CN103326683A - 具有自动增益控制的rms检测器 - Google Patents

Abstract

本发明的实施方案提供用于检测信号的RMS值的系统、装置及方法。RMS检测器使用多个可变增益级以及内部增益控制，来基于任意的信号输入生成RMS输出信号。这种RMS检测器显著地降低在现有技术的RMS检测器中的平方器上可见的信号摆动，并且降低检测器对在低信号电平的DC偏移和在高信号电平的过载错误的相依性。实施方案还通过避免平方器在饱和状态或求平方范围以外的操作，来改善在大的动态信号范围上RMS检测器的准确性。因此，本发明的实施方案能够更准确地检测信号上的RMS值、在相对较高的信号范围操作以及在不同信号调制方案（特别是具有大的峰值-平均值比的情况）中更好地起作用。

Description

具有自动增益控制的RMS检测器

本申请为分案申请，其原申请是2010年11月19日进入中国国家阶段、国际申请日为2009年5月4日的国际专利申请PCT/US2009/042750，该原申请的中国国家申请号是200980118177.9，发明名称为“具有自动增益控制的RMS检测器”。

技术领域

本发明总地涉及均方根（下文称为“RMS”）检测器，并且更具体地，涉及这样的真RMS（true RMS）检测器的实施方式，即包括多个使用与输入RF信号中的变化相关的自动可变增益（variable gain）控制的可变增益控制级（control stage）。

背景技术

各种结构和方法对射频（“RF”）信号上的电压和/或功率检测和测量是可用的。RMS检测是用于在正弦信号的完整周期上检测和量化功率或电压水平的方法的实施例。因为RMS检测是交流电流或电压信号中RF功率更准确的测量，在许多实例中，相对于峰值检测，RMS检测是优选的。

RMS检测器通过以下内容起作用：求输入信号的平方，在信号上的一时间段算得平方信号（squared signal）的平均，并且然后对这个平均开平方。图1图示说明现有技术中的示例性RMS检测器，该RMS检测器检测进入（incoming）信号的RMS电压。进入信号110在求信号110平方的电压平方器（squarer）120上的输入被接收。取决于检测器的设计，平方器120还可以以比例系数（K）来缩放（scale）信号并生成输出电压（V₁）125。非常值得注意的是，如下示出的，输出电压（V₁）125上的电压摆动（voltage swing）与输入信号110上的电压摆动的平方相关：

V₁=KVi²

由于平方器120的求平方功能，输入信号110上的电压变化被大大地放大并且会造成平方器输出电压（V₁）125中非常大的变化。平方器输出电压（V₁）125上的这些大的电压变化可以在信号的低端引发显著的噪声偏移（noise offset）问题，并且在信号顶端引发过载（overload）问题。因此，平方器可以响应于特定输入信号和调制方案被强制（forced）在其求平方范围（squaring region）以外操作，这会在信号的高端有效地削减输出电压125并导致平方器失去其求平方的功能，并且在平方信号上产生失真。

平方器输出电压（V₁）125以及其中的失真被提供到RC电路130，RC电路130在特定信号周期上求该输出电压125的平均。平方器输出电压（V₁）125的该平均或平均值（meanvalue）（V₂）135被示出如下：

$V_2=K\stackrel{\‾}{{\mathrm{Vi}}^2}$

该平均值（V₂）135被提供为增益块（gain block）140上的第一输入，增益块140跨平方根器150被耦合。平方根器150的输出（V₃）155被提供为增益块140上的第二输入。该增益块140有效地强制平方根器输出（V₃）155等于平均值（V₂）135。因此，平方根器150上的该输出（V₃）155被定义为：

$V_3=K{V_o}^2=V_2=K\stackrel{\‾}{{V_i}^2}$

平方根器输出（V₃）155和平均值（V₂）135之间的这种关系导致增益块140的输出为输入信号110的RMS值，并且被定义为：

$V_o=\sqrt{\stackrel{\‾}{{V_i}^2}}$

如上面讨论的，图1中的RMS检测器受到其可以正常处理的信号类型的限制。这样的限制阻碍这种类型的RMS检测器在特定类型的通信系统中正常地起作用，该特定类型的通信系统使用在信号上生成大的峰值-平均值比的调制方案。

因此，需要的是这样的RMS检测器，即能够在更多种不同的通信系统（包括采用在信号上生成大的峰值-平均值比的调制方案的系统）中起作用的RMS检测器。

发明内容

本发明的实施方案提供用于检测电压或电流信号的RMS值的系统、装置及方法。RMS检测器使用多个可变增益级和内部增益控制，来生成相对于RF信号输入的RMS电压或电流输出。这种RMS检测器显著地减小现有技术中的RMS检测器中的平方器上可见的电压或电流摆动，并且降低检测器对在低信号电平的噪声偏移和在高信号电平的过载失真的相依性。本发明的这些实施方案通过避免平方器在饱和状态或其求平方范围以外的操作并且防止由此引起的失真，有效地改善在大的动态信号范围上的RMS检测器的准确性。因此，本发明的实施方案能够更准确地检测信号上的RMS值、在相对较高的电压或电流范围上操作以及在一组多样的信号调制方案内准确地起作用。

在本发明的特定实施方案中，RF信号被提供到RF可变增益放大器，该RF可变增益放大器向RF信号施加强制输出为恒定或者近似恒定的可变增益。这一恒定输出可以被放大，从而最终信号落入求输出平方的平方器的优选求平方范围。在一时间段求平方输出的平均，导致同样被强制为恒定的平均平方输出。通过生成被用来限定RF可变增益放大器上的第一增益调节的输出，增益块强制这一平均平方输出等于参考电压，这相对于RF信号上的电压变化有效地创建了改变RF可变增益放大器上的增益的反馈环路。

从增益块上的输出生成第二增益调节，该增益块控制跨DC可变增益放大器的增益。这一第二增益调节还与RF信号上的信号电平变化相关。DC可变增益放大器输出还通过这一第二增益调节被强制为恒定并且被提供在第二增益块的输入上。通过在被提供在DC可变增益放大器的输入上的反馈环路上输出信号，第二增益块强制DC可变增益放大器上的输出等于参考电压。这一来自第二增益块的输出与RF信号的RMS电压成比例，并且在本发明特定实施方案中可以被缩放，来确定RF信号的真RMS电压。

在本发明的其他实施方案中，RMS检测器使用在RF可变增益放大器和DC可变增益放大器上限定相同增益调节信号的电流操作，来生成可以从中限定真RMS电压的信号。在这些实施方案中，即使RF输入信号电平可以在广泛的范围值上获取，通过在可变增益放大器、平方器以及平均器（averager）的输出强制信号电平为恒定值，平方器中的大信号摆动被显著地减少。

在本发明的其他实施方案中，RMS检测器的实施方案中的部件和模块包括新颖的且非显而易见的结构，以及改善其性能和操作的功能。

已经在该发明内容章节总地描述了本发明的特定特征和优点；然而，在本文中给出了另外的特征、优点和实施方案，或者查看了文本的附图、说明书和权利要求书的本领域普通技术人员将清楚另外的特征、优点和实施方案。因此，应该理解，本发明的范围应当不受该发明内容章节中所公开的特定实施方案的限制。

附图说明

现在将参照本发明的实施方案，本发明的实施例可以在附图中被图示。这些附图意图是图示说明性的而非限制性的。尽管本发明是在这些实施方案的上下文中进行描述的，但是应该理解，并非意图将本发明的范围限于这些特定实施方案。

图1图示说明现有技术的RMS检测器，因为输入RF信号电平在广泛的范围值上获取，该RMS检测器中将潜在地发生大幅电压或电流摆动。

图2为根据本发明的各种实施方案的RMS检测器的总的图示说明。

图3A为根据本发明的各种实施方案的RMS电压检测器的结构图。

图3B为根据本发明的各种其他实施方案的另一RMS电压检测器的结构图。

图4根据本发明的各种实施方案图示说明示例性RMS检测器结构。

图5为根据本发明的各种实施方案的可变增益放大器的电路图。

图6为根据本发明的各种实施方案的固定增益放大器的电路图。

图7为根据本发明的各种实施方案的示例性平方器。

图8为根据本发明的各种实施方案的用于RM可变增益放大器的控制环路的电路图。

图9A和9B为根据本发明的各种实施方案的可以用在RF可变增益放大器中的示例性电流源的电路图。

图10为根据本发明的各种实施方案的DC可变增益放大器。

图11为根据本发明的各种实施方案的DC缓冲器的电路图。

图12为根据本发明的各种实施方案的示例性对数放大器。

图13根据本发明的各种实施方案图示说明用于缓冲器的示例性电路。

图14为根据本发明的各种实施方案的基于电流的RMS检测器。

图15为根据本发明的各种实施方案的电流平方器。

具体实施方式

本发明的实施方案提供用于检测输入信号的RMS电压或电流（并且从而得到功率水平）的系统、装置及方法。RMS检测器使用多个可变增益级以及相对于输入信号中的电压或电流变化而改变的自动增益控制反馈。使用输入信号和可变增益控制反馈之间的这种关系，在可变增益级上生成与输入信号的RMS值相关的输出。这种RMS检测器显著地降低现有技术的RMS检测器中的平方器上可见的电压摆动，并且降低检测器对在低信号电平的电压偏移和在高信号电平的过载失真的相依性。本发明的实施方案还通过避免平方器在饱和状态或者求平方范围以外的操作，来改善RMS检测器在处理在广泛的范围值上获取的信号时的准确性。因此，本发明的实施方案能够更准确地检测信号的RMS值、在相对较高的信号范围上操作以及在不同信号调制方案（可以生成具有大的峰值-平均值比的信号）中更好地起作用。

在如下的说明中，出于解释说明的目的，阐述了具体细节来提供本发明的理解。然而，对本领域技术人员来说将会清楚的是，本发明无需这些细节也可以实现。本领域技术人员将理解，本发明的实施方案（其中一些在下面描述）可以被引入若干不同的电子部件、电路、装置以及系统中。本发明的实施方案可以在各种不同类型的环境（包括高频RF应用）中起作用，其中RMS检测是起重要作用的。下面在结构图中示出的结构和装置形成本发明示例性实施方案的示例，并且是意图要避免模糊本发明。此外，附图中的部件之间的连接并不意图被限制为是直接连接的。相反，这些部件之间的连接可以由中间部件来修改、重新设计或者变换。

说明书中提及“一个实施方案”、“实施方案”等是指结合所述实施方案所描述的具体的特征、结构、特性或功能被包含在本发明的至少一个实施方案中。在说明书不同地方出现的短语“在一个实施方案中”不是必定都是指相同的实施方案。

图2根据本发明的各种实施方案，总地图示说明多级可变增益RMS检测器。通过相对于输入信号中的幅度变化控制跨可变增益级的增益，来从输入信号生成RMS值。实际上，输入信号中的幅度变化导致到可变增益级的增益控制反馈的变化，这允许从可变增益级的输出提取针对输入信号的RMS电压。本领域技术人员将理解，图2中所列举的功能可以使用各种不同的部件和设计来实现，并且还可以在模块之间包括中间部件，所述中间部件修改或者改变多级可变增益RMS检测器内的信号。

参见图2，由第一可变增益级220接收输入信号210。在本发明的特定实施方案中，该第一可变增益级220包括第一可变增益放大器，其中反馈环路调节这一放大器的增益，从而第一可变增益级220的输出225被强制为恒定或近似恒定（即，针对各种输入信号幅度具有相对小的信号电平变化）。在下文和权利要求书中，术语“恒定（constant）”是意图包括恒定和近似恒定信号电平两者。因此，随着输入信号210的幅度变化，第一可变增益级220调节增益的量来试图保持输出225恒定。

这一输出225被提供到求平方级230，并且被设计为落入求平方级的最佳求平方范围，以降低驱使求平方级230进入饱和状态且在其求平方范围以外的可能性。因为第一可变增益级220的输出225持续被强制为恒定电平，求平方级230在其输入上不会经历大的电压摆动，这要不然又会由求平方操作而引起在其输出上生成相当大的电压摆动。相反，求平方级230的输出也是恒定或近似恒定的，因为其输入是相对恒定的，这允许求平方级230在饱和以下的状态安全地操作。求平方级230上的输出235被提供到求平均级240，求平均级240再一次生成恒定或近似恒定的输出245。

求平均级的输出245至少部分地被反馈250且使用，来控制第一可变增益级220上的增益。本领域技术人员将理解，可以在该反馈250中使用中间部件，所述中间部件在最终控制第一可变增益级220上的增益之前修改增益信号。在本专利申请中稍后讨论这样的部件的实施例。使用这种反馈，生成第一增益调节255，其修改第一可变增益级220的增益，以尽量强制其输出225为恒定。换句话说，随着输入电压210改变，反馈以相应地试图改变第一增益调节信号255的方式来响应，以强制第一可变增益级输出225为恒定电平。

第二可变增益级270由第二增益调节260控制，第二增益调节260也是从反馈250获得的。类似于第一增益调节255，该第二增益调节260也相对于输入信号210上的电压变化而变化。因为第二增益调节260和输入信号210之间的关系，跨第二可变增益级270的增益中的变化相对于输入信号210中的电压或电流变化而改变。具体地，相对于输入信号210中的平均-平方变化生成第二可变增益级270中的增益中的变化。使用这种关系，第二可变增益级270生成与输入信号210的RMS值相关的输出275。该输出275随后可以通过例如增益块被缩放或修改，以提供输入信号210的准确RMS值。

本领域技术人员将理解，可以使用数种不同的电路实施方式，其中内部增益控制反馈被用来相对于输入信号中的变化控制跨多个可变增益级的增益，并且使用这种关系生成针对输入信号的RMS值。图3A和3B根据本发明的各种实施方案，图示说明RMS检测器的基于电压的实施例。

参见图3A，在第一可变增益放大器320接收输入信号310，第一可变增益放大器320在输入信号310上施加可变增益，这强制输出（V₁）325为恒定。随着输入信号310上的电压电平变化，第一可变增益放大器320的增益将响应于此而改变。在执行求平方操作的平方器330接收该恒定输出325。因为第一可变增益放大器320上的输出（V₁）325是恒定或者近似恒定的，由输入RF信号电平中的变化引起的平方器330的输出（V₂）335上的电压变化被显著地降低，这允许平方器在其求平方范围内操作。相应地，平方器330上的输出（V₂）等于：

V₂=KV₁ ²=KG_v ²V_i ²

其中G_v为RF可变增益放大器的增益。

平方输出（V₂）335被提供到RC电路340，这在特定时间周期上有效地求平方输出335的平均。在本发明的特定实施方案中，这种求平均操作发生在输入信号310的全波长周期上。从RC电路340生成平均平方输出（V₃）345并且平均平方输出（V₃）345被定义为：

$V_3=\stackrel{\‾}{V_2}=K{V_1}^2=K{G_v}^2\stackrel{\‾}{{V_i}^2}$

并且从而 $V_3=\stackrel{\‾}{V_2}=K{V_1}^2=K{G_v}^2\stackrel{\‾}{{V_i}^2}$

该平均平方输出（V₃）345被提供到增益块355上的第一输入。增益块355还在第二输入350接收参考电压350。这个参考电压350可以在片上（on-chip）生成或者从外部源生成。增益块355生成输出反馈信号360，输出反馈信号360试图强制参考电压350和平均平方输出345相等或近似相等。因此，

V₃=V₄=V_ref1

并且 $G_v=\left(\frac{\sqrt{V_3}}{\sqrt{K}}\right)\left(\frac{1}{\sqrt{\stackrel{\‾}{{V_i}^2}}}\right)$

反馈信号被用来在第一可变增益放大器320上生成第一增益调节365。因此，输入信号310中的电压变化以这样的方式通过平方器330、RC电路340以及增益块355被有效地循环，即不在这些部件上生成大幅电压摆动，但是输入信号310内的变化被计入在反馈信号360内并且最终被用来提取相关联的RMS值。

第二可变增益放大器375被用来提取这样的RMS值，从而第二增益调节370从反馈信号360获得，并且控制跨该第二可变增益放大器375的增益。第二可变增益放大器375生成输出（V₆）380，输出（V₆）380被提供在第二增益块385的第一输入上，并且如果第一和第二可变增益放大器匹配，则：

V₆=G_vV_o

平均平方输出（V₃）345被提供在第二增益块385的第二输入上，这强制第二可变增益放大器输出（V₆）380等于或近似等于平均平方输出（V₃）345。因此，V₆=V₃=V_ref1。这样一来，第二增益块385输出信号（V_o）390，信号（V_o）390是输入信号310的RMS值的表征并且被提供为第二可变增益放大器375上的输入。输出信号（V_o）由下式给出：

$V_o=\frac{V_6}{G_v}=\frac{V_{\mathrm{ref}1}}{G_v}=\sqrt{K{V}_{\mathrm{ref}1}}\sqrt{\stackrel{\‾}{{V_i}^2}}$

取决于实施方式，该输出信号（V_o）390可以被缩放或者修改，以获得输入信号310的RMS值的准确测量值。

本领域技术人员将理解，第二增益块385上的第二输入不必需要为平均平方输出（V₃）345；相反，任何恒定电压可以被提供到其上，来强制第二可变增益放大器375的输出（V₆）380为恒定电平。在这种情况下，增益或标量（scalar）可以被施加到输出信号390，以相对于被施加到第二增益块385的第二输入上的恒定电压和平均平方输出（V₃）345调节其电平。图3B根据本发明的各种实施方案图示说明这种情况的实施例。

参见图3B，第二参考电压（V₇）395而不是平均平方输出（V₃）345被施加到第二增益块385的第二输入。该第二参考电压395具有已知的值并且其与平均平方输出（V₃）345的相关关系可以被确定。来自第二增益块385的输出392仍表征输入信号310的RMS电压，但可以由比例系数改变。该比例系数可以通过引入如下定义的量V_ref2基于平方器（K）的传递函数来确定：

$K=\frac{1}{V_{\mathrm{ref}2}}$

并且从而，

$V_o=\sqrt{\frac{V_{\mathrm{ref}1}}{V_{\mathrm{ref}2}}}\sqrt{\stackrel{\‾}{{V_i}^2}}$

该比例系数可以通过第二参考电压395和平均平方输出（V₃）345或者第一参考电压（V₄）350之间的关系来确定。因此，放大器397可以向这个输出信号（V_o）390施加增益，来生成针对输入信号310的准确RMS值398。

该输出（V_o）包含比现有技术中RMS检测器上可见的更少的失真和误差，因为平方器已能够排他地在其求平方范围内操作，并且避免针对大RF输入的饱和以及针对小RF输入的噪声相关问题。具体地，通过避免现有技术中生成的大信号电平范围，上面讨论的RMS检测器能够更有效地且准确地生成针对输入信号（特别是具有大的峰值-平均值比的输入信号）的RMS值。

图4根据本发明的各种实施方案图示说明示例性RMS检测器结构，该RMS检测器结构包括RF可变增益放大器、DC可变增益放大器以及其他部件。RF输入410经由AC耦合电容器415、416在RF可变增益放大器420接收RF信号。在各种实施方案中，可变增益放大器420包括提供变化增益来强制输出为恒定的差分对可变增益电路。这些差分对可变增益电路经由耦合电容器425、426被AC-耦合到输出428，输出428对来自这些差分对可变增益通路的电流求和。

在特定实施方案中，RF电流放大器430向电流输出428施加固定增益，并且经由耦合的电容器435提供放大的信号到平方器435。该固定增益调节电流输出428，从而信号落入平方器430最佳求平方范围。平方器440通过向信号施加非线性增益来求信号的平方，并且提供平方信号到RC电路，该RC电路在特定时间周期内有效地求信号的平均。

RC电路包括耦合到电压源（Vcc）的电阻445以及耦合接地的电容器450。最终平均平方信号经由反馈环路反馈，来控制跨RF可变增益放大器420的增益。控制电路466被提供来适当地控制可变增益并且处理反馈信息。

DC可变增益放大器460还被耦合到控制电路467，控制电路467可以集成到控制RF可变增益放大器420增益的控制电路中也可以不集成到其中。DC可变增益放大器460强制其输出为恒定或近似恒定并且在DC电流缓冲器465中缓冲该输入。在本发明的特定实施方案中，DC电流缓冲器465上的输出在反馈环路上被传送到DC缓冲器455，DC缓冲器455在DC可变增益放大器460的输入上提供反馈。DC缓冲器455上的输出还可以是输入RF信号（V_i）410的RMS电压的输出表征。

在各种其他实施方案中，还可以提供以dB为单位的真RMS值，从而DC缓冲器455上的输出被提供到对数放大器470和缓冲器475。取决于检测器的设计，由于缓冲器475上的输出与dB刻度（dB scale）上的RMS值成比例，该输出可以进一步被缩放来生成真RMS值。

图5根据本发明的各种实施方案图示说明RF可变增益放大器。RF可变增益放大器510在输入515接收RF信号，并且生成被提供到固定增益电流放大器610的电流输出520。RF输入515通过电容器（C₁）525在片上被AC-耦合到电阻（R₂）530，并且通过电容器（C₂）535在片上被AC-耦合到电阻（R₃）540。这些电容器-电阻对有效地将进入的RF信号转换为第一AC电流I_i1和第二AC电流I_i2。

第一AC电流I_i1被定义为：

$I_{i1}=\frac{V_i}{R_2+Z_{i1}}$

第二AC电流I_i2被定义为：

$I_{i2}=\frac{V_i}{R_3+Z_{i2}}$

第一AC电流I_i1被提供到并联晶体管Q₁565和Q₂566的共发射极接点。在这个共发射极接点的阻抗为相对低并且被定义为Z_i1。第二AC电流I_i2被提供到并联晶体管Q₃567和Q₄568的共发射极接点。在这个发射极接点的阻抗也为相对低并且被定义为Z_i2。这两组晶体管限定并联的差分对可变增益电路，其中第一AC电流I_i1和第二AC电流I_i2受到晶体管对Q₁–Q₂和Q₃–Q₄的增益控制。差分对可变增益电路的输出AC电流通过电容器C₃575和C₄580被AC-耦合到输出520。

针对大RF输入，V_z585为低，晶体管Q₄568截止。大RF输入电压引起通过电阻R₂530的大电流。在该输入电平，V_y590使晶体管Q₂566部分导通并且Q₂566将RF电流传送到输出520。

随着输入V_i515上的电压减小，V_y590通过晶体管Q₂566转移更多的电流，直到其完全导通并且晶体管Q₁565截止。随在V_i515的输入电平进一步降低，V_z585渐进地使晶体管Q₄568导通，以随输入电压峰值减少保持输出AC电流恒定。来自两个可变增益级的输出经由耦合到第一级510的输出520的电容器作为电流被求和，并且在特定实施方案中被馈入固定增益电流放大器。

可变增益级的增益值由可变增益控制电路控制，该电路相对于输入信号（V_i）515中的电压变化调节这些增益值。这种控制电路和反馈环路稍后将在本公开中进行更具体的讨论。

图6根据本发明的各种实施方案图示说明固定增益电流放大器610。输入615从可变增益放大器510接收恒定幅度的电流。这种电流由特定恒定增益放大，从而当被提供到平方器时，其落入最佳求平方范围。

在本发明的各种实施方案中，放大器为2-级设计，该2-级设计利用具有一特定增益随后一简单镜像增益的电流反馈对。晶体管Q₅620和晶体管Q₆625的电流反馈对的中带（mid-band）电流增益被定义如下：

$\frac{i_{c6}}{i_i}=1+\frac{R_5}{R_6}$

由于并联反馈（shunt feedback），晶体管Q₅620基极的输入阻抗非常低，从而：

$\left|Z_i\right|\≈\frac{R_5+\frac{1}{G_{m6}}\left|\right|R_6}{G_{m5}{Z}_{l5}}$

其中Z_l5为由Q₅可见的负载阻抗。

反馈可以被这样设计，从而来自Q₅集电极的接地电容是小的，导致在环路增益的单一增益频率围绕（around）如下的放大器的反馈增益A_l：

$A_l\≈G_{m5}{Z}_{l5}\frac{G_{m6}{R}_{e6}}{1+G_{m6}{R}_{e6}}=1.$

增益（i_c6/i_i）具有-3dB频率，这是环路增益的单一增益频率。来自晶体管Q₆625的电流输出被AC-耦合到由晶体管Q₇630和晶体管Q₈635构成的电流镜（current mirror）。来自晶体管Q₈635的输出电流650经由耦合电容器C₉640被AC-耦合到平方器。该输出电流650具有与放大器的输入电流615相关的固定增益。

图7根据本发明的各种实施方案图示说明平方器710。平方器710上的输入715从电流放大器接收输出电流650，求这个信号的平方，并且在具有AC-旁路电容器725的输出720上传输该平方信号。

平方器710具有优选的或最佳的求平方范围，该求平方范围限定平方器710起最佳作用的信号范围。如果输入信号落到这个范围以外，则平方功能将不能准确地求信号的平方或者产生平方输出信号失真。例如，如果输入电流信号大于这一最佳求平方范围的上限值，平方器将饱和并且削减其中的放大信号。

平方器710的求平方功能由如下定义：

I_c9I_c10=I_c11I_c12

从而，

$I_{c12}=\frac{{I_{c9}}^2}{I_7}=\frac{{(I_6+i_{c8})}^2}{I_7}$

其中i_c8为Q₈和来自放大器610的输出电流650中的RF电流。该输出电流650可以被定义为：

i_c8=I_msinωt

仅出于示例说明的目的，假设输出电流650针对正弦波输入具有100μA的峰值幅度，从而I_m=100μA并且I₆=I₇=200μA。相应地，I_c12可以被定义为：

$I_{c12}=200\mathrm{\μA}+2i_{c8}+\frac{{i_{c8}}^2}{200\mathrm{\μA}}$

I_c12=200μA+200μAsinωt+50μAsin²ωt

I_c12=200μA+200μAsinωt+25μA-25μAcos2ωt

本领域技术人员将理解，在I_c12中针对i_c8=100μAsinωt的归因于RF输入的平均平方信号为25μA，而DC偏置为200μA。平方信号的RF分量由大容量外部电容器725消除，以提供恒定DC输出电压。通过经过RF可变增益放大器、RF电流放大器以及平方器的全部反馈环路操作，该输出电压720被强制为等于已知的参考电压。

本领域技术人员将理解，I₆=I₇=200μA时，来自i_c8=100μAsinωt的I_c12的值范围从450μA到50μA。此外，I_c9=I_c10的值范围从300μA到100μA。i_c8的值在发生过载和晶体管Q₁₂740饱和之前可以达到±200μA的范围。这样允许真平方律操作达到正弦波电压峰值的2倍或者输入的RMS正弦电压的2.8倍，这等于高于RMS值9dB。非常值得注意的是，可以调节I₆以改善平方器上的输出（yield）。

图8为根据本发明的各种实施方案的示例性可变增益控制环路。可变增益控制环路810向可变增益放大器提供反馈信息，以控制施加在RF输入信号上的增益，来强制其输出为恒定。在本发明的特定实施方案中，控制环路810中的输入815从RC电路接收平均平方信号，从而通过控制环路可以生成一个或更多个增益调节。

比较输入815上的电压和晶体管Q₁₆822上的参考电压820。这种比较在第一放大器827的输出上生成第一控制电压825。这种比较还在第二放大器833的输出上生成第二控制电压830。第三放大器838的输出上的DC参考电压836被施加到可变增益放大器510中的晶体管Q₁565的基极。该DC参考835还被施加到可变增益放大器510中的晶体管Q₃567的基极。

当可变增益放大器510中的晶体管Q₂566截止，第一控制电压825的范围从零伏开始，而当Q₂566完全导通且Q₁565截止时，该范围达到较高的电压值。第二控制电压830驱动晶体管Q₄568的基极并且由具有由I₃₅835引起的延迟的控制环路控制，直到第一控制电压825为高。

第一控制电压825和第二控制电压830的值将因而相对于RF信号上的幅度变换而变化，这些值通过RF可变增益放大器510和平方器710被有效地传递。这些控制电压被耦合到RF可变增益放大器510，从而再连续的努力中改变其可变增益，以强制RF可变增益放大器的输出为恒定值。这种反馈环路操作如下：

如果平方器的DC输出电压815不等于参考电压820，图8的电路生成适合的控制电压V_y825和V_z830，所述控制电压改变RF可变增益放大器的增益，从而被传送到平方器的RF信号具有强制电压815等于电压820的正确幅度。要注意的是，2-级可变增益放大器被描述来便利用于甚高频输入信号的电路设计。然而，1-级可变增益放大器也可以用于本发明的其他实施方案。

在本发明的各种其他实施方案中，第一控制电压825、第二控制电压830以及DC参考电压835还被提供到第二可变增益放大器级270，例如稍后讨论的匹配DC可变增益放大器。

图9A和9B图示说明用于可以被实施在图5中所讨论的RF可变增益放大器中的电流源的示例性电路设计。参见图9A，电压源（V_cc）915被耦合到多个MOS晶体管（M₁₀-M₁₅），该多个MOS晶体管（M₁₀-M₁₅）通过另一组MOS晶体管（M₁₆-M₁₈）被耦合。第一放大器920被耦合到这一组MOS晶体管（M₁₆-M₁₈）的输出，并且接收电流I₁₁925，从而其驱动可操作的放大器920上的输出930。

这一输出930被耦合到晶体管Q₁₈940的基极，这在晶体管集电极950中生成电流。这一集电极950被耦合到晶体管Q₃567和晶体管Q₄568的发射极，以在此提供作为电流源I₁545的电流源。被传送到这些晶体管的电流量由第一电阻R₂₀946和第二电阻R₂₁947确定，这两个电阻有效地确定第一放大器920的输入上的电压。被传送到晶体管Q₁₈940的集电极的电流由电流I₁₁925和两个电阻946、947来设置。

图9B根据本发明的各种实施方案图示说明固定电流源955。在特定实施方案中，该电流源955向低增益可变增益放大器通路加偏置电流。如在这幅附图中所示的，由电流源传送的电流量可以通过调节电阻（这又改变传送到放大器中的电流的量）来改变。

在本发明的各种实施方案中，R₂₂965的阻值限定被施加到放大器（OA1）970的电压。放大器970输出信号至晶体管Q₁₉975的基极，晶体管Q₁₉975具有被耦合到电阻R₂₃985的发射极。输出电流980被提供在晶体管Q₁₉975的集电极上，并且被提供到晶体管Q₁565的发射极和晶体管Q₂566的发射极，结果形成电流源I₂550。

如果I₂550上的电流的量大于I₁545，则在高增益通路中实现线性裕度（linearitymargin）的增长，其中当相比于晶体管Q₁565和晶体管Q₂566发射极上的针对I₁的阻抗，晶体管Q₃567和晶体管Q₄568发射极上的针对I₂的驱动阻抗是较小的。

图10根据本发明的各种实施方案图示说明DC可变增益放大器。DC可变增益放大器1005从前面讨论过的反馈环路接收增益调节信号。该增益调节信号相对于进入检测器的RF信号上的电压调节跨DC可变增益放大器1005的增益。

DC可变增益放大器1005从晶体管Q₂₄1140和晶体管Q₂₆1145接收DC电流，将在DC缓冲器1110的公开中对这两个晶体管进行描述。这些来自Q₂₄1140和Q₂₆1145的电流由如前面所讨论的V_x、V_y以及V_z调控（steer），并且匹配RF可变增益放大器电流源，除非DC可变增益放大器1005内不存在电流上的DC偏置。

包括Q₃₁1010和Q₃₂1015的第一晶体管差分对，以及Q₄₀1020和Q₄₁1025的第二晶体管差分对将接收到的信号引导至电流镜。在本发明的各种实施方案中，如在图10中所示出的，电流镜包括Q₃₃1030、Q₃₄1035、Q₃₅1040以及Q₃₆1045。然后，电流信号传到提供电流增益的另一电流镜Q₃₈1070、Q₃₇1065以及Q₃₉1060。

然后，Q₃₉1060的集电极节点1050处的放大信号被馈入DC缓冲器。这形成强制Q₃₉1060在恒定电流下操作的反馈环路，该恒定电流匹配平方器710的整流（rectified）DC输出720。

图11为根据本发明的各种实施方案的DC缓冲器1110。在本发明的各种实施方案中，DC缓冲器至少部分地起到第一增益块355的作用，并且被设置在连接DC可变增益放大器375的反馈环路中。

通过将晶体管Q₃₉1050的集电极连接到电阻（该电阻又连接到V_cc），在晶体管Q₂₃1130的基极生成DC电压1115。由晶体管Q₂₂1135和Q₂₃1130构成的高增益差分放大器比较电压1115和晶体管Q₂₂1135基极1120的电压，该基极1120连接到平方器的输出720。通过经由DC可变增益放大器1005向晶体管Q₂₃1130反馈回电流，高增益差分放大器强制这两个电压相等。当达到均衡时，反馈回晶体管Q₂₃1130基极的电压等于从平方器被传送到晶体管Q₂₂1135基极的电压的量。

来自差分放大器的输出控制晶体管Q₂₄1140集电极1150和晶体管Q₂₆1145集电极1155流出（coming out）的电流。这些电流被用来作为DC可变增益放大器1005的输入，并且匹配馈入RF可变增益放大器510的RF电流。因此，在本发明的特定实施方案中，晶体管Q₂₄1140中的电流将是由Q₂₄和Q₂₆之间晶体管面积比设定的晶体管Q₂₆1145中电流的一部分。

晶体管Q₃₀1160抽头（tap）真RMS信号，并且在输出1165上将这个抽头信号（tappedsignal）馈入稍后讨论的对数放大器。该抽头电流在与RF输入V_i515上的电压范围相对应的电流范围中。

图12为根据本发明的各种实施方案的对数放大器的电路图。对数放大器1205相对于晶体管Q₃₀1160集电极上的电流提供dB线性输出。

在馈给晶体管Q₄₂1215的节点1210提供来自晶体管Q₃₀1160集电极的电流，晶体管Q₄₂1215起到二极管的作用。第一参考电流I₁₄1220被提供在晶体管Q₄₃1235的集电极上，晶体管Q₄₃1235起到二极管的作用。第二参考电流I₁₅1225被提供到晶体管Q₄₄1240的集电极，并且第三参考电流I₁₆1230被提供到晶体管Q₄₅1245的集电极。

差分输出（V）1250被生成来作为跨Q₄₂1215和Q₄₃1235的电压中的差值。这样的电压如下式给出：

差分电压=V_T*ln(I_C42/I_C43)

其中V_T=kT/q

利用PTAT相关性（PTAT dependence）产生（yield）差分电压1250，并且由晶体管Q₄₄1240和Q₄₅1245来缓冲差分电压1250。放大器的输出1260是来自缓冲差分电压1250的DC电流并且被提供到输出缓冲器。

图13根据本发明的各种实施方案图示说明输出缓冲器的电路。放大器的输出1260的PTAP相关性在输出缓冲器1310中被消除。来自对数放大器1205的输出1260的电流被提供在放大器1314上的输入1312上。

在晶体管Q₄₈1315、Q₄₉1320、Q₅₀1325、Q₅₂1340以及参考电流I₁₇1330和I₁₈1335之间的电流关系可以如下定义：

$\frac{I_{c48}}{I_{s48}}\frac{I_{c49}}{I_{s49}}=\frac{I_{c50}}{I_{s50}}\frac{I_{c52}}{I_{s52}}$

从而：

$I_{c52}=\frac{I_{c48}{I}_{17}}{I_{18}}\frac{I_{s50}{I}_{s52}}{I_{s48}{I}_{s49}}$

并且：

$I_{c52}={4I}_{c48}\frac{I_{\mathrm{ref}2}}{I_{\mathrm{PTAT}}}$

输出电压V_o1360等于晶体管Q₅₃1350集电极上的电流乘以R₃₆的电阻乘以放大器1365的增益。

上面描述的RMS检测器的实施方案在平方器的输出使用电压比较。然而，这种比较还可以使用电流作为比较变量来进行。图14为根据本发明的各种实施方案的RMS检测器的原理图。当相比于在图3A和3B中图示说明的RMS检测器，图14中图示说明的RMS检测器1410示出基于电流的电路，该电路还生成作为电压输出信号的RF输入信号的RMS测量值。

在RF可变增益放大器1420处接收输入信号1415，所述RF可变增益放大器1420将强制输出电流（I₀₁）1425为恒定的可变增益施加在输入信号1415上。随着输入信号1415上电压（V_i）变化，跨RF可变增益放大器1420的增益将变化来响应于此。跨RF可变增益放大器1420的增益（K₁）可以由I₀₁/V_i来计算，并且当I₀₁被强制为恒定时相对于V_i变化。

在高频电流放大器1430接收这个输出电流（I₀₁）1425，该放大器1430向输出电流（I₀₁）1425施加增益，并且生成放大电流（I₀₂）1435。HF电流放大器1430的增益（K₂）可以由I₀₂/I₀₁来计算。

放大电流（I₀₂）1435被提供到执行求平方操作的平方器1440。因为RF可变增益放大器1420上的输出电流（I₀₁）1425是恒定或近似恒定的，平方器1440的放大电流（I₀₂）1435的幅度范围在V_i1415处RF输入信号幅度范围上被显著地减小，这允许平方器总是在其理想的求平方范围内操作。平方电路输出（I₀₃）由放大电流（I₀₂）1435上的转换增益（conversiongain）生成。

在一时间段上，电容器1455求在1454处信号的平均。在本发明的各种实施方案中，由可变增益放大器控制电路将输出（I₀₃）的平均平方电流与参考电流I₃₆1445进行比较。这一参考电流可以为片上或片外（off-chip）生成。可变增益放大器控制电路在反馈环路上输出强制平均平方电流输出（I₀₃）等于或近似等于参考电流I₃₆1445的信号。这种关系可以被定义为：

$I_{o3}=\stackrel{\‾}{{\left(K_1{K}_2{\stackrel{\‾}{V}}_i\right)}^2}\×K_3=I_{\mathrm{ref}1}$

从中可得：

$K_1=\frac{1}{K_2\sqrt{\stackrel{\‾}{{V_i}^2}}}\sqrt{\frac{I_{\mathrm{ref}1}}{K_3}}$

其中I₃₆=I_ref1，K₁为可变增益放大器的跨导，K₂为电流放大器的电流增益，而K₃为平方器的转换电流增益。

此外，平方器1440上的输出DC电压1454被强制到参考电压V_ref1462，在特定实施方案中参考电压V_ref1462等于V_BE。反馈环路包括调节跨RF可变增益放大器1420的增益的第一增益调节信号，从而平均平方电流输出（I₀₃）被强制为等于或近似等于参考电流。

第二增益调节信号改变跨生成输出电流（I₀₄）的DC可变增益放大器的增益。这个第二增益调节与前面讨论过的可变增益放大器控制电路的输出相关，并且至少部分地相对于输入信号（V_i）中的变化而改变DC可变增益放大器上的增益值。输出电流（I₀₄）被提供到具有被设置在单一值（unity）的电流增益的DC电流缓冲器，并且生成缓冲输出电流。通过改变跨DC可变增益放大器的增益，缓冲输出电流（I₀₄）1482被强制为等于第二参考电流，I_ref2=I₄₅1484。在本发明的各种实施方案中，跨DC可变增益放大器的电流增益在特定范围内变化，并且跟踪（track）RF可变增益放大器的RF增益（K₁）。

缓冲输出信号（I₀₄）被提供在DC缓冲电路的第一输入上，并且参考电压被提供在DC缓冲电路的第二输入上。DC缓冲电路生成与输入信号（V_i）的RMS电压相关的主输出（I₀₆），以及被提供在DC可变增益放大器的输入上的次输出（I₀₅）。基于跨RF可变增益放大器的增益（K₁），以及由RF和DC可变增益放大器的增益之间的比设定的参数R_x，次输出（I₀₅）与缓冲输出信号（I₀₄）相关。

$\frac{I_{o4}}{I_{o5}}=K_1{R}_x$

在特定实施方案中，R_x等于5KΩ并且主输出（I₀₆）被定义为：

I_o6=4I_o5

这导致主输出（I₀₆）等于：

$I_{o6}=\frac{{4I}_{o4}}{K_1{R}_x}=\frac{{4I}_{\mathrm{ref}2}}{K_1{R}_x}$

使用跨RF可变增益放大器的增益（K₁）的上述定义，DC缓冲器上的主输出（I₀₆）与（V_i）上的RMS电压相关，并且等于：

$I_{o6}=\frac{{4I}_{\mathrm{ref}2}}{R_x}{K}_2\sqrt{\frac{K_3}{I_{\mathrm{ref}1}}}\sqrt{\stackrel{\‾}{{V_i}^2}}$

在特定实施方案中，如果上述等式中的系数具有确定的值，则从

到主输出（I₀₆）的传递函数可以被明确。因此，输入信号（V_i）的真RMS电压可以通过施加标量来从主输出（I₀₆）中提取。主输出（I₀₆）被提供到对数放大器和输出缓冲器。

在特定实施方案中，图5示出的RF可变增益放大器可以被用在基于电流的RMS检测器中。此外，在特定实施方案中，图6示出的固定增益放大器可以被用在基于电流的RMS检测器中。

图15根据本发明的各种实施方案图示说明电流平方器。输入信号被提供在输入1505上。平方器的平方功能由通过晶体管Q₉1520、Q₁₀1525、Q₁₁1535以及Q₁₂1530的电流之间的关系限定：

I_c9I_c10=I_c11I_c12

从而，

$I_{c12}=\frac{{I_i}^2}{I_{c83}}$

其中I_i=I_c79+i_c83，并且i_c83为Q₈635和来自固定增益放大器610的输出电流650中的RF AC电流。电流I₃₆1540为参考电流。DC电流通过Q₇₉、Q₈₀以及Q₈₁来限定，Q₇₉、Q₈₀以及Q₈₁上的电流值至少部分地由电阻R₄₃、R₄₄以及R₄₅来限定。

通过Q₁₂的电流由在通过Q₈₃的电流上平方的输入限定，通过Q₈₃的电流为恒定电流源。放大器1545在Q₈₃中强制一精确的DC偏置电流。平方信号的RF分量由大容量外部电容器1585消除，从而提供恒定DC输出电压。

出于清楚和理解的目的，已经描述了本发明的前述说明。并不意图将本发明限制为所公开的确定的形式。在所附的权利要求书的范围和等同范围内，各种修改均为可能的。

Claims (8)

1.一种产生与RF信号相关的RMS值的DC可变增益级，所述DC可变增益级包括：

可变增益输入，所述可变增益输入被耦合来接收增益调节信号，所述增益调节信号相对于所述RF信号上的电压变化的平均平方值，调节跨被耦合在所述DC可变增益级中的DC可变增益放大器的增益；

反馈环路，所述反馈环路跨所述DC可变增益放大器被耦合，所述反馈环路强制所述DC可变增益放大器的输出和参考电压相等；以及

比较器，所述比较器被耦合在所述反馈环路中，所述比较器接收所述DC可变增益放大器的所述输出以及参考电压，并且相对于所述RF信号的所述RMS值生成RMS输出。

2.如权利要求1所述的DC可变增益放大器级，还包括放大器，所述放大器被耦合来接收所述RMS输出，所述放大器向所述RMS输出施加增益来生成所述RF信号的真RMS值。

3.如权利要求2所述的DC可变增益放大器级，其中所述反馈环路在所述DC可变增益放大器上提供输入信号。

4.如权利要求2所述的DC可变增益放大器级，其中被施加到所述RMS输出上的所述增益与所述参考电压和所述RF信号上电压变化的所述平均平方值之间的标量相关。

5.如权利要求2所述的DC可变增益放大器，还包括对数放大器，所述对数放大器被耦合来接收所述RMS输出，所述对数放大器将所述RMS输出转换为dB值。

6.一种RF可变增益放大器，包括：

输入，所述输入接收RF信号；

第一差分对可变增益电路，所述第一差分对可变增益电路被耦合到所述输入，所述第一差分对可变增益电路通过所述RF可变增益放大器提供第一增益通路；

第二差分对可变增益电路，所述第二差分对可变增益电路被耦合到所述输入，所述第二差分对可变增益电路通过所述RF可变增益放大器提供第二增益通路；

增益接口，所述增益接口接收限定跨所述第一和第二增益通路的总增益的增益调节信号，所述增益调节信号至少部分地由从所述RF信号生成的平均平方信号生成；以及

输出，所述输出基于所述增益调节信号强制恒定输出值。

7.如权利要求6所述的RF可变增益放大器，其中所述输出被耦合到求所述输出之平方的平方器。

8.如权利要求6所述的RF可变增益放大器，其中当所述RF信号上的电压电平为低时所述第一增益通路被激活，而当所述RF信号上的所述电压电平为高时所述第二增益通路被激活。

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