CN103345037A - 相机音圈马达执行器的整形信号控制方法 - Google Patents

Abstract

一种相机音圈马达执行器的整形信号控制方法，能够产生高阶整形信号，消除或极大的减少执行器推动中的欠阻尼震荡，从而达到快速精准自动聚焦的目的，并且极大的降低芯片控制系统对自然频率和阻尼系数的敏感度，从而减少芯片复杂度及成本，减少生产，制造及测试音圈马达模组的成本。

Description

相机音圈马达执行器的整形信号控制方法

技术领域

本发明涉及集成电路领域，尤其涉及一种应用于二阶欠阻尼系统控制芯片中的相机音圈马达执行器的整形信号控制方法。

背景技术

音圈马达（VoiceCoilMotor）在电子产品中有广泛应用。近年来普遍应用于智能手机和平面电脑的相机镜头驱动中。音圈马达驱动器（LensDriver）芯片接受外部信号（手机中通常是主芯片中的图像处理芯片提供）提供相应的线性输出电流通过音圈马达执行器（VoiceCoilActuator）控制相机镜头的位置，从而达到自动聚焦（AutoFocus）效果。音圈马达执行器可以用二阶欠阻尼系统描述，随着音圈马达体积变小和材料改进，该系统的阻尼系数也会减小。当驱动电流加在马达上推动镜头到所需的位置时，执行器会发生机械震荡，系统阻尼系数越小它的震荡衰减越慢，从而相机所需的聚焦时间就越长。

如图1所示，照相机镜头位置由音圈马达驱动，镜头位置远近正比于音圈马达驱动器的输出电流。主芯片通过I2C串行接口10接收输入信号11，控制驱动器输出电流，驱动器接到输出电流指令13后通过数模转换器12将数字信号转换为模拟信号15，再由缓冲器14将所需的电流由节点17送到音圈马达执行器20，利用电流和磁铁产生的磁力，音圈马达执行器将镜头推到所需的位置，完成马达驱动过程。音圈马达执行器可以用一个二阶欠阻尼系统描述，系统的典型自然频率范围在几十到几百Hz，阻尼系数的范围在0.01到0.1。不失一般性，我们取系统自然频率fd=ω_d/2π为110Hz，阻尼系数ζ为0.02。

假定镜头的初始位置为x0=0，在时间t0=0时系统需要将镜头推到位置x1=1，图2给出了音圈马达执行器的阶跃响应，经过200ms后镜头震荡的振幅才收敛到所需位置的5%以内。这意味着相机聚焦时间大于200ms。如此长的聚焦时间在许多应用中是不能接受的。

有多种方法可以用来减少系统震荡。第一种方法可以通过增加系统的阻尼系数消除或减少系统震荡，从而达到快速聚焦的目的，但是该方法会增加功耗，减少电池使用时间，在手持式系统中一般不被采纳，另外随着工艺和材料的改进，相机系统的重量越来越轻，增加系统阻尼系数也会带来成本增加。另一种常用的方法是把输入信号分为多个系列的阶梯信号，从而减小输出的震荡幅度。从图3b可以看出即使这样系统的时间响应仍然很久。图3a将输入信号分为32个等份，每步时间是50μs，步长是1μm。图3b是二阶欠阻尼系统对32步阶跃信号的响应，从图3b看出系统在200ms后收敛到2um之内。通常音圈马达驱动器系统的分辨率是1μm～2μm，这说明应用该方法系统仍然需要很长的聚焦时间。

为达到快速聚焦的效果，必须消除或极大的减小该系统的欠阻尼震荡。

发明内容

本发明提供的一种相机音圈马达执行器的整形信号控制方法，消除或极大的减少执行器推动中的欠阻尼震荡，从而达到快速精准自动聚焦的目的，并且极大的降低芯片控制系统对自然频率和阻尼系数的敏感度，从而减少芯片复杂度及成本，减少生产，制造及测试音圈马达模组的成本。

为了达到上述目的，本发明提供一种相机音圈马达执行器的整形信号控制方法，该方法包含以下步骤：

步骤1、二阶欠阻尼系统的传递函数如下：

$G\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_n^2}{s^2+2\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_{n}s+{\mathrm{\ω}}_n^2}---\left(1\right);$

其中，ω_n是系统自然圆频率，ζ是系统阻尼系数，s是频率空间的变量；

步骤2、获得系统对t=t₀时振幅为A₀的激励信号的时间响应：

$x\left(t\right)=A_0\frac{{\mathrm{\ω}}_n}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}{e}^{-\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n(t-t_0)}\sin \left({\mathrm{\ω}}_d(t-t_0)\right)---\left(2\right)$

其中，

是阻尼自然圆频率；

步骤3、利用叠加原理得到在最后一个激励信号后，系统对n个系列激励信号的时间响应：

$x\left(t\right)={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n\left[\frac{A_i{\mathrm{\ω}}_n}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}{e}^{-\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n(t-t_i)}\right]\sin \left({\mathrm{\ω}}_d(t-t_i)\right)---\left(4\right);$

步骤4、根据步骤3中的方程（4）得出在最后一个激励信号t=t_n时的激励信号的时间响应：

$x\left(t_n\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_n}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}{e}^{-\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_n}\sqrt{C^2+S^2}\sin ({\mathrm{\ω}}_d{t}_n+\mathrm{\ψ})---\left(5\right);$

其中，相位ψ是时间，自然圆频率和阻尼系数的函数；

$C={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{A}_i{e}^{\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_i}\cos \left({\mathrm{\ω}}_d{t}_i\right)---\left(6\right);$

$S={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{A}_i{e}^{\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_i}\sin \left({\mathrm{\ω}}_d{t}_i\right)---\left(7\right);$

步骤5、根据步骤4中的方程（7）得到对于t=0时的单位激励信号（A1=1；A_i=0，i≠1），剩余震荡幅度为：

$A_{\mathrm{unit}}=\frac{{\mathrm{\ω}}_n}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}---\left(8\right);$

步骤6、根据步骤4中的方程（5）和步骤5中的方程（8）得到百分比震动方程：

$V({\mathrm{\ω}}_n,\mathrm{\ζ})=e^{-\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_n}\sqrt{C^2+S^2}---\left(9\right);$

其中， $C={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{A}_i{e}^{\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_i}\cos \left({\mathrm{\ω}}_d{t}_i\right)---\left(6\right);$

$S={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{A}_i{e}^{\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_i}\sin \left({\mathrm{\ω}}_d{t}_i\right)---\left(7\right);$

步骤7、得到二阶整形方程：

根据方程（9）可以看出，当t=t_n时，如果所有n个激励信号产生的输出响应相位相互抵消，则系统震荡将会为零，即V（ω_n,ζ）=0（10），结合归一条件：

得到二阶整形方程：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{(1+K)}& \frac{K}{(1+K)}\\ 0& \frac{\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}\end{array}\right]\left(12\right);$

其中，K是第一个波峰的过冲值，也是系统的最大过冲值，

（13）；

步骤8、得到三阶整形方程：

加入一个振动方程对自然圆频率的一阶导数为零的约束方程， $\frac{d}{d{\mathrm{\ω}}_n}V({\mathrm{\ω}}_n,\mathrm{\ζ})=0---\left(14\right),$ 得到三阶整形方程：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}\frac{1}{{(1+K)}^2}& \frac{2K}{{(1+K)}^2}& \frac{K^2}{{(1+K)}^2}\\ 0& \frac{\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}& \frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}\end{array}\right]---\left(15\right);$

步骤9、得到四阶整形方程：

再引入一个振动方程对自然圆频率的二阶导数为零的约束方程， $(\frac{d^2}{d^2{\mathrm{\ω}}_n}V({\mathrm{\ω}}_n,\mathrm{\ζ})=0),$ 得到四阶整形方程：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{{(1+K)}^3}& \frac{3K}{{(1+K)}^3}& \frac{3K^3}{{(1+K)}^3}& \frac{K^3}{{(1+K)}^3}\\ 0& \frac{\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}& \frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}& \frac{3\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}\end{array}\right]---\left(16\right).$

该方法还包含步骤10，构造N阶整形方程，N阶整形信号包括N个激励信号，每个激励信号的振幅对应为（1+K）^（N-1）的展开系数，激励信号的时间间隔为半个自然周期。

本发明还提供一种相机音圈马达执行器的整形信号控制方法，该方法包含以下步骤：

步骤1、二阶欠阻尼系统的传递函数如下：

$G\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_n^2}{s^2+2\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_{n}s+{\mathrm{\ω}}_n^2}---\left(1\right);$

其中，ω_n是系统自然圆频率，ζ是系统阻尼系数，s是频率空间的变量；

步骤2、获得系统对t=t₀时振幅为A₀的激励信号的时间响应：

$x\left(t\right)=A_0\frac{{\mathrm{\ω}}_n}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}{e}^{-\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n(t-t_0)}\sin \left({\mathrm{\ω}}_d(t-t_0)\right)---\left(2\right);$

其中，

是阻尼自然圆频率；

步骤3、利用叠加原理得到在最后一个激励信号后，系统对n个系列激励信号的时间响应：

$x\left(t\right)={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n\left[\frac{A_i{\mathrm{\ω}}_n}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}{e}^{-\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n(t-t_i)}\right]\sin \left({\mathrm{\ω}}_d(t-t_i)\right)---\left(4\right);$

步骤4、根据步骤3中的方程（4）得出在最后一个激励信号t=t_n时的激励信号的时间响应：

$x\left(t_n\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_n}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}{e}^{-\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_n}\sqrt{C^2+S^2}\sin ({\mathrm{\ω}}_d{t}_n+\mathrm{\ψ})---\left(5\right);$

其中，相位ψ是时间，自然圆频率和阻尼系数的函数；

$C={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{A}_i{e}^{\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_i}\cos \left({\mathrm{\ω}}_d{t}_i\right)---\left(6\right);$

$S={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{A}_i{e}^{\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_i}\sin \left({\mathrm{\ω}}_d{t}_i\right)---\left(7\right);$

步骤5、根据步骤4中的方程（7）得到对于t=0时的单位激励信号（A1=1；A_i=0，i≠1），剩余震荡幅度为：

$A_{\mathrm{unit}}=\frac{{\mathrm{\ω}}_n}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}---\left(8\right);$

步骤6、根据步骤4中的方程（5）和步骤5中的方程（8）得到百分比震动方程：

$V({\mathrm{\ω}}_n,\mathrm{\ζ})=e^{-\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_n}\sqrt{C^2+S^2}---\left(9\right);$

其中， $C={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{A}_i{e}^{\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_i}\cos \left({\mathrm{\ω}}_d{t}_i\right)---\left(6\right);$

$S={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{A}_i{e}^{\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_i}\sin \left({\mathrm{\ω}}_d{t}_i\right)---\left(7\right);$

步骤7、得到二阶整形方程：

根据方程（9）可以看出，当t=t_n时，如果所有n个激励信号产生的输出响应相位相互抵消，则系统震荡将会为零，即V（ω_n,ζ）=0（10），结合归一条件：

得到二阶整形方程：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{(1+K)}& \frac{K}{(1+K)}\\ 0& \frac{\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}\end{array}\right]\left(12\right);$

其中，K是第一个波峰的过冲值，也是系统的最大过冲值，

（13）；

步骤8、得到三阶整形方程：

加入一个振动方程对自然圆频率的一阶导数为零的约束方程， $\frac{d}{d{\mathrm{\ω}}_n}V({\mathrm{\ω}}_n,\mathrm{\ζ})=0---\left(14\right),$ 得到三阶整形方程：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}\frac{1}{{(1+K)}^2}& \frac{2K}{{(1+K)}^2}& \frac{K^2}{{(1+K)}^2}\\ 0& \frac{\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}& \frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}\end{array}\right]---\left(15\right);$

步骤9、得到四阶整形方程：

再引入一个振动方程对自然圆频率的二阶导数为零的约束方程， $(\frac{d^2}{d^2{\mathrm{\ω}}_n}V({\mathrm{\ω}}_n,\mathrm{\ζ})=0),$ 得到四阶整形方程：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{{(1+K)}^3}& \frac{3K}{{(1+K)}^3}& \frac{3K^2}{{(1+K)}^3}& \frac{K^3}{{(1+K)}^3}\\ 0& \frac{\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}& \frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}& \frac{3\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}\end{array}\right]---\left(16\right).$

步骤10、对步骤7得到的整形方程（12），步骤8得到的整形方程（15）和步骤9得到的整形方程（16）进行一阶近似：

假设M=1-K，从方程（13）得到当

时，K值接近于1，所以M接近于零，得到一阶近似下，二阶整形信号为：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0.5+\frac{M}{4}& 0.5-\frac{M}{4}\\ 0& \frac{T_d}{2}\end{array}\right]\left(17\right);$

三阶整形信号为：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}\frac{1}{4}(1+M)& \frac{1}{2}& \frac{1}{4}(1-M)\\ 0& \frac{T_d}{2}& T_d\end{array}\right]---\left(18\right);$

四阶整形信号为：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{8}(1+\frac{3M}{2})& \frac{3}{8}(1+\frac{M}{2})& \frac{3}{8}(1-\frac{M}{2})& \frac{1}{8}(1-\frac{M}{2})\\ 0& \frac{T_d}{2}& T_d& \frac{3T_d}{2}\end{array}\right]---\left(19\right).$

该方法还包含步骤11，构造N阶整形方程，N阶整形信号包括N个激励信号，每个激励信号的振幅对应为（1+K）^（N-1）的展开系数，激励信号的时间间隔为半个自然周期。

本发明还提供一种基于相机音圈马达执行器的整形信号控制方法的自动搜索确定系统自然频率值和系统阻尼系数值的方法，该方法包含以下步骤：

步骤1、搜索确定系统自然频率值；

步骤1.1、在相机第一次照相时，音圈马达驱动器工作在预设的模型频率，相机主芯片记录所需的聚焦时间；

步骤1.2、相机主芯片通过I2C接口改变音圈马达驱动器芯片的模型频率，记录新的聚焦时间，不断重复该步骤2的过程；

步骤1.3、利用二近制搜索方法，或其他收索方法找到最短的聚焦时间，该最短的聚焦时间所对应的模型频率即为系统自然频率或接近系统的自然频率；

步骤1.4、音圈马达驱动器芯片锁定该频率值；

步骤2、搜索确定系统阻尼系数值；

步骤2.1、在相机第一次照相时，音圈马达驱动器工作在预设的阻尼系数值，相机主芯片记录所需的聚焦时间；

步骤2.2、相机主芯片通过I2C接口改变音圈马达驱动器芯片的阻尼系数，记录新的聚焦时间，不断重复该步骤2的过程；

步骤2.3、利用二近制搜索方法，或其他收索方法找到最短的聚焦时间，该最短的聚焦时间所对应的阻尼系数即为系统阻尼系数或接近系统的阻尼系数；

步骤2.4、音圈马达驱动器芯片锁定该阻尼系数值；

步骤2、搜索确定系统阻尼系数值。

本发明还提供一种实现相机音圈马达执行器的整形信号控制方法的控制电路，该控制电路包含电路连接的最大过冲值产生器（20）、半自然周期产生器（24）和整形信号产生器（22）；

最大过冲值产生器（20）产生最大过冲峰值输入整形信号产生器（22），半自然周期产生器（24）产生半自然周期值输入整形信号产生器（22），整形信号产生器（22）通过位置信号节点（21），最大过冲值信号节点（23）和半自然周期节点（25）接收位置变化量Δx=x₁-x₀，最大过冲峰值和半自然周期值，经过运算得到输入整形信号，整形信号产生器（22）将整形信号经节点（27）送到数模转换器（26）和缓冲器（28），由此产生位置变化量所需的电流，并将此所需的电流通过节点（31）输出到音圈马达执行器（30），推动镜头从起始位置x₀移动到终点位置x₁，完成镜头移动过程。

本发明消除或极大的减少执行器推动中的欠阻尼震荡，从而达到快速精准自动聚焦的目的，并且极大的降低芯片控制系统对自然频率和阻尼系数的敏感度，从而减少芯片复杂度及成本，减少生产，制造及测试音圈马达模组的成本。

附图说明

图1是现有音圈马达镜头驱动器芯片结构简图。

图2是二阶欠阻尼系统阶跃响应。

图3a是32步阶跃输入信号。

图3b是二阶欠阻尼系统对32步阶跃输入信号的响应。

图4是二阶欠阻尼系统的二级激励响应。

图5a是二阶激励输入信号。

图5b是三阶激励输入信号。

图5c是四阶激励输入信号。

图6a是二阶输入整形信号。

图6b是三阶输入整形信号。

图6c是四阶输入整形信号。

图7是二阶欠阻尼系统对各阶整形信号的响应。

图8是各阶输入整形方法对系统自然频率的敏感度比较。

图9是各阶输入整形方法对系统阻尼系数的敏感度比较。

图10是本发明中的输入整形在音圈马达执行器控制中的实现。

具体实施方式

以下根据图4～图10，具体说明本发明的较佳实施例。

本发明提供一种相机音圈马达执行器的整形信号控制方法，包含以下步骤：

步骤1、二阶欠阻尼系统的传递函数如下：

$G\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_n^2}{s^2+2\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_{n}s+{\mathrm{\ω}}_n^2}---\left(1\right);$

其中，ω_n是系统自然圆频率，ζ是系统阻尼系数，s是频率空间的变量（s是对时间做拉普拉斯laplace变换得到的）；

步骤2、获得系统对t=t₀时振幅为A₀的激励信号的时间响应：

$x\left(t\right)=A_0\frac{{\mathrm{\ω}}_n}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}{e}^{-\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n(t-t_0)}\sin \left({\mathrm{\ω}}_d(t-t_0)\right)---\left(2\right);$

其中，

是阻尼自然频率；

步骤3、利用叠加原理得到在最后一个激励信号后，系统对n个系列激励信号的时间响应：

$x\left(t\right)={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n\left[\frac{A_i{\mathrm{\ω}}_n}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}{e}^{-\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n(t-t_i)}\right]\sin \left({\mathrm{\ω}}_d(t-t_i)\right)---\left(4\right);$

步骤4、根据步骤3中的方程（4）得出在最后一个激励信号t=t_n时的激励信号的时间响应：

$x\left(t_n\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_n}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}{e}^{-\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_n}\sqrt{C^2+S^2}\sin ({\mathrm{\ω}}_d{t}_n+\mathrm{\ψ})---\left(5\right);$

其中，相位ψ是时间，自然圆频率和阻尼系数的函数；

$C={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{A}_i{e}^{\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_i}\cos \left({\mathrm{\ω}}_d{t}_i\right)---\left(6\right);$

$S={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{A}_i{e}^{\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_i}\sin \left({\mathrm{\ω}}_d{t}_i\right)---\left(7\right);$

步骤5、根据步骤4中的方程（7）得到对于t=0时的单位激励信号（A1=1；A_i=0，i≠1），剩余震荡幅度为：

$A_{\mathrm{unit}}=\frac{{\mathrm{\ω}}_n}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}---\left(8\right);$

步骤6、根据步骤4中的方程（5）和步骤5中的方程（8）得到百分比震动方程：

$V({\mathrm{\ω}}_n,\mathrm{\ζ})=e^{-\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_n}\sqrt{C^2+S^2}---\left(9\right);$

其中， $C={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{A}_i{e}^{\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_i}\cos \left({\mathrm{\ω}}_d{t}_i\right)---\left(6\right);$

$S={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{A}_i{e}^{\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_i}\sin \left({\mathrm{\ω}}_d{t}_i\right)---\left(7\right);$

步骤7、得到二阶整形方程：

根据方程（9）可以看出，当t=t_n时，如果所有n个激励信号产生的输出响应相位相互抵消，则系统震荡将会为零，即V（ω_n,ζ）=0（10），结合归一条件：

得到二阶整形方程：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{(1+K)}& \frac{K}{(1+K)}\\ 0& \frac{\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}\end{array}\right]\left(12\right);$

其中，K是第一个波峰的过冲值（也是系统的最大过冲值）， $K=e^{-\mathrm{\π\ζ}/\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}---\left(13\right);$

图4给出了二阶欠阻尼系统对二阶激励信号的响应。可以看出在半个阻尼周期后二个激励信号产生的输出波形相位相反，振幅相同，使得输出波形的震荡被完全消除。

步骤8、得到三阶整形方程：

加入一个振动方程对自然圆频率的一阶导数为零的约束方程， $\frac{d}{d{\mathrm{\ω}}_n}V({\mathrm{\ω}}_n,\mathrm{\ζ})=0---\left(14\right),$ 得到三阶整形方程：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}\frac{1}{{(1+K)}^2}& \frac{2K}{{(1+K)}^2}& \frac{K^2}{{(1+K)}^2}\\ 0& \frac{\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}& \frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}\end{array}\right]---\left(15\right);$

步骤9、得到四阶整形方程：

再引入一个振动方程对自然圆频率的二阶导数为零的约束方程， $(\frac{d^2}{d^2{\mathrm{\ω}}_n}V({\mathrm{\ω}}_n,\mathrm{\ζ})=0),$ 得到四阶整形方程：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{{(1+K)}^3}& \frac{3K}{{(1+K)}^3}& \frac{3K^2}{{(1+K)}^3}& \frac{K^3}{{(1+K)}^3}\\ 0& \frac{\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}& \frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}& \frac{3\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}\end{array}\right]---\left(16\right).$

同理我们可以构造N阶整形方程，N阶整形信号包括N个激励信号，每个激励信号的振幅对应为（1+K）^（N-1）的展开系数，激励信号的时间间隔为半个自然周期。可以看出每多一阶激励整形信号，系统收敛时间增加半个自然周期。

图5a～图5c给出了二，三，四阶激励输入信号。本发明提供的整形信号控制方法可以方便的应用于音圈马达执行器控制中，对给定的外部输入阶跃信号，整形信号可以由阶跃信号和系列激励信号的卷积得到。

图6a～图6c给出了二，三，四阶输入整形信号。

图7给出了音圈马达执行器系统对阶跃信号，二阶，三阶，四阶整形信号的响应。可以看出整形信号消除了输出的震荡。二阶整形系统在T_d/2后稳定，三阶整形系统T_d后稳定，四阶整形系统在3T_d/2后稳定。这里T_d是系统的自然周期，T_d=2π/ω_d。

虽然多阶整形较低阶整形推迟了几个半周期稳定时间，但有效地降低了整形信号对自然频率和阻尼系数的敏感度。考虑测量误差以及实施复杂性，我们有必要分析整形系统对自然频率和阻尼系数的敏感度。

图8给出了二阶整形，三阶整形和四阶整形方法对自然频率的敏感度，可以看到，当模型频率和实际自然频率误差大于±1.5%时，二阶整形系统将会产生大于2.5%的误差。对于三阶整形系统，该误差出现在频率误差大于±10%左右。四阶整形系统将频率误差范围放松到±19%。

图9给出了各阶整形系统对阻尼系数的敏感度。对于二阶整形系统，在模型阻尼系数为0.02时，当实际阻尼系数超过0.035后系统输出的误差将大于2.5%。当实际阻尼系数小于0.1时，三阶和四阶整形系统都给出很小的输出误差。这说明三阶和四阶整形方法对自然频率及阻尼系数的误差不敏感，应用此类整形方法可以降低对自然频率测量的要求，简化芯片的设计。

为了在芯片中实现本发明所述的整形信号控制方法，音圈马达驱动器芯片需要从主芯片接收音圈马达系统的阻尼自然频率，一般情况下生产厂家都会测量该阻尼自然频率。驱动器芯片接收到系统的阻尼自然频率后将通过查表的方式在芯片中产生相应的时钟频率，用以产生整形信号。整形系统阶数越高相应的表格就越简单，因为系统对阻尼自然频率的误差敏感度越低。对于二阶整形信号系统，芯片内部表格精度必须保证在1.5%之内才能有效的限制输出的欠阻尼震荡振幅。这个精度要求不仅加大了表格的大小，同时增加了内部时钟的设计复杂度，也增加了对系统的阻尼自然频率的测量要求。高阶整形信号极大的放宽了对阻尼自然频率测量的要求，减少了内部表格的大小，降低了内部时钟的设计复杂度。整形信号的振幅是最大过冲值K的函数，K值可以对马达系统施加一个单位激励，通过测量第一个过冲峰值得到。驱动器芯片接收到该值后也可以通过查表的方式得到相应的整形信号振幅。与阻尼自然频率类似，高阶整形信号相对于二阶整形信号而言极大的降低了系统对阻尼系数的依赖，从而降低了芯片的复杂度和芯片设计的复杂度，同时也降低了对系统阻尼系数测量的精度要求。

图10给出了一种本发明提出的输入整形方法在音圈马达驱动器芯片中的具体实现电路。假定镜头初始位置是x₀，终止位置是x₁，位置变化是Δx。通过I2C串行接口（在图10中省略了该接口），驱动器芯片的最大过冲值产生器20接收到最大过冲值K，并通过查表产生并锁定芯片中相应的K值。驱动器芯片中的半自然周期产生器24通过I2C串行接口接收到系统自然周期T_d，通过查表产生并锁定芯片中相应的半自然周期T_d/2值。如图10所示，芯片中的整形信号产生器22通过节点21，23和25接收位置变化量，最大过冲峰值和半自然周期值，经过运算得到系统所选定的输入整形信号（见图6）。对应于二阶整形信号系统整形信号产生器22在时间t₀产生振幅为

的阶跃信号，并保持T_d/2后产生第二个振幅为Δx的阶跃信号。整形信号产生器22将该系列信号经节点27送到数模转换器26和缓冲器28，由此产生位置变化量所需的电流，并将此所需的电流通过节点31输出到音圈马达执行器30，推动镜头从起始位置x₀移动到终点位置x₁，完成镜头移动过程。对于三阶整形信号系统，整形信号为

及A₃=Δx。对于四阶整形信号系统，整形信号为 及A₄=Δx。系统输出经过整形信号的处理将消除或极大的减少震荡，对应于二阶整形信号，系统将在T_d/2后收敛；对应于三阶整形信号，系统将在T_d后收敛；对应于四阶整形信号，系统将在3T_d/2后收敛。相机的音圈马达系统中T_d通常在几毫秒到几十毫秒之间，可以看出输入整形信号控制方法极大的减少了相机的聚焦时间。

由于高阶整形信号控制方法对自然频率和阻尼系数敏感度低，芯片在预设的模型频率和阻尼系数下工作，能够满足大多数的系统要求。高阶整形信号控制方法可以放松对系统的自然频率和阻尼系数值的精准性要求，从而降低对系统自然频率和阻尼系数值测量的要求，减小芯片中表格和存储单元的大小，简化内部电路的复杂度。代价是每增加一阶整形信号系统的稳定时间就推迟半个自然周期。

音圈马达驱动器芯片还可以通过与主芯片的通讯自动搜索确定相应的系统自然频率值和系统阻尼系数值，该搜索确定方法包含以下步骤：

步骤1、搜索确定系统自然频率值；

步骤1.1、在相机第一次照相时，音圈马达驱动器工作在预设的模型频率（自然频率值fd=110Hz），相机主芯片记录所需的聚焦时间；

步骤1.2、相机主芯片通过I2C接口改变音圈马达驱动器芯片的模型频率，记录新的聚焦时间，不断重复该步骤2的过程；

步骤1.3、利用二近制搜索方法（或其他收索方法）找到最短的聚焦时间，该最短的聚焦时间所对应的模型频率即为系统自然频率（或接近系统的自然频率）；

步骤1.4、音圈马达驱动器芯片锁定该频率值（当驱动器芯片有非易失性存储器时，可将该频率值写入其中）；

步骤2、搜索确定系统阻尼系数值；

步骤2.1、在相机第一次照相时，音圈马达驱动器工作在预设的阻尼系数值ζ=0.02，相机主芯片记录所需的聚焦时间；

步骤2.2、相机主芯片通过I2C接口改变音圈马达驱动器芯片的阻尼系数，记录新的聚焦时间，不断重复该步骤2的过程；

步骤2.3、利用二近制搜索方法（或其他收索方法）找到最短的聚焦时间，该最短的聚焦时间所对应的阻尼系数即为系统阻尼系数（或接近系统的阻尼系数）；

步骤2.4、音圈马达驱动器芯片锁定该阻尼系数值（当驱动器芯片有非易失性存储器时，可将该阻尼系数值写入其中）；

步骤2、搜索确定系统阻尼系数值；

在以后的照相过程中音圈马达驱动器芯片可以调用存储器中的频率和阻尼系数值，并由此产生整形信号，达到快速聚焦的功能。

前述的方法会用到比较复杂的计算或表格，在系统实现时我们还可以得到更为简单的实现方式。

由于音圈马达系统的阻尼系数通常很小，对方程（12），（15）和（16）我们可以做一阶近似。假设M=1-K，从方程（13）我们得到当

时，K值接近于1，所以M接近于零。我们得到一阶近似下，二阶整形信号为：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0.5+\frac{M}{4}& 0.5-\frac{M}{4}\\ 0& \frac{T_d}{2}\end{array}\right]\left(17\right);$

三阶整形信号为：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}\frac{1}{4}(1+M)& \frac{1}{2}& \frac{1}{4}(1-M)\\ 0& \frac{T_d}{2}& T_d\end{array}\right]---\left(18\right);$

四阶整形信号为：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{8}(1+\frac{3M}{2})& \frac{3}{8}(1+\frac{M}{2})& \frac{3}{8}(1-\frac{M}{2})& \frac{1}{8}(1-\frac{M}{2})\\ 0& \frac{T_d}{2}& T_d& \frac{3T_d}{2}\end{array}\right]---\left(19\right);$

由方程组（17），（18）和（19）构成的简化整形信号方法的实施电路可以与图10的方法相似。简化的整形信号将进一步减少运算量，从而降低芯片复杂度及芯片成本。

本发明提供了一类应用于音圈马达驱动器中执行器的控制方法及结构，此类方法可以极大的加快相机自动聚焦速度，从而改善相机功能。高阶整形信号控制方法可以极大的降低芯片控制系统对自然频率和阻尼系数的敏感度，从而减少芯片复杂度及成本，减少生产，制造及测试音圈马达模组的成本。简化的整形信号控制方法可以减少芯片运算量，降低芯片复杂度，更进一步的降低芯片成本。本发明所提出的整形信号控制方法还可以用自动搜索方法找出系统的自然频率和阻尼系数，改善系统功能。本发明可以用在手机相机，平板电脑相机等的音圈马达驱动器中，然而本发明并不局限于此，本发明也可以推广到其它集成电路系统中，特别是二阶欠阻尼系统中，比如振荡器芯片，电源管理芯片和放大器芯片中。

尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。

Claims (6)

1.一种相机音圈马达执行器的整形信号控制方法，其特征在于，该方法包含以下步骤：

步骤1、二阶欠阻尼系统的传递函数如下：

$G\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_n^2}{s^2+2\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_{n}s+{\mathrm{\ω}}_n^2}---\left(1\right);$

其中，ω_n是系统自然圆频率，ζ是系统阻尼系数，s是频率空间的变量；

步骤2、获得系统对t=t₀时振幅为A₀的激励信号的时间响应：

$x\left(t\right)=A_0\frac{{\mathrm{\ω}}_n}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}{e}^{-\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n(t-t_0)}\sin \left({\mathrm{\ω}}_d(t-t_0)\right)---\left(2\right);$

其中，

是阻尼自然圆频率；

步骤3、利用叠加原理得到在最后一个激励信号后，系统对n个系列激励信号的时间响应：

$x\left(t\right)={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n\left[\frac{A_i{\mathrm{\ω}}_n}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}{e}^{-\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n(t-t_i)}\right]\sin \left({\mathrm{\ω}}_d(t-t_i)\right)---\left(4\right);$

步骤4、根据步骤3中的方程（4）得出在最后一个激励信号t=t_n时的激励信号的时间响应：

$x\left(t_n\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_n}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}{e}^{-\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_n}\sqrt{C^2+S^2}\sin ({\mathrm{\ω}}_d{t}_n+\mathrm{\ψ})---\left(5\right);$

其中，相位ψ是时间，自然圆频率和阻尼系数的函数；

$C={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{A}_i{e}^{\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_i}\cos \left({\mathrm{\ω}}_d{t}_i\right)---\left(6\right);$

$S={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{A}_i{e}^{\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_i}\sin \left({\mathrm{\ω}}_d{t}_i\right)---\left(7\right);$

步骤5、根据步骤4中的方程（7）得到对于t=0时的单位激励信号（A1=1；A_i=0，i≠1），剩余震荡幅度为：

$A_{\mathrm{unit}}=\frac{{\mathrm{\ω}}_n}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}---\left(8\right);$

步骤6、根据步骤4中的方程（5）和步骤5中的方程（8）得到百分比震动方程：

$V({\mathrm{\ω}}_n,\mathrm{\ζ})=e^{-\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_n}\sqrt{C^2+S^2}---\left(9\right);$

其中， $C={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{A}_i{e}^{\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_i}\cos \left({\mathrm{\ω}}_d{t}_i\right)---\left(6\right);$

$S={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{A}_i{e}^{\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_i}\sin \left({\mathrm{\ω}}_d{t}_i\right)---\left(7\right);$

步骤7、得到二阶整形方程：

根据方程（9）可以看出，当t=t_n时，如果所有n个激励信号产生的输出响应相位相互抵消，则系统震荡将会为零，即V（ω_n,ζ）=0（10），结合归一条件：

得到二阶整形方程：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{(1+K)}& \frac{K}{(1+K)}\\ 0& \frac{\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}\end{array}\right]\left(12\right);$

其中，K是第一个波峰的过冲值，也是系统的最大过冲值，

（13）；

步骤8、得到三阶整形方程：

加入一个振动方程对自然圆频率的一阶导数为零的约束方程， $\frac{d}{d{\mathrm{\ω}}_n}V({\mathrm{\ω}}_n,\mathrm{\ζ})=0---\left(14\right),$ 得到三阶整形方程：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}\frac{1}{{(1+K)}^2}& \frac{2K}{{(1+K)}^2}& \frac{K^2}{{(1+K)}^2}\\ 0& \frac{\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}& \frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}\end{array}\right]---\left(15\right);$

步骤9、得到四阶整形方程：

再引入一个振动方程对自然圆频率的二阶导数为零的约束方程， $(\frac{d^2}{d^2{\mathrm{\ω}}_n}V({\mathrm{\ω}}_n,\mathrm{\ζ})=0),$ 得到四阶整形方程：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{{(1+K)}^3}& \frac{3K}{{(1+K)}^3}& \frac{3K^2}{{(1+K)}^3}& \frac{K^3}{{(1+K)}^3}\\ 0& \frac{\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}& \frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}& \frac{3\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}\end{array}\right]---\left(16\right).$

2.如权利要求1所述的相机音圈马达执行器的整形信号控制方法，其特征在于，该方法还包含步骤10，构造N阶整形方程，N阶整形信号包括N个激励信号，每个激励信号的振幅对应为（1+K）^（N-1）的展开系数，激励信号的时间间隔为半个自然周期。

3.一种相机音圈马达执行器的整形信号控制方法，其特征在于，该方法包含以下步骤：

步骤1、二阶欠阻尼系统的传递函数如下：

$G\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_n^2}{s^2+2\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_{n}s+{\mathrm{\ω}}_n^2}---\left(1\right);$

其中，ω_n是系统自然圆频率，ζ是系统阻尼系数，s是频率空间的变量；

步骤2、获得系统对t=t₀时振幅为A₀的激励信号的时间响应：

$x\left(t\right)=A_0\frac{{\mathrm{\ω}}_n}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}{e}^{-\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n(t-t_0)}\sin \left({\mathrm{\ω}}_d(t-t_0)\right)---\left(2\right)$

其中，

是阻尼自然圆频率；

步骤3、利用叠加原理得到在最后一个激励信号后，系统对n个系列激励信号的时间响应：

$x\left(t\right)={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n\left[\frac{A_i{\mathrm{\ω}}_n}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}{e}^{-\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n(t-t_i)}\right]\sin \left({\mathrm{\ω}}_d(t-t_i)\right)---\left(4\right);$

步骤4、根据步骤3中的方程（4）得出在最后一个激励信号t=t_n时的激励信号的时间响应：

$x\left(t_n\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_n}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}{e}^{-\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_n}\sqrt{C^2+S^2}\sin ({\mathrm{\ω}}_d{t}_n+\mathrm{\ψ})---\left(5\right);$

其中，相位ψ是时间，自然圆频率和阻尼系数的函数；

$C={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{A}_i{e}^{\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_i}\cos \left({\mathrm{\ω}}_d{t}_i\right)---\left(6\right);$

$S={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{A}_i{e}^{\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_i}\sin \left({\mathrm{\ω}}_d{t}_i\right)---\left(7\right);$

步骤5、根据步骤4中的方程（7）得到对于t=0时的单位激励信号（A1=1；A_i=0，i≠1），剩余震荡幅度为：

$A_{\mathrm{unit}}=\frac{{\mathrm{\ω}}_n}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}---\left(8\right);$

步骤6、根据步骤4中的方程（5）和步骤5中的方程（8）得到百分比震动方程：

$V({\mathrm{\ω}}_n,\mathrm{\ζ})=e^{-\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_n}\sqrt{C^2+S^2}---\left(9\right);$

其中， $C={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{A}_i{e}^{\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_i}\cos \left({\mathrm{\ω}}_d{t}_i\right)---\left(6\right);$

$S={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{A}_i{e}^{\mathrm{\ζ}{\mathrm{\ω}}_n{t}_i}\sin \left({\mathrm{\ω}}_d{t}_i\right)---\left(7\right);$

步骤7、得到二阶整形方程：

根据方程（9）可以看出，当t=t_n时，如果所有n个激励信号产生的输出响应相位相互抵消，则系统震荡将会为零，即V（ω_n,ζ）=0（10），结合归一条件：

得到二阶整形方程：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{(1+K)}& \frac{K}{(1+K)}\\ 0& \frac{\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}\end{array}\right]\left(12\right);$

其中，K是第一个波峰的过冲值，也是系统的最大过冲值，

（13）；

步骤8、得到三阶整形方程：

加入一个振动方程对自然圆频率的一阶导数为零的约束方程， $\frac{d}{d{\mathrm{\ω}}_n}V({\mathrm{\ω}}_n,\mathrm{\ζ})=0---\left(14\right),$ 得到三阶整形方程：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}\frac{1}{{(1+K)}^2}& \frac{2K}{{(1+K)}^2}& \frac{K^2}{{(1+K)}^2}\\ 0& \frac{\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}& \frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}\end{array}\right]---\left(15\right);$

步骤9、得到四阶整形方程：

再引入一个振动方程对自然圆频率的二阶导数为零的约束方程， $(\frac{d^2}{d^2{\mathrm{\ω}}_n}V({\mathrm{\ω}}_n,\mathrm{\ζ})=0),$ 得到四阶整形方程：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{{(1+K)}^3}& \frac{3K}{{(1+K)}^3}& \frac{3K^2}{{(1+K)}^3}& \frac{K^3}{{(1+K)}^3}\\ 0& \frac{\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}& \frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}& \frac{3\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_d}\end{array}\right]---\left(16\right).$

步骤10、对步骤7得到的整形方程（12），步骤8得到的整形方程（15）和步骤9得到的整形方程（16）进行一阶近似：

假设M=1-K，从方程（13）得到当时，K值接近于1，所以M接近于零，得到一阶近似下，二阶整形信号为：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0.5+\frac{M}{4}& 0.5-\frac{M}{4}\\ 0& \frac{T_d}{2}\end{array}\right]---\left(17\right);$

三阶整形信号为：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccc}\frac{1}{4}(1+M)& \frac{1}{2}& \frac{1}{4}(1-M)\\ 0& \frac{T_d}{2}& T_d\end{array}\right]---\left(18\right);$

四阶整形信号为：

$\left[\begin{array}{c}{A}_i\\ t_i\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{8}(1+\frac{3M}{2})& \frac{3}{8}(1+\frac{M}{2})& \frac{3}{8}(1-\frac{M}{2})& \frac{1}{8}(1-\frac{3M}{2})\\ 0& \frac{T_d}{2}& T_d& \frac{3T_d}{2}\end{array}\right]---\left(19\right).$

4.如权利要求1所述的相机音圈马达执行器的整形信号控制方法，其特征在于，该方法还包含步骤11，构造N阶整形方程，N阶整形信号包括N个激励信号，每个激励信号的振幅对应为（1+K）^（N-1）的展开系数，激励信号的时间间隔为半个自然周期。

5.基于权利要求1或3所述的相机音圈马达执行器的整形信号控制方法的一种自动搜索确定系统自然频率值和系统阻尼系数值的方法，其特征在于，该方法包含以下步骤：

步骤1、搜索确定系统自然频率值；

步骤1.1、在相机第一次照相时，音圈马达驱动器工作在预设的模型频率，相机主芯片记录所需的聚焦时间；

步骤1.2、相机主芯片通过I2C接口改变音圈马达驱动器芯片的模型频率，记录新的聚焦时间，不断重复该步骤2的过程；

步骤1.3、利用二近制搜索方法，或其他收索方法找到最短的聚焦时间，该最短的聚焦时间所对应的模型频率即为系统自然频率或接近系统的自然频率；

步骤1.4、音圈马达驱动器芯片锁定该频率值；

步骤2、搜索确定系统阻尼系数值；

步骤2.1、在相机第一次照相时，音圈马达驱动器工作在预设的阻尼系数值，相机主芯片记录所需的聚焦时间；

步骤2.2、相机主芯片通过I2C接口改变音圈马达驱动器芯片的阻尼系数，记录新的聚焦时间，不断重复该步骤2的过程；

步骤2.3、利用二近制搜索方法，或其他收索方法找到最短的聚焦时间，该最短的聚焦时间所对应的阻尼系数即为系统阻尼系数或接近系统的阻尼系数；

步骤2.4、音圈马达驱动器芯片锁定该阻尼系数值；

步骤2、搜索确定系统阻尼系数值。

6.一种实现如权利要求1或3所述的相机音圈马达执行器的整形信号控制方法的控制电路，其特征在于，该控制电路包含电路连接的最大过冲值产生器（20）、半自然周期产生器（24）和整形信号产生器（22）；

最大过冲值产生器（20）产生最大过冲峰值输入整形信号产生器（22），半自然周期产生器（24）产生半自然周期值输入整形信号产生器（22），整形信号产生器（22）通过位置信号节点（21），最大过冲值信号节点（23）和半自然周期节点（25）接收位置变化量Δx=x₁-x₀，最大过冲峰值和半自然周期值，经过运算得到输入整形信号，整形信号产生器（22）将整形信号经节点（27）送到数模转换器（26）和缓冲器（28），由此产生位置变化量所需的电流，并将此所需的电流通过节点（31）输出到音圈马达执行器（30），推动镜头从起始位置x₀移动到终点位置x₁，完成镜头移动过程。

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