CN1033194C - 具有起动预充电的切换方式电源 - Google Patents

Abstract

电视接收机的切换式电源调节-输出电压，包括电源变压器LP36，其初级绕组W1经晶体管耦合未调节电压VIN。该晶体管由控制器20的输出控制以扫除基射结电荷以停止集射结的导通。其极经电容器CP24及与其上并联的二极管DP24、26、27耦合至该控制器的输出。在控制器输出脉冲期间电容器充电等于二极管的电压降。在控制器输出的脉冲结束时，该电容器向晶体管基极提供负电压以扫清基射结的电荷使晶体管截止。在插入起动时该电容器经电阻RP324预充电。

Description

具有起动预充电的切换方式电源

本发明涉及带有切换方式电源的电视接收机，该电源含有一个功率晶体管，该晶体管由一拉曳电容器耦合到一控制器上，该拉曳电容器预充电，以在插销插入电源起动后立即获致稳定的操作。

一种切换方式电源将来自一个未经调节的直流供应电压的可变量的电能传送给与一个电源变压器次级绕组相耦合的负荷电路。在与一个脉冲宽度调制器一起工作时，电源控制器经过一个功率晶体管将脉冲施加在该变压器的初级绕组上。借助在一给定的次级绕组处反馈该电压电平和改变该脉冲宽度以保持该次级绕组的电压等于一参考电平，该电压即可调节所有次级绕组内的电压。

一种切换方式电源控制器的一个例子是SGS汤姆森微电子公司TEA2260型。由TEA2260型控制器施加在电源变压器初级绕组的脉冲系与操作方式(或运行方式)中的水平回扫脉冲同步，并在回扫脉冲尚未产生时由该控制器在备用方式下由内部产生。使电源变压器内的电流脉冲在脉波宽度上变化，可调节次级绕组的输出电压，包括施加在回扫变压器上的B+扫描供应电压，但回扫变压器仅在操作方式下加载。

在操作方式下，B+电压系以获自一位于电源变压器次级侧的脉冲宽度调制器的脉宽调制信号的形式反馈至该控制器。此项反馈系经由一信号变压器送至位于初级侧的控制器。切换方式电源在运行方式和备用方式下均保持工作，在备用方式下向那些用以控制在运行方式与备用方式之间切换的各电路(诸如红外线接收器及监控该红外接收器的系统处理器)供电。在运行方式下，该切换方式电源不仅向工作的切换电路供电，而且向回扫变压器供电，以驱动水平偏转电路及回扫产生的高压电源。每当脉冲从该切换方式电源控制器输出(亦即在运行方式和备用方式下)时，回扫变压器的B+电源电压即产生。

要进入备用方式，水平振荡器系由系统微器所产生的一个信号而停止工作。在无水平信而无水平扫描时，TEA 2260控制器即以一脉冲频率自由振荡，此振荡频率系由耦合于该控制器的一个电容器与一个电阻器的时间常数所决定及此控制器由来自电源变压器次级绕组的反馈调节其输出，该电源变压器产生输出至TEA 2260控制器的VCC电源电压，以取代来自脉宽调制器作为B+电平函数的反馈。

虽然控制器VCC电源电压是作为控制器输出脉冲而产生的，但是在接收机起初耦合到或插销插入到交流干线电源时，必须由一独立的电压源启动该控制器操作。一个辅助的起动供电电路包括一个存储电容器，该辅助起动供电电路系耦合到TEA 2260的VCC输入端并在插销插入起动时经由交流干线电源予以充电。一旦该控制器由存储电容器中斜升的电压供电至适当的工作电平，该控制器开始产生脉冲并能由来自电源变压器次级绕组的反馈调节其本身的VCC电平。此VCC电平被提升至一标称电平同时受到限流的慢(或软)起动控制及TEA 2260控制器内部的最大输出限制，并系特别要避免在插销插入起动时的起始电流涌起。

切换方式的电源在运行方式与备用方式之间的电流负荷有实质上的差别。在运行方式下操作所需的较高功率电平以及在备用方式下操作所需的极短脉冲宽度，很难使一个功率晶体管在上述两种方式下能够驱动电源变压器的初级绕组。TEA 2260具有一个短脉冲方式(burst mode)以在备用方式期间适应低功率的要求。在这种方式下，该控制器交替停止产生脉冲，是时耦合到备用负载上的存储电容器在一规定范围内放电，然后恢复产生一组短脉冲。故此，这种短脉冲方式的特征是：来自切换方式电源控制器的周期性发生的脉冲串，其持续时间足以驱动VCC到一个上限值，随后脉冲消失，在这期间VCC衰退到一个下限值。

在电视接收机的运行方式下，TEA 2260控制器响应于一个主脉宽调制器而以从动方式操作，该调制器耦合在电源变压器次级侧上的一个工作电源上。然而在备用方式下，来自该脉宽调制器的次级侧输入消失，因而该控制器采用初始(primary)调节方式，在这种方式下获自VCC的误差输入为控制的根据。这种情况其特征是备用短脉冲方式。在运行方式下，当脉宽调制器驱动该控制器时，次级侧的误差输入是略而不计的。

TEA 2260控制器的输出级是一个推挽式输出级，该级包括两个交替操作达灵顿(darlington)NPN晶体管，用以产生基本上为方波的脉冲。这个功率晶体管耦合在该控制器输出端上，驱动该变压器初级绕组，该管应在一脉冲结束时立即截止。要使功率晶体管的导通和因此而使电源变压器初级绕组的导通严格地与控制器输出脉冲的宽度相对应。然而功率晶体管设计其结构可容纳大电流容量而并非作迅速关闭。在一脉冲期间功率晶体管饱和，基极区积累相当多的电荷，结果在一控制脉冲的后沿以后只要基极电荷保留，功率晶体管就会继续导通。众所周知，在一脉冲终了时要使基极电荷更快速地排掉就会使该晶体管迅速截止。通常把在输入至晶体管基极的脉冲变为低电平以后在功率晶体管继续导通期间的这段时间称为截止延迟时间，其中包括上述的存储时间在内。

在一种已知的，用以排放功率晶体管的基极电荷的基极拉曳电路中有一个电容器并联耦合在一个齐纳二极管上，并且串联耦合在控制器与功率晶体管的基极之间。当控制器的输出为高电平时，电容器给晶体管的基极提供电流直到齐纳管击穿时为止，此后齐纳管导通该基极电流，电容器充电到该齐纳二极管的击穿电压所限定的电压。当控制器的输出变为低电平时，电容器把一个负电压施加在该晶体管的基极上，“扫”清基极电荷使该晶体管截止得要比脉冲直接耦合到该晶体管基极上时晶体管截止的速度更快些。虽然“扫”清基极电荷也需要时间，但这个措施至少把晶体管集电极内的电流脉冲宽度缩短到更近似等于控制器输出脉冲宽度的一个宽度。

还已知要提供施加装置，借助从电源变压器的诸多次级绕组之中的一个绕组产生一个负电压，然后把这个负电压耦合在该输出晶体管的发射极上，将负电压施加在控制器的输出端上，以使控制器的输出电压在两脉冲之间拉曳。这种过程在控制器为一个诸如TEA 2260之类的集成电路的情况下是不能办到的，该集成电路的输出晶体管的发射极在内部耦合到地，因此无法耦合一个负电压。诚然，不希望在电源内必须包含一个附加的负电压源。

当插销插入交流干线电源时，电视接收机以备用方式起动，及该控制器以短脉冲方式操作，产生多组短脉波，以在该控制器在其极限值内向上驱动VCC。该控制器包括多个内部保护电路，限制该切换方式电源的电流输出，在接收机最先耦合于交流干线电源时，不致产生初始的电涌。在切换方式电源电路的插入起动期间遇到一问题，即在该控制器的输出端与该晶体管基极之间成串联的拉曳电容器(该电容器由来自控制器的输出脉冲充电)尚未充电。故在刚插入启动后的这段时间内功率晶体管无法迅速或可靠地截止。当然，此为一关键的时段，希望控制器的保护电路能防止电流涌起。功率晶体管在一控制器脉冲的下降沿后导通期间的这段存储时间甚长，导致起动期间切换方式电源的不可靠操作，尤其是未充电的拉曳电容器不起作用使各保护电路的初始操作不起作用。

本发明的目的在于对拉曳电容器(CP24)进行预充电，使该电容器将脉冲耦合到功率调节晶体管(TP29)的基极上，以保证在起动期间该功率调节晶体管的可靠工作。

本发明的一个特点是提供一种包括切换方式电源、由耦合到一功率晶体管产生的输出脉冲调节至少一个输出电压的电视接收机。该功率晶体管耦合在一个电源变压器的初级上，该变压器耦合一个未调节的输入电压。该切换方式电源具有一个感测输入端，该输入端耦合在电源变压器的一个次级绕组上，并且可操作以借助调制输出脉冲的宽度使输出电压维持在一预定电平上来调节该输出电压。有一个电路可使该输出脉冲耦合在功率晶体管的基极上，该电路包括串联在该晶体管基极上的拉曳电容器和至少一个二极管并联在该拉曳电容器上，借此，在输出脉冲期间，该拉曳电容器按照第一极性充电，使该功率晶体管导通。在一个脉冲之后，该电容器在该功率晶体管的基极上施加一个相反极性的电压，立即使流经该功率晶体管和初级绕组的电流停止通导。一个预充电装置耦合未调节的输入电压和耦合该电容器，在未调节输入电压初始出现时就给该电容器预充电。

根据本发明的另一个特点，电视接收机包括：一个整流装置，以在耦合到交流干线电源时提供一个未调节的输入电压；一个带有电源控制器的切换方式电源，借助耦合到该功率晶体管产生输出脉冲来调节至少一个输出电压，该功率晶体管耦合在电源变压器耦合未调节输入电压的初级绕组上，该电源变压器的次级绕组耦合在电源控制器的功率输入端上，该控制器被操作用以调制输出脉冲的宽度，使供电输入保持在一预定电平上；一个起动电压源，耦合未调节的输入电压，以在起初耦合到交流干线电源时向功率输入端提供功率，借此，该控制器开始操作直到在电源变压器的次级绕组上得到能量时为止；一个网络，将电源控制器的输出耦合到该功率晶体管的基极上，该网络包括，一个电容器，串联耦合在控制器的输出端与该功率晶体管的基极之间，及至少一个二极管，并联在该电容器上，借此，在该控制器的一个输出脉冲期间，该电容器接第一种极性充电，以使功率晶体管导通，而且在该脉冲过后该电容器在该功率晶体管的基极上施加一个相反极性的电压，以使流经该功率晶体管和该初级绕组的电流停止通导；预充电装置，耦合该未调节的输入电压和耦合该电容器，在该整流装置耦合到交流干线电源时使电容器预充电。

根据本发明的又一个特点，切换方式电源包括：一个未调节电压源、一个负载和一个用以将上述源耦合到上述负载上的开关晶体管；一个电容器耦，合在上述晶体管的控制端上；一个控制脉冲源，通过上述电容器耦合到上述晶体管的控制端上；充电装置，用以由上述未调节电压源给上述电容器充电。

图1示出本发明电路的详细原理图。

图2-4是说明切换方式电源正常操作时的对应时序图，图2示出在功率晶体管基极上的电压信号，图3示出电流信号及图4示出集电极电流。

图5-9是说明该电源正常操作时的对应时序图，并以压缩的时间标度分别示出该控制器输出电压、该功率晶体管基极中电流、该功率晶体管基极电压、该拉曳电容器中的电流以及该拉曳电容器两端的电压。

图10-13示出本发明电路插入起动操作的对应时序图，特别是在电源控制器的第一脉波期间，分别示出功率晶体管基极电压、功率晶体管基极电流、该控制器输出电压以及功率晶体管集电极电流。

图14-17示出图1所示电路插入起动操作的对应时序图，但拉曳电容器未预充电，图4-17与图10-13对于该电路是相对应的。

图18示出接收机耦合到交流干线电源后拉曳电容器两端的电压的时序图，图示该拉曳电容器的预充电过程。

图19是说明本发明由于拉曳电容器预充电而继起动后的一段延迟时间内功率晶体管基极电压的时序图。

图20与图19相对照的时序图，示出拉曳电晶体并未预充电的情况下继起动之后一段延迟时间内功率晶体管基极电压。

在图1中，交流干线电源22给电视接收机供电，该电视接收机可适用于全世界能在交流90伏～250V之间工作。该交流电由桥式整流电路24全波整流，并由电容器CP06和电阻RP03滤波，以提供未调节的输入电压V_1N，并耦合到电源变压器LP36的初级绕组W1上。此绕组W1的另一端系耦合在功率晶体管TP29的集电极上，该晶体管由切换方式电源控制器20例如SGS-汤姆森微电子公司生产的TEA 2260型控制器的输出予以驱动，该控制器的各接脚号示于该图中。

控制器20有两种操作方式。在从动方式下，控制器20响应来自脉宽调制器92反馈的脉宽调制脉冲。各脉冲的宽度控制从未调节输入电压V_1N到B+已调节输出和变压器LP36其他次级供电的能量。B+输出系耦合到水平偏转电路88，以经回扫变压器(图中未示)驱动水平扫描，借此把电能耦合到仅在电视接收机运行方式下赋能的各负载上。该脉宽调制器耦合B+电源和来自水平偏转电路88的同步脉冲VS。

在控制器20的第二操作方式下，即由于无水平扫描而致无来自电源次级侧的脉宽调制脉冲以供调节时，控制器20根据从电源变压器LP36次级绕组W3得到的一个误差输入而回复到原来的调节方式。由误差输入进行调节仅在无来自脉宽调制器92次级侧反馈的脉冲时才起作用。而在这种所述的脉冲存在时，该误差输入便略而不计。

电视接收机耦合至交流干线电源22时便在备用方式下得电操作并可在微处理器(μP)82的控制下转换进入运行方式。微处理器82和电源控制器20乃在备用方式和运行模式下均被供电。微处理器82有一个开启/关断输入端耦合到例如红外线接收器之类的切换装置上，还有一个输出端耦合到水平偏转电路88上以使该水平偏转电路不工作而切换至备用方式。

当最初耦合到交流干线电源22时，对控制器20的VCC接脚的供电系由耦合到来自桥式整流器24的未调节电压V_1N的起动电流供应源来提供。耦合到控制器20的VCC接脚16的电容器CP28由一较高阻值的限流电阻RP06充电。随着电容器CP28两端的VCC电压升高，控制器20进入操作状态并开始输出脉冲，控制器20的输出脉冲耦合到功率晶体管TP29上，该管TP29把未调节的V_1N耦合到电源变压器LP36的初级绕组W1上。在次级绕组W3上得到的脉冲由二极管DP28整流，由电容器CP28滤波，并耦合到控制器20的VCC输入端上，因此该控制器系在最初经起动电阻RP06施加至电容器CP28的电荷起动后由自己供电。

控制器20具有多个内部限制和关闭电路50，以阻止过电压或过电流不致发生或持续，并随着电源供应升高来限制其输出，以避免在起动时潜在损害性的电流骤涌而进入未充电的储存电容器内等。为此目的，一个软启动电路40耦合到电容器CP08上，以限定后续输出脉冲波幅可能增加的速率。参照TEA 2260，最小及最大的VCC电压极限值是由VCC监控电路及在保护电路50中的过压比较器来建立的。反复过载由耦合于内部电压及电流基准值的一个比较器来感测。在电源变压器LP36中的最大输出电流系由与功率晶体管TP29射极串联的一个电流感测电阻RP32耦合的限流比较器予以限制。去磁化由与接脚1耦合的保护电路50相耦合的绕组W3来感测。

在备用方式下，当无脉冲自脉宽调制器92供给时，控制器20调整来自次级绕组W3的电压，此电压系由误差放大器34的误差输入端即接脚6感测的。感测的电平由一个分压器提供，此分压器系由电阻RP14、电位器PP16及电阻RP13组成，并耦合在VCC与地之间。因此，所感测的电压电平系与VCC成比例，并与耦合到误差放大器34的非反相输入端的一个内部基准电压V_REF2.49伏相比较。电阻RP17耦合在误差放大器34的输出端与反相输入端之间，以设定该误差放大器的增益。

当控制器20操作已将VCC电平驱动到高得足以使误差放大器的输出表明已到达VCC高阈值电平时，该控制器20进入短脉冲方式，并在内部改变其操作，以在电压V_REF的90％而非100％上追踪。停止产生脉冲而且累积在存储电容器CP28的VCC电压减少历时一段时间，直至电压满足90％阈值时为止。在该点，控制器20恢复原来100％阈值电平，并输出一串脉冲，以使VCC输出再充电，而在比较器34的反相输入端处产生100％的参考电平等等。在VCC处的已调节输出电压界定一系列的具有在两阈值之间停滞的升降斜坡电压。

误差放大器34的输出耦合到调制器36、38上。此两调制器亦耦合获自软起动电路40的软上升参考电压电平及振荡器42的斜坡输出。两调制器的输出系耦合到调制逻辑及自动短脉冲产生器44上，后者系耦合于振荡器42和一脉冲输出，此振荡器斜坡输出的斜度、脉冲的宽度以及振荡频率系由外部电阻RP09及电容器CP09设定。

一个IS逻辑级32宜经由电阻RP41将来自脉宽度调制变压器LP42的次级绕组WS的输入耦合到控制器20的输出。但在无脉冲经由电阻RP41收到时，调制器逻辑元件44的输出系耦合于该控制器的输出。来自IS逻辑块32的调节脉冲耦合到逻辑处理器52，并通过正及负输出驱动器62、64而至达灵顿成对输出晶体管66、68。输出晶体管66、68系以推挽式配置交替操作，其中仅有一个晶体管一直导通。输出晶体管66系经由VCC及电阻RP26供应电流至该控制器输出端，而设定正输出电流电平。输出晶体管68将来自输出接脚14的电流陷流，使控制器20的输出接脚有效接地。

控制器20的输出系通过一个基极纲路耦合于功率晶体管TP29的基极上，该基极纲路包括一个拉曳电容器CP24，该电容器至少与一个二极管并联，最好与多个串联的顺向二极管DP24、CP26及DP27并联。在控制器20输出端处的一个脉冲的前沿时，二极管DP24、CP26及DP27正向偏置，及因此限定三个二极管的压降，即电容器钳位电压约2.1V。此等二极管决定电容器CP24之最大充电值。在控制器20输出端处的一个脉冲的后沿时，输出晶体管68将拉曳电容器CP24之正端接地，于是置一负电压2.1V于晶体管TP29的基极上，电容器CP24中累积电荷所生的负电压产生扫清功率晶体管TP29基极电荷的负基极电流，快速停止晶体管TP29导通。电感器LP28与一衰减电阻器RP28并联，对晶体管TP29基极提供电流脉波整形，而电阻器RP29则提供基射结偏压。包括电感器LP28与该晶体管基极电容器的LC网路，当基极电流由于施加来自电容器CP24的负电压翻转时，便建立功率晶体管TP29中反向基极电流的斜度。在该基极电路中的电感亦致力于出现在控制器输出电压(参阅例如图5)及集电极电流(例如图13)中某些波尖。

在晶体管TP29的集电极处有一个衰减电路由二极管DP29和电阻RP31以及电容器CP29及CP31组成，上述两电容器分别与二极管DP29和电阻RP31并联耦合。

除次级绕组W3给控制器20以外，其他次级绕组W2、W4及W5也提供其他的输出电压，这些输出电压由控制器20来调节，与在扫描期间经由B+电源或无扫描时VCC供应源的调节一起进行。在次级绕组W2上的信号系由二极管DP50整流，由电容器CP51滤波，而产生已调节的B+输出+118伏，以向水平偏转电路88供电。+19电源系由绕组W4提供，由二极管DP63整流及电容器CP64滤波，向诸如电阻RL1之类的负载供电。绕组W5则经由二极管DP92及电容器CP86提供+24V电源供给诸如电阻RL2之类的负载供电。

在电源变压器LP36的所有次级绕组的输出电压与VCC的调节一起由控制器20调节。由于控制器20在运行与备用两种方式下操作，故始终产生包括B+电压在内的各次级供应电源。+19V电源系由一调节器26再调节为+5V，为微处理器82提供稳定的电源电压，而不管在备用期间控制器20在短脉冲方式下VCC的升降为何。

根据本发明的一个特点，拉曳电容器CP24的正极端系耦合于未调节的输入电压V_1N。在该电路一耦合到交流干线电源，亦即在控制器20开始输出脉冲之前，此未调节电压V_1N就立即出现。图2-9的时序图说明在控制器20操作于其短脉冲方式时电视接收机在备用方式下的稳定状态电路状况。图10-20说明继插入起动亦即最初连接电力于交流干线电源22后的电路状况。所有这些附图均表示各个信号的理想追踪，而为了清楚起见某些噪声和耦合效应忽略掉。

控制器20的输出脉冲V_CON在图5的t时刻升高，并一直到t₂时刻都保持为高电平，在t₂时刻输出基本上降至地电位。如在图2及7中所见到的，因功率晶体管TP29中基极电荷而在控制器脉冲后沿之后于t₂时刻功率晶体管TP29基极电压仍保持为高电平。因而晶体管TP29在t₂时刻后继续导通，集电极电流处于饱和状态。

虽然控制器20的推挽式输出电路在该后沿时将电容器CP24的正极端接地，但功率晶体管TP29基极中的电流在t₂时刻由于来自电容器CP24的电流扫清基极电荷时即反向，如图3及6中所示。电容器CP24标称充电到2.32V左右。由于晶体管TP29集电极导电而使基极电荷亦系以较缓慢速率被排放掉。从t₂至t₃时刻，(在此期间基极区中的电荷被排放掉)限定该电路的存储时间。

当基射结电荷在t₂时刻被排尽时，晶体管TP29基极中的电流迅速降为零，如图3所示，而且该基极电压变为负，如图2所示。当饱和过量电荷自该基极被排除时，历时约3.24微秒的时间。基射结变为反向偏置，将该晶体管截止。基射结偏压的反向及集电极中电流的停止发生在t₃至t₄时刻之间，产生集电极中电流波形的下斜坡部分，以及因此电源变压器初级绕组中电流波形斜坡部分，如图4所示。晶体管TP29基极电压于是回返至稍负的电压，此系由于电容器CP24上的电荷及从地经由电流感测电阻RP32、偏压电阻器RP29及电感LP28的导电所致，因有与晶体管TP29相关的寄生电容器而在基极电压中发生一些回荡的起伏。

图5-9示出来自控制器20的几个脉冲的各个波形图。图5中所示的控制器20的输出V_CON基本上为方形脉冲，但在边沿上具有因电感LP28的高阻抗而产生的初始尖峰及由于在功率晶体管TP29基极的电流反相和容性相互作用而在后没产生的一些回荡起伏。在初始的尖峰之后，该脉冲的电平随电容器CP24的充电而增加，不过，在任何一脉冲期间，电容器CP24的充电量是最小的仅够替代在一周期的其余时间中从电容器CP24排放的电荷，结果，在正常操作时，如图9所示，电容器CP24两端的电压仍然比较平滑，其充电时间从t₁至t₂时刻，并随着基极电荷在t₂至t₂时刻被排放而为放电时间。

在图6中，晶体管TP29基极中的电流I_基极于t₁至t₂时刻的电压脉冲V_CON期间为正，并在t₂时刻由于电容器CP24两端的电压在电压脉冲后沿时施加而反相。该电流以负幅值增加，其坡度由电感LP28限定，一直至t₃时刻电荷被排尽，并于t₄时刻回至零。

虽然在正常操作时电容器CP24基本上保持充电，如图9所示：但电压V_基极为负如图7所示，除t₁至t₃的时段期间以外，亦即在控制器20脉冲出来期间及此脉冲后t₂至t₃之期间为例外，同时基射结电荷被扫清。如图8所示，由于自地通过电阻RP32、R29及电感LP28的电流路径在电容器CP24的电流在各脉冲间亦为负。在t₂至t₃之间，电容器CP24中的电流反向，相当于基极中电流反向(图6)。电容器在t₁与t₂间的充电量系等于t₂至t₄的放电量，加上各脉波间发生的放电量，因此，该电容器电压相当稳定，如图9所示。

此电路的正常操作有赖于跨在电容器CP24上的电压在继一控制器脉冲后沿后的一段时间内使功率晶体管TP29截止，不过因为在给定的任何宽度的脉冲之后，于晶体管TP29扫清基极电荷时要经历一段时间，因此在时间上有一个最低的极限。根据本发明的一个特点，在本电路最初连接于交流干线电源时，电容器CP24系经由一起动电阻充电。如图18所示，最初连接于交流干线电源时，在控制器20的起动供应电压VCC高得足以使控制器开始输出脉波之前使电容器CP24被充电至二极管DP24、DP26及DP27所允许的2.1V。

如图10-13所示，继插入起动之后的第一脉冲乃与上述稳定状态脉冲非常相同。在控制器20输出端随着电压脉冲V_CON的后沿之后(图12)，基极电流I_基极由于输出晶体管68使电容器CP24的正极端接地所提供的电压反相(图10)，扫清基射结的电荷。当该电荷在t₃排尽时，基极电流在t₄时返回零，且集电极电流降至零。只要晶体管TP29正在导通，集电极电流I_集电极继续增加至约1.3A的峰值，存储时间约2微秒。基极电荷的扫除使集电极电流(图13)在控制器输出脉冲的下降沿后不久停止。

图10-13中所描述的状况可直接与图14-17中所示的无电阻RP324预充电子电容器CP24时的同一电路的性能相比，如图14-17所示。图14-17亦说明初始的脉冲，不过，与图10-13相比较，图14-17中各波形的区别将持续多个控制脉波周期存在。如图14所示，基极电压在t_A时刻随来自控制器20的输出脉冲的上升沿升高，如图16所示。基极电流在控制器输出脉冲后沿即t_B时刻的反向无法发生或至多为极小值，因为在无电阻器RP324时，电容器CP24仅由控制器20的输出经由来自VCC通过电阻RP26的电流予以充电之故。多个脉冲必须发生，以使电容器CP24充电至一个电压，使所累积的电荷足以完全扫除晶体管TP29上基射结的电荷。

在t_B时刻，基极电压稍为下降，但基极区域仍处于充分充电至可保护晶体管TP29导通的状态。于控制器脉冲后沿之后的某个时刻t_D，在晶体管TP29中的基极电流流动，而其他过程已耗尽基极电荷，基极电压V_基极最后降至零。此时，晶体管TP29中的集电极电流已升至相当高的电平，约22A峰值，而在电容器CP24有效地扫清基极电荷时该晶体管处于稳定状态中。其结果是，未充电的拉曳电容器不起作用，该电路以约5.78微秒的存储时间操作。这种不希望的情况使试图限制第一电流脉冲为2微秒的控制器的软起动保护特点失效。

另一个不希望的情况是电容器CP24的正极端并不因达灵顿晶体管68的导通而被拉下至地电位，而系拉至集电极的电压电平。对于一达灵顿晶体管而言这一电平颇具重要性。其值约0.8伏。

包含在TEA 2260控制器中的起动输出限制电路旨在限制过电压或过流状态的发生和持续。当最初耦合于交流干线电源时，电源特别易于出现过电流的情况，因为存储电容器及负荷电路的其他元件吸取最大的电流。在操作的起始阶段无有效办法扫除功率晶体管TP29的基极电荷，因为晶体管TP29在一个控制器脉冲的后沿之后的一段较长时间内继续导通而使保护电路失效。该控制器遂更难以精确控制电源的输出。

由于电容器CP24通过电阻RP324预先充电，因此上述的缺点得以克服。图18示出在接收机与交流干线电源相耦合以后跨在拉曳电容器CP24上的电压。请注意，在第一开关操作之前充电到2.1V电平。

图19及20将本发明电路的起动操作与一无拉曳电容器预充电的相仿电路进行比较。在图19中，本发明的基极电压由于在第一脉冲在控制器20输出端发生时电容器CP24预充电而为负值。当电容器CP24的正极端的电压降至其稳定状态值时，在变负的基极电压尖峰的幅值中的过渡变化发生。然而，电源迅速获致稳定状态的操作。

在图20中，该基极电压在第一控制脉冲之前接近零而非变负。在几个后续的周期内，基极电压无负尖峰消失或变小，在此期间该控制器颇不能精确控制器体管TP29的电流。约3.82毫秒后，电容器CP24充电至约1.8V，在一脉波之前基极电压降至负，而获致稳定操作。不过，图19与图20直接比较显示获致稳定状态能操作的时间间隔(在此间隔期间控制器的各保护电路非常无效)于依照本发明使拉曳电容器预充电的时间要比无电压加于其上时起动的时间短得多。虽然本发明的电路在有初始的控制器脉冲时达到其短存储时间，但一操作于例如18KHz的相仿的电路需要在3.8毫秒内有约68个周期来达到短存储时间。

Claims (5)

1.一种切换方式电源，包括：

一个未调节电压源(V_IN)；

一个负载(88)；

一个开关晶体管(TP29)，将上述电压源与上述负载相耦合；

一个电容器(CP24)，耦合到上述晶体管的控制端(基极)上；

耦合在所述电容器两端的二极管(DP24、26、27)；

一个控制脉冲(V_CON)源(20)，经所述电容器(CP24)耦合于上述晶体管的控制端上，其特征在于还包括：

充电装置(RP324)，用以由上述未调节电压源(V_IN)向上述电容器(CP24)充电至由所述二极管两端的电压降所确定的值。

2.根据权利要求1所述的电源，其特征在于还包括钳位装置(DP24、26、27)，用以将上述电容器(CP24)两端的电压钳位在一预定电平上。

3.根据权利要求2所述的电源，其特征在于，所述钳位装置包括二极管装置(DP24、26、27)。

4.根据权利要求1所述的电源，其特征在于，一个电感(LP28)串联耦合于上述电容器(CP24)。

5.根据权利要求1所述的电源，其特征在于，一个变压器(LP36)耦合在上述晶体管(TP29)与上述负载(88)之间。

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