CN103325793A - 一种可实现宽频率范围调谐的片上可变电感 - Google Patents

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Abstract

本发明属于集成电路技术领域，具体为一种用标准集成电路工艺设计，可实现宽频率范围调谐的片上可变电感。该可变电感基于互感的基本原理，由五个电感L1～L5组成，每一个电感由最高层的金属互连线实现。采用晶体管M1～M3作为开关，控制电感L2～L5中电流的通断，从而改变主线圈L1中的等效电感值。线圈L3和L4作为同一个电感使用，采用相同的晶体管M2控制，以保持可变电感的对称性。通过对可变电感的性能仿真、原理分析，以及电路实验论证，说明本发明提出的可变电感具有品质因素高的特点。

Description

一种可实现宽频率范围调谐的片上可变电感
技术领域
本发明属于微电子技术领域，具体涉及一种可实现宽频率范围调谐的片上可变电感，可应用于K波段或者更高频段的宽带压控振荡器。
背景技术
半导体工艺迅猛发展，单片集成电路一直是研究的热点。单片集成电路具有低功耗、高性能、低成本、高成品率等一系列的优点。但是一些电路的设计却离不开无源器件（电感等），尤其是压控振荡器的设计。因此如何将电感片内实现就成为一个研究的热点。
目前，电感的片上实现主要是平面螺旋电感和叠层螺旋电感。平面螺旋电感是在同一平面实现的螺旋式环绕的金属圈。而叠层螺旋电感是多层的平面螺旋电感的串联。这两种电感都是电感值固定的电感，因此不能利用它们进行频率调谐。
压控振荡器是提供时钟的电路，其具有自己产生周期信号的特点。而宽带压控振荡器又具有可以在较宽的范围内调谐频率的特点。为了满足宽带压控振荡器对频率宽范围的调谐要求，目前的主要方式是采用开关电容电路。但是，采用开关电容电路的方法只能在10GHz以下的较低频率适用。对于K波段（18～26.5GHz），由于开关电容电路在这么高的频率品质因素太差，因此不能适用而需要采用调节电感的方法实现对频率宽范围的调谐要求。
综上所述，如何在K波段里实现一个可变电感以满足宽带压控振荡器对于频率宽范围调谐的要求具有重要意义。
发明内容
本发明目的是针对目前在K波段以及更高的频段实现压控振荡器宽频率调谐的难题，提供一种基于标准集成电路工艺的可变电感，可应用于K波段以及更高的频段的压控振荡器中，该可变电感具有电感值可变，品质因素高等特点。
本发明提供的可变电感，用标准集成电路工艺设计，可实现宽频率范围调谐的片上可变电感，采用八层金属互连线的标准CMOS层次关系，不同金属层通过通孔连接，如图1所示。具体来说，由五个电感线圈L1～L5组成，其中，L1为主线圈，L2～L5为次级线圈；每一个电感线圈由最高层金属N8的金属互连线实现，其俯视图如图2所示。其中，在主线圈L1的中点，通过通孔VIA7将第七层金属N7和第八层金属N8相连，将主线圈L1的中点利用金属层N7引出作为中心抽头；电感线圈L2位于主线圈L1的内部，电感线圈L3和电感线圈L4分别位于主线圈L1的左边和右边，电感线圈L5位于主线圈L1的前边。
采用晶体管M1～M3作为开关，由晶体管M1控制电感线圈L2电流的通断，由晶体管M3控制电感线圈L5电流的通断，由晶体管M2控制电感线圈L3、L4中电流的通断，从而改变主线圈L1中的等效电感值。电感线圈L3和电感线圈L4作为同一个电感线圈使用，采用相同的晶体管M2控制，以保持可变电感的对称性。次级线圈L2～L5的两端通过过孔和晶体管M1～M3的源漏在金属层N1相连接，具体来说，晶体管M1的源漏和电感线圈L2的两端，晶体管M2的源漏和电感线圈L3、L4的两端，晶体管M3的源漏和电感线圈L5的两端通过过孔在金属层N1相连接。 
这样，当晶体管M1～M3打开或者关闭时，通过次级线圈L2～L5的感应电流就会发生变化，同时它们在主线圈L1的感应电动势也会发生变化，从而改变了主线圈L1的等效电感。 
本发明设计的的可变电感，其突出改进有分以下两个方面： 
采用第八层金属设计可变电感，第八层金属材料为铜，厚度最厚，离衬底最远，这使得设计的可变电感具有品质因素高，自激振荡频率高的特点。
采用晶体管M1～M3控制次级线圈L2～L5中电流的通断，从而改变了次级线圈L2～L5和主线圈L1之间的互感的大小，从而改变了主线圈L1的等效电感值。
通过对可变电感的性能仿真、原理分析，以及电路实验论证，说明本发明提出的可变电感具有品质因素高的特点。
附图说明
图1为八层金属互连线的标准CMOS层次关系。
图2为提出的可变电感的俯视图。
图3为 HFSS仿真得到的可变电感各个电感的电感值。
图4 为HFSS仿真得到的可变电感各个电感的品质因素。
图5为HFSS仿真得到可变电感主线圈L1和其他次级线圈L2～L5之间耦合系数。
图6为提出的可变电感的模型。
图7 为两圈可变电感的原理图。
图8 为当M1导通时两圈可变电感的等效原理图。
图9 为当M1断开时两圈可变电感的等效原理图。
图10 主线圈可能的两个振荡频率。
图11 为K波段宽带压控振荡器的电路原理图。
图12 为K波段宽带压控振荡器的仿真调谐曲线。
图13 为K波段宽带压控振荡器的仿真相位噪声曲线。
具体实施方式
下面结合附图进一步具体描述本发明。
可变电感是利用最高层金属互连线和晶体管组合而成，图1为八层金属互连线的标准CMOS层次关系，不同金属层通过通孔连接。
其中，可变电感的线圈采用最高层金属N8实现，如图2所示。第八层金属材料为铜，厚度最厚，离衬底最远，这使得设计的可变电感具有寄生电阻小，对衬底的寄生电容小的特点。在主线圈L1的中点，通过过孔VIA7将第七层和第八层相连，将主线圈L1的中点利用金属层N7引出作为中心抽头。
采用晶体管M1～M3控制次级线圈电流的通断。为了保持可变电感的对称性，线圈L3和L4作为同一个电感使用，采用相同的晶体管M2控制。这样，晶体管M1控制线圈L2的通断，晶体管M2同时控制线圈L3和线圈L4的通断，晶体管M3控制线圈L5的通断。晶体管M1的源漏和线圈L2的两端，晶体管M2的源漏和线圈L3、L4的两端，晶体管M3的源漏和线圈L5的两端通过过孔在金属层N1相连接。
这样，通过改变晶体管M1～M3的通断就可以改变主线圈L1的等效电感。
（1）利用电磁场仿真工具HFSS对提出的可变电感仿真，从而对设计的可变电感的性能进行评估。图3给出了仿真得到的可变电感各个电感的电感值。图4给出了可变电感各个电感的品质因素。图5给出了可变电感主线圈L1和其他次级线圈L2～L5之间的耦合系数。图6给出了提出的可变电感的模型。图4可以直接说明提出的可变电感具有品质因素高的特点。
（2）对提出的可变电感的原理进行分析，基于最简单的两圈的可变电感进行分析。如图7所示。其中，L1是主线圈的电感，L2是次线圈的电感。电感M1是开关管，控制流过L2的电流。
当开关管M1打开时，M1等效为一个导通电阻。其等效电路如图8所示。其中，Z1表示L1的串联电阻。Z2表示L2的串联电阻和开关管M1的导通电阻的和。K表示L1和L2之间的耦合系数。U1表示AB端的电压。I1表示流过主线圈的电路。I2表示流过次线圈的电流。M表示主线圈和次线圈之间的互感。
根据互感的原理，存在 ：
Figure 2013102006883100002DEST_PATH_IMAGE001
                 (1)
                    (2)
由公式(1)，(2)得到，AB端的等效阻抗为：
Figure 2013102006883100002DEST_PATH_IMAGE003
                    (3)
如果，电感L1，L2，开关管M1都是理想的，即
Figure 2013102006883100002DEST_PATH_IMAGE004
,得到：
Figure 2013102006883100002DEST_PATH_IMAGE005
                        (4)
公式(4-7)说明当开关管M1导通时，主线圈的等效电感减小。
如果，电感L1，L2，开关管M1不是是理想的，得到：
Figure 2013102006883100002DEST_PATH_IMAGE006
             (5)
公式(5)说明由于L2的串联电阻以及开关管M1的导通电阻，使得主线圈的电感的变化量变小了。由于L2的串联电阻，L1的串联电阻以及开关管M1的导通电阻，使得主线圈的品质因素下降。
当开关管M1断开时，开关管等效为一个电容，如图9所示。
忽略L1的串联电阻，L2的串联电阻，将
Figure 2013102006883100002DEST_PATH_IMAGE007
带入公式(3)，得到：
                      (6)
公式(3)说明当开关管M1关断时，主线圈的等效电感增大。更为有趣的是，如果把主线圈的电容C1考虑到里面去，在公式(6)两边同时乘以C1，得到：
Figure DEST_PATH_IMAGE009
     (10)
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE010
,，其中
Figure DEST_PATH_IMAGE012
表示电感的工作频率，表示主线圈的固有频率，
Figure DEST_PATH_IMAGE014
表示次线圈的固有频率，于是得到：
Figure DEST_PATH_IMAGE015
                   (11)
得到：
Figure DEST_PATH_IMAGE016
            (12)
如果假设，得到：
Figure DEST_PATH_IMAGE018
          (13)
公式(13)实际上说明了主线圈会存在两个可能的振荡频率，如图10所示。最后，主线圈的振荡频率将趋向于Q值较高的点。
表1和表2给出了工作频率
Figure 738995DEST_PATH_IMAGE012
和固有角频率的平方比
Figure DEST_PATH_IMAGE019
，耦合系数
Figure DEST_PATH_IMAGE020
的关系。从表 1中可以看出当 
Figure DEST_PATH_IMAGE021
越大时，就意味着，有一个解的频率越趋近于
Figure DEST_PATH_IMAGE022
，另一个解离
Figure 249611DEST_PATH_IMAGE022
越来越远，这是设计希望的状态。公式(4)和公式(13)从理论上说明了提出的可变电感的电感值是可变的。
（3）下面将设计的可变电感应用到一个K波段的宽带压控振荡器中，对可变电感的频率调谐能力以及品质因素进行评估。图11给出了K波段宽带压控振荡器的电路原理图。其中M1和M2是NMOS的交叉耦合管用于产生负阻以提供在振荡过程中消耗的能量。M5和M6是振荡器的尾电流源。Cvar1和Cvar2是AMOS可变电容管。可变电感可以产生8个不同的感值，同时利用可变电容进行频率的微调，从而产生了图12中给出的8条调谐曲线。图13中给出了可变电感的8个不同感值时，振荡器的相位噪声性能。由图4给出的可变电感各个电感的品质因素和图13中给出的相位噪声性能同时说明了可变电感的高品质因素。最后，表3给出了K波段宽带压控振荡器覆盖范围的Corner仿真结果，用以说明随着工艺的变化，设计的K波段宽带压控振荡器依然可以覆盖20～25.3GHz的带宽。表4给出了K波段宽带压控振荡器相位噪声Corner仿真结果。可以看到，随着工艺的变化，K波段宽带压控振荡器的相位噪声的变化小于3.84%。
最后应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。
表1  振荡频率
Figure DEST_PATH_IMAGE023
和主次线圈固有角速度的平方比以及耦合系数
Figure DEST_PATH_IMAGE024
的关系
Figure DEST_PATH_IMAGE025
表2  振荡频率
Figure DEST_PATH_IMAGE026
和主次线圈固有角速度的平方比以及耦合系数
Figure 763768DEST_PATH_IMAGE024
的关系
Figure DEST_PATH_IMAGE027
表3   K波段宽带压控振荡器覆盖范围的Corner仿真结果
Figure DEST_PATH_IMAGE028
 表4  K波段宽带压控振荡器相位噪声Corner仿真结果
。

Claims (1)

1.一种用标准集成电路工艺设计，可实现宽频率范围调谐的片上可变电感，其特征在于：采用八层金属互连线的标准CMOS层次关系，不同金属层通过通孔连接，具体由五个电感线圈L1～L5组成，其中，L1为主线圈，L2～L5为次级线圈；每一个电感线圈由最高层金属N8的金属互连线实现，其中，在主线圈L1的中点，通过通孔VIA7将第七层金属N7和第八层金属N8相连，将主线圈L1的中点利用金属层N7引出作为中心抽头；电感线圈L2位于主线圈L1的内部，电感线圈L3和电感线圈L4分别位于主线圈L1的左边和右边，电感线圈L5位于主线圈L1的前边；
采用晶体管M1～M3作为开关，由晶体管M1控制电感线圈L2电流的通断，由晶体管M3控制电感线圈L5电流的通断，由晶体管M2控制电感线圈L3、L4中电流的通断，从而改变主线圈L1中的等效电感值；其中，电感线圈L3和电感线圈L4作为同一个电感线圈使用，采用相同的晶体管M2控制，以保持可变电感的对称性；次级线圈L2～L5的两端通过过孔和晶体管M1～M3的源漏在金属层N1相连接。
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