在于，各个所述的特殊均衡器单元包括特殊延迟器、特殊映像器、特殊系数设置器、特殊系数更新器和特殊乘法器，所述的特殊延迟器与所对应的特殊均衡器单元的输入端相连接，所述的特殊延迟器的输出端与下一个特殊均衡器单元的输入端相连接，所述的映像器连接于所述的特殊乘法器与特殊延迟器之间，所述的特殊系数更新器连接于所述的第二控制器的输出端与特殊系数设置器之间，所述的特殊系数更新器的输入端与所述的映像器的输出端相连接，所述的特殊乘法器的输入端与所述的特殊系数设置器的输出端相连接，所述的特殊乘法器的输出端与所对应的特殊均衡器单元的输出端相连接。

10.根据权利要求9所述的用于解调器的可转换均衡器，其特征在于，所述的特殊均衡器处于前向均衡工作模式时，各个所述的特殊均衡器单元的输出信号与所对应的特殊均衡器的系数满足以下公式：

其中n为采样时间，m为该特殊均衡器系数和采样延迟器的位置，f_n,m为该特殊均衡器单元的输出信号，c_n,m为当前时刻的特殊均衡器单元的系数，c_n+1,m为下一时刻的特殊均衡器单元的系数，

是所述的判决器的星座图的映像函数，在此工作模式下映像系数等于1，不进行映像，v_m为所述的特殊均衡器组的输入信号经所述的特殊延迟器延迟后的输出信号，Δ_n为所述的误差计算器的第一输出端的输出信号。

11.根据权利要求9所述的用于解调器的可转换均衡器，其特征在于，所述的特殊均衡器组处于后向均衡工作模式时，各个所述的特殊均衡器单元的输出信号与所对应的特殊均衡器的系数满足以下公式：

其中n为采样时间，f_n,m为该特殊均衡器单元的输出信号，c_n,m为当前时刻的特殊均衡器单元的系数，c_n+1,m为下一时刻的特殊均衡器单元的系数，是所述的判决器的星座图的映像函数，d_m-M为所述的后向均衡器组的输出信号，Δ_n为所述的误差计算器的第二输出端的输出信号。

12.根据权利要求1所述的用于解调器的可转换均衡器，其特征在于，所述的误差计算器的第一输出端和所述的误差计算器的第二输出端的输出信号满足以下公式：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Δ}}_b=(y_n-d_n)\×\∂\\ {\mathrm{\Δ}}_f=(y_n-d_n)\×\mathrm{\γ}\end{array}\right.$

其中，Δ_f为所述的误差计算器的第一输出端的输出信号，Δ_b为所述的误差计算器的第二输出端的输出信号，d_n为所述的判决器的输出信号，y_n为所述的累加器的输出信号，

为前向误差调节因子，γ为后向误差调节因子。

13.根据权利要求1所述的用于解调器的可转换均衡器，其特征在于，所述的前向均衡器组包括数个前向均衡器单元，所述的后向均衡器组包括数个后向均衡器单元，所述的特殊均衡器组包括数个特殊均衡器单元，所述的特殊均衡器组处于前向均衡工作状态时，所述的累加器的输出信号满足以下公式：

$y_n=(\underset{i=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{n-i}^T{c}_i^F+\underset{i=0}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{n-i}^{T/2}{c}_i^S)+\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{n-i}{c}_i^B$

其中，n为采样时间，y_n为所述的累加器的输出信号，

为在n-i时刻的所述的可转换均衡器的输入信号，

为在n-i时刻的所述的可转换均衡器的输入信号经延迟后的输出信号，

为所述的前向均衡器组第i个前向均衡器单元的均衡器系数，d_n-i为在n-i符号时刻的判决器的输出信号，

为所述的后向均衡器组第i个后向均衡器单元的均衡器系数，

为所述的特殊均衡器组第i个特殊均衡器单元的均衡器系数。

14.根据权利要求13所述的用于解调器的可转换均衡器，其特征在于，所述的特殊均衡器组处于后向均衡工作状态时，所述的累加器的输出信号满足以下公式：

$y_n=\left(\underset{i=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{n-i}^T{c}_i^F\right)+\underset{i=0}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{n-i-M-1}{c}_i^S+\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{n-i}{c}_i^B$

其中，n为采样时间，y_n为所述的累加器的输出信号，为在n-i时刻的所述的可转换均衡器的输入信号，

为在n-i时刻的所述的可转换均衡器的输入信号经延迟后的输出信号，为所述的前向均衡器组第i个前向均衡器单元的均衡器系数，d_n-i为在n-i符号时刻的判决器的输出信号，d_n-i-M-1为在n-i符号时刻的后向均衡器组的输出信号，

为所述的后向均衡器组第i个后向均衡器单元的均衡器系数，

为所述的特殊均衡器组第i个特殊均衡器单元的均衡器系数。

Images