CN103311930A - 有源滤波器的模糊pi参数自整定反馈线性化滑模控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种有源滤波器的模糊PI参数自整定反馈线性化滑模控制方法，采用模糊PI参数自整定反馈线性化方法根据实际有源滤波器直流侧电压控制的误差，按照预先设定的模糊规则进行模糊推理，实现反馈线性化控制律参数的自适应调节，有效的提高了直流侧电压的稳定性和适应性；积分位置跟踪滑模控制器能够有效的降低补偿后电源电流的谐波含量，提高有源滤波器的谐波补偿效果；采用同步坐标变换单位正弦信号计算方法，可以在电源电压谐波较高时准确的计算出单位同步正弦信号，用于参考电源电流的计算。本发明谐波补偿效果良好，系统直流侧电压具有良好的动静态特性，当电源含有谐波电压且非线性负载发生变化时，系统仍然具有良好的性能。

Description

有源滤波器的模糊PI参数自整定反馈线性化滑模控制方法

技术领域：

本发明专利属于有源电力滤波技术，特别涉及一种有源滤波器的模糊PI参数自整定反馈线性化滑模控制方法。 

背景技术：

随着电力电子技术的发展，电力系统中的非线性负载大量的增加。各种时变装置和逆变器的使用导致大量的谐波和次谐波流入电网，造成了电能质量的下降。有源滤波器作为谐波补偿的有效装置，广泛应用于谐波补偿的各个领域。三相三线制电路因其结构简单、技术成熟被广泛应用于高压输电系统中，是多相交流电的典型形式。许多非线性负载直接与三相电网相连，导致大量谐波被注入到公共电网中，严重损害了其他用户的利益。三相三线制并联有源滤波器是三相电路中谐波电流补偿的有效装置，一直受到人们的关注。 

并联有源滤波器采用间接电流控制方法设计，选取期望电源电流信号作为跟踪控制的参考信号，不但简化了有源滤波器的系统结构，有效的提高了谐波补偿效果，还更易于DSP实现。滑模变结构控制方法本质上是一种特殊的非线性控制，对系统结构不固定、系统参数变化的被控对象仍然适用，是有源滤波器参考电流跟踪控制的有效方法。由于有源滤波器模型的非线性特性，智能控制、自适应控制等控制方法很难适用。反馈线性化是实现有源滤波器模型线性化变换的有效方法。模糊PI参数自校正方法，可以根据实际的控制误差，自适应调整PI控制器的参数。采用模糊PI参数自校正方法实时的调整反馈控制律中的参数k₁和k₂，可以有效的降低直流侧电压振荡的幅值，提高了有源滤波器的稳定性。 

发明内容：

本发明的目的是提供一种三相三线制并联有源滤波器的模糊PI参数自整定反馈线性化滑模控制方法，本发明具有良好的动静态特性，谐波补偿效果良好，且在负载发生变化时，直流侧电压波动幅值较低，系统具有良好的稳定性和适应性。 

本发明采用的技术手段为， 

有源滤波器的模糊PI参数自整定反馈线性化滑模控制方法，包括以下步骤： 

1）检测负载电流、补偿电流和并联有源滤波器接入点电压； 

2）采用同步直角坐标变换理论对负载电流、补偿电流和接入点电压进行Clark-Park变换，得到相应的有功分量和无功分量，即d、q分量； 

3）根据补偿电路的功率平衡理论，得到功率平衡公式的状态方程，为 

$\stackrel{\·}{x}=\left[\begin{array}{c}0\\ \frac{V_{\mathrm{cond}}(x_1-I_{\mathrm{Ld}})+{\mathrm{nR}}_c({2x}_1{I}_{\mathrm{Ld}}-x_1^2-I_{\mathrm{Ld}}^2-I_{\mathrm{cq}}^2)+{\mathrm{nL}}_c(x_1-I_{\mathrm{Ld}})\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{Ld}}}{\mathrm{dt}}}{C_{\mathrm{dc}}{x}_2}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}1\\ \frac{{\mathrm{nL}}_c(I_{\mathrm{Ld}}-x_1)}{C_{\mathrm{dc}}{x}_2}\end{array}\right]u$

式中， $x=\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]$ 为状态变量， $\left\{\begin{array}{c}{x}_1=I_S\\ x_2=V_{\mathrm{dc}}\end{array}\right.,$ 输入

输出y＝x₂，n＝3 

V_cond为并联有源滤波器接入点电压的d相分量，I_Ld为负载电流d相分量，R_c为补偿 电路电阻，I_cq为补偿电流q相分量，L_c为补偿电路电感，C_dc为直流电容，I_S为电源电流，V_dc为直流侧电压，t为时间； 

4）设计反馈线性化控制律，并采用模糊PI参数自整定方法，实现反馈线性化控制律的模糊参数自整定； 

5）采用基于同步直角坐标变换的单位正弦信号计算方法计算参考电源电流； 

6）采用积分位置跟踪滑模控制方法对参考电流信号进行跟踪控制； 

前述的步骤4）中，反馈线性化控制律u为： 

$\begin{array}{c}u=\frac{V_{\mathrm{cond}}(x_1-I_{\mathrm{Ld}})+{\mathrm{nR}}_c({2x}_1{I}_{\mathrm{Ld}}-x_1^2-I_{\mathrm{Ld}}^2-I_{\mathrm{cq}}^2)+{\mathrm{nL}}_c(x_1-I_{\mathrm{Ld}})\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{Ld}}}{\mathrm{dt}}}{{\mathrm{nL}}_c(x_1-I_{\mathrm{Ld}})}\\ -\frac{C_{\mathrm{dc}}{x}_2(k_1(V_{\mathrm{dcref}}-V_{\mathrm{dc}})+k_2\∫(V_{\mathrm{dcref}}-V_{\mathrm{dc}})\mathrm{dt})}{{\mathrm{nL}}_c(x_1-I_{\mathrm{Ld}})}\end{array}$

其中，V_dcref为并联有源滤波器直流侧电压参考值，n＝3，k₁和k₂为模糊自整定参数， 

所述实现反馈线性化控制律的模糊参数自整定的方法为：将直流侧电压的控制误差δ及其变化率dδ/dt作为模糊PI参数自校正控制器的输入，经过模糊化、模糊判定、去模糊化过程，计算当前k₁和k₂的参数值，实现反馈线性化控制律的模糊参数自整定。 

前述的步骤5），具体为 

5-1）对反馈线性化控制律u进行积分，得到参考电源电流幅值信号

5-2）将电源电压经过同步直角坐标变换，得到d相分量和q相分量； 

5-3）电源电压的d相分量经过低通滤波器滤除高频杂波，再乘以比例因子

计算出电源电压幅值

5-4）三相电源电压分别除以计算出的电源电压幅值

得到单位电源电压； 

5-5）采用PLL生成单位正弦信号，三相单位正弦信号为 

(cos(wt),cos(wt-2π/3),cos(wt-4π/3)) 

w为频率； 

5-6）将三相单位正弦信号与参考电源电流幅值信号

相乘得到参考电源电流。 

前述的步骤6），主要包括如下步骤 

6-1）计算参考电流跟踪误差e， $\left\{\begin{array}{c}{e}_a=I_{\mathrm{Saref}}-I_{\mathrm{Sa}}\\ e_b=I_{\mathrm{Sbref}}-I_{\mathrm{Sb}}\\ e_c=I_{\mathrm{Scref}}-I_{\mathrm{Sc}}\end{array}\right.,$ 将其作为积分位置跟踪滑模控制器 输入信号 

其中，I_Saref,I_Sbref,I_Scref为参考电源电流的三相分量，I_Sa,I_Sb,I_Sc为电源电流的三相分量； 

6-2）设计积分位置跟踪滑模控制器的切换函数s_i为： 

$s_i=k_{\mathrm{pi}}{e}_i+k_{\mathrm{di}}{\stackrel{\·}{e}}_i+k_{\mathrm{ii}}{\∫e}_i\mathrm{dt}$

其中，k_pi、k_di、k_ii为滑模控制切换函数s_i的参数，且k_pi、k_di、k_ii＞0，i＝a、b、c； 

6-3）将积分位置跟踪滑模控制器的输出信号进行PWM脉冲调制，生成控制IGBT通断的开关信号，PWM脉冲信号u_c与滑模控制器切换函数s_i的关系如下： 

u_ci＝sgn(s_i)     i＝a、b、c。 

本发明的有益效果是： 

本发明综合采用滑模控制、反馈线性化控制、模糊控制等多种控制理论设计了基于模糊PI参数自校正的反馈线性化滑模控制并联有源电力滤波器，实现并联有源滤波器的直流侧电压控制，并采用积分位置跟踪滑模控制器实现参考电流信号的跟踪控制，本发明的控制方法不仅实现了反馈线性化控制律参数随直流侧电压控制误差动态的调节，而且有效的降低了负载变化时直流侧电压波动的幅值，实现三相三线制电路中的谐波补偿，提高了系统稳定性和适应性。 

附图说明：

图1是本发明模糊PI参数自整定反馈线性化滑模控制并联有源滤波器的结构图； 

图2是模糊PI参数自校正控制器原理图； 

图3是模糊PI参数自校正控制器运算流程图； 

图4是IGBT门控制信号生成原理图； 

图5是同步直角坐标变换单位正弦信号计算方法原理框图； 

图6是模糊PI参数自校正控制器输入δ隶属度函数图； 

图7是模糊PI参数自校正控制器输入δc隶属度函数图； 

图8是模糊PI参数自校正控制器输出k₁隶属度函数图； 

图9是模糊PI参数自校正控制器输出k₂隶属度函数图； 

图10是采用同步坐标变换单位正弦信号计算方法生成的单位正弦信号； 

图11是参考电源电流幅值信号

波形图； 

图12是A相参考电源电流信号波形图； 

图13是补偿后A相电源电流信号波形图； 

图14是A相负载电流和电源电流比较图； 

图15是A相补偿电流波形图； 

图16是直流侧电压波形图； 

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式，对本发明作进一步说明： 

并联有源滤波器的模糊PI参数自整定反馈线性化滑模控制方法，如图1所示，包括以下步骤 

1）检测负载电流、补偿电流和并联有源滤波器接入点电压； 

设三相对称电源电压源为(V_Spcos(wt)，V_Spcos(wt-2π/3)，V_Spcos(wt-4π/3))，补偿电路电阻R_c为R_c=(R_ca,R_cb,R_cc)，补偿电路电感L_c为L_c=(L_ca,L_cb,L_cc)，直流电容为C_dc，电源电流I_S为I_S＝(I_Sa,I_Sb,I_Sc)，负载电流I_L为I_L＝(I_La,I_Lb,I_Lc)，补偿电流I_c为I_c＝(I_ca,I_cb,I_cc)，有源滤波器接入点电压V_con为V_con＝(V_cona,V_conb,V_conc)，直流侧电压为V_dc,w为频率。 

2）采用同步直角坐标变换理论对负载电流、补偿电流和接入点电压进行Clark-Park变换，得到相应的d相分量和q相分量； 

变换公式如下: 

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]=\sqrt{2}\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{\θ}-\mathrm{\π}/6)& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin (\mathrm{\θ}-\mathrm{\π}/6)& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_a\\ v_b\end{array}\right]$

变换后负载电流I_L＝I_Ld+jI_Lq，补偿电流I_c＝I_cd+jI_cq，接入点电压V_con＝V_cond+jV_conq。 

3）根据功率平衡理论，补偿电路的输入功率等于各器件功率总和，首先对电路进行如下简化： 

(1)电源电压是三相对称电压源，阻抗被忽略且只含少量谐波，所以变换到同步直角坐标系后q相分量可以被忽略； 

(2)只考虑电源电流d相分量，因为电源电流q相分量对功率平衡关系没有影响； 

(3)补偿电路每一相的能量消耗统一由补偿电路电阻R_c表示，与补偿电路电感L_c串联； 

(4)忽略IGBT逆变器的能量消耗； 

简化后， 

经过同步直角坐标变换，接入点电压的d相分量和q相分量为 $\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{cond}}=\sqrt{\frac{3}{2}}{V}_{\mathrm{Sp}}\\ V_{\mathrm{conq}}=0\end{array}\right.$

补偿功率P_com为：P_com＝V_condI_cd+V_conqI_cq＝V_condI_cd

电感功率P_L为： $P_L=n\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\frac{1}{2}{L}_c{I}_{\mathrm{cd}}^2\right]$       n＝3 

等价功率消耗P_R为：

      n＝3 

电容功率P_C为：

      V_dc为直流侧电压 

根据补偿电路的功率平衡理论，有如下公式： 

$V_{\mathrm{cond}}{I}_{\mathrm{cd}}-{\mathrm{nR}}_c(I_{\mathrm{cd}}^2+I_{\mathrm{cq}}^2)-n\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\frac{1}{2}{L}_c{I}_{\mathrm{cd}}^2\right]=C_{\mathrm{dc}}{V}_{\mathrm{dc}}\frac{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}$

n＝3 

为了补偿负载中的谐波分量，使补偿后电源电流为正弦波，电源电流q相分量为0，即jI_cq＝-jI_Lq，I_S＝I_Ld+jI_Lq+I_cd+jI_cq＝I_Ld+I_cd， 

带入功率平衡公式得： 

$V_{\mathrm{cond}}(I_S-I_{\mathrm{Ld}})-{\mathrm{nR}}_c[I_S^2-{2I}_S{I}_{\mathrm{Ld}}+I_{\mathrm{Ld}}^2+I_{\mathrm{cq}}^2]-{\mathrm{nL}}_c(I_S-I_{\mathrm{Ld}})\frac{{\mathrm{dI}}_S}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{nL}}_c(I_S-I_{\mathrm{Ld}})\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{Ld}}}{\mathrm{dt}}$

$=C_{\mathrm{dc}}{V}_{\mathrm{dc}}\frac{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}$

设状态变量 $\left\{\begin{array}{c}{x}_1=I_S\\ x_2=V_{\mathrm{dc}}\end{array},\right.$ 输入

输出y＝x₂，带入功率平衡公式，得状态方程： 

$\stackrel{\·}{x}=\left[\begin{array}{c}0\\ \frac{V_{\mathrm{cond}}(x_1-I_{\mathrm{Ld}})+{\mathrm{nR}}_c({2x}_1{I}_{\mathrm{Ld}}-x_1^2-I_{\mathrm{Ld}}^2-I_{\mathrm{cq}}^2)+{\mathrm{nL}}_c(x_1-I_{\mathrm{Ld}})\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{Ld}}}{\mathrm{dt}}}{C_{\mathrm{dc}}{x}_2}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}1\\ \frac{{\mathrm{nL}}_c(I_{\mathrm{Ld}}-x_1)}{C_{\mathrm{dc}}{x}_2}\end{array}\right]u$

式中， $x=\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right],$ n＝3 

上述状态方程满足单输入单输出(SISO)系统 $\left\{\begin{array}{c}\stackrel{\·}{x}=f\left(x\right)+g\left(x\right)u\\ y=h\left(x\right)\end{array}\right.$

$\stackrel{\·}{y}=\frac{\∂h}{\∂x}\stackrel{\·}{x}=\frac{\∂h}{\∂x}f\left(x\right)+\frac{\∂h}{\∂x}g\left(x\right)u=f_1\left(x\right)+g_1\left(x\right)u$

4）设计反馈线性化控制律，具体过程为 

1）令 $\stackrel{\·}{y}=R$

2）设位置指令为y_d(t)，取 $R={\stackrel{\·}{y}}_d-k_1(y-y_d)-k_2\∫(y-y_d)\mathrm{dt}$

其中k₁和k₂为模糊自整定参数，k₁＞0，k₂＞0 

3）并联有源滤波器直流侧电压参考值V_dcref为常数，所以

将y＝V_dc，y_d(t)=V_dcref带入 

得到： 

R＝-k₁(V_dc-V_dcref)-k₂∫(V_dc-V_dcref)dt 

其中，V_dcref为并联有源滤波器直流侧电压参考值 

4）所以输入u为: 

$\begin{array}{c}u=\frac{V_{\mathrm{cond}}(x_1-I_{\mathrm{Ld}})+{\mathrm{nR}}_c({2x}_1{I}_{\mathrm{Ld}}-x_1^2-I_{\mathrm{Ld}}^2-I_{\mathrm{cq}}^2)+{\mathrm{nL}}_c(x_1-I_{\mathrm{Ld}})\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{Ld}}}{\mathrm{dt}}}{{\mathrm{nL}}_c(x_1-I_{\mathrm{Ld}})}\\ \frac{-C_{\mathrm{dc}}{x}_2(k_1(V_{\mathrm{dcref}}-V_{\mathrm{dc}})+k_2\∫(V_{\mathrm{dcref}}-V_{\mathrm{dc}})\mathrm{dt})}{{\mathrm{nL}}_c(x_1-I_{\mathrm{Ld}})}\end{array}$

将输入u作为反馈线性化控制律 

反馈线性化控制律u中的模糊自整定参数k₁和k₂采用模糊PI参数自校正控制器，根据直流侧电压的控制误差自适应调节。模糊PI参数自校正控制器的原理框图如图2所示。其运算流程如图3所示。具体步骤可以描述为： 

4.1）将直流侧电压的实际控制误差δ，δ=V_dcref-V_dc，及其变化率δc，

作为模糊PI参数自校正控制器的输入。 

V_dcref(k)和V_dc(k)是离散化后的量，k为正整数1、2、3、4………。 

4.2）对输入进行模糊化，定义控制误差δ及其变化率δc的模糊集均为{NL,NM,NS,ZO,PS,PM,PL}，其中NL=负大，NM=负中，NS=负小，ZO=0，PS=正小，PM=正中，PL=正大。δ和δc的隶属度函数均选择三角函数，δ的论域为[-6,6]，δc的论域为[-100,100]。模糊PI参数自校正控制器仿真设计的输入δ和δc如图6和7所示。 

4.3）根据表1中的模糊规则，进行模糊推理。推理机制可以描述成如下形式： 

例：如果δ=NL且δc=NL那么k₁=L且k₂=L 

4.4）去模糊化计算新的k₁和k₂的值。定义k₁和k₂的模糊集为{S,L}，其中S=正小，L=正大。选择k₁和k₂的隶属度函数均为Z型函数，k₁的论域为[0,1]，k₂的论域为[0,100]，k₁和k₂的仿真设计如图8和9所示。 

4.5）将计算出的k₁和k₂值输入到反馈线性化控制模块，更新反馈控制律u的参数。 

表1模糊规则 

5）采用基于同步直角坐标变换的单位正弦信号计算方法计算参考电源电流，如图5所示，具体为 

对反馈线性化控制律u进行积分，得到参考电源电流幅值信号

将电源电压经过同步直角坐标变换，得到d相分量和q相分量；电源电压的d相分量经过低通滤波器滤除高频杂波，再乘以比例因子

估算出电源电压幅值

三相电源电压分别除以估算出的电源电压幅值

得到单位电源电压；再采用PLL生成单位正弦信号(cos(wt),cos(wt-2π/3),cos(wt-4π/3))；三相单位正弦信号与参考电源电流幅值信号 

相乘得到参考电源电流I_Saref,I_Sbref,I_Scref，其中w为频率。 

6）采用积分位置跟踪滑模控制方法对参考电流信号进行跟踪控制，如图4所示，主要包括 

计算参考电流跟踪误差e， $\left\{\begin{array}{c}{e}_a=I_{\mathrm{Saref}}-I_{\mathrm{Sa}}\\ e_b=I_{\mathrm{Sbref}}-I_{\mathrm{Sb}}\\ e_c=I_{\mathrm{Scref}}-I_{\mathrm{Sc}}\end{array}\right.,$ 将其作为积分位置跟踪滑模控制器输入信号； 

设计积分位置跟踪滑模控制器的切换函数s_i为： 

$s_i=k_{\mathrm{pi}}{e}_i+k_{\mathrm{di}}{\stackrel{\·}{e}}_i+k_{\mathrm{ii}}{\∫e}_i\mathrm{dt}$

其中，k_pi、k_di、k_ii为滑模控制切换函数s_i的参数，且k_pi、k_di、k_ii＞0，i＝a、b、c 

将积分位置跟踪滑模控制器的输出信号进行PWM脉冲调制，生成控制IGBT通断的开关信号，PWM脉冲信号u_c与滑模控制器切换函数s_i的关系如下： 

u_ci＝sgn(s_i)     i＝a、b、c 

图中，g1——g6代表每个IGBT开关的通断状态（一共有6个）。g1和g2分别代表j_a的上下两个IGBT开关的状态。由于g1和g2开关只能是相反的，所以只能有g1=1且g2=0， 

或者g1=0且g2=1两种情况。g3和g4，g5和g6也是这样。所以有以下的关系： 

j_a=1，代表g1=1且g2=0；j_a=0，代表g1=0且g2=1 

j_b=1，代表g3=1且g4=0；j_b=0，代表g3=0且g4=1 

j_c=1，代表g5=1且g6=0；j_c=0，代表g5=0且g6=1 

j_i，i＝a、b、c，表示有源滤波器三相桥式整流电路第i相的开关函数。 

控制规则表如表2所示， 

表2IGBT开关控制规则 

情形	sa	sb	sc	ji开关模式
					I	+	+	-	（1，1，0）
II	-	+	-	（0，1，0）
					III	-	+	+	(0，1，1)
IV	-	-	+	（0，0，1）
					V	+	-	+	（1，0，1）
VI	+	-	-	（1，0，0）

s_a、s_b、s_c分别为三相电路a、b、c相的切换函数，当s_i（i＝a、b、c）为正数时，用“+”表示，为负数时，用“-”表示，j_i表示有源滤波器三相桥式整流电路第i相的开关函数。当j_i=1时，代表该相逆变器的上桥臂闭合，下桥臂断开，当j_i=0时，代表该相逆变器的上桥臂断开，下桥臂闭合。j_i开关模式采用（j_a，j_b，j_c）表示，例如：j_a=1，j_b=1，j_c=0时，j_i开关模式为（1,1,0），此时PWM信号将控制三相桥式整流电路实现：a相上桥臂闭合，下桥臂断开；b相上桥臂闭合，下桥臂断开；c相上桥臂断开，下桥臂闭合。 

最后，采用Matlab/Simulink/SimPowerSystem对本发明的并联有源滤波器进行仿真研究，仿真结果图如图10-16所示。 

图10是采用基于同步坐标变换方法计算的单位正弦信号。 

图11是参考电源电流幅值信号波形图，当负载发生变化时，参考电源电流幅值能够准确跟踪负载电流幅值的变化。 

图12是A相参考电源电流波形图，t=0.2s时，接入一个额外的负载，并在t=0.4s时断开，模拟负载变化。当负载变化时，系统仍然能实现谐波补偿，这说明所设计的有源滤波器对外界负载干扰具有很好的适应性。 

图13是补偿后，A相电源电流波形图。 

图14是A相负载电流和电源电流的比较图，上图为负载电流，下图为电源电流，可以看出，采用本发明的有源滤波器补偿后，电源电流的幅值与负载电流幅值相等，相位与电源电压相位相同。 

图15是A相补偿电流波形。 

图16是直流侧电压波形图，可以看出直流侧电压稳定在参考值，当0.2s和0.4s负载变化时，直流侧电压经过短时间的调整，仍能收敛到参考值。 

经仿真计算后，在t=0.1s，t=0.3s，t=0.5s时，经过补偿，A相电源电流中谐波含量分别为3.34%、3.79%和3.39%，符合标准。 

从具体实施例的结果可以看出，本发明的模糊PI参数自整定反馈线性化滑模控制并联有源滤波器能有效的降低电源电流的谐波含量，且系统具有良好的动静态特性。 

Claims (4)

1.有源滤波器的模糊PI参数自整定反馈线性化滑模控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

1）检测负载电流、补偿电流和并联有源滤波器接入点电压；

2）采用同步直角坐标变换理论对负载电流、补偿电流和接入点电压进行Clark-Park变换，得到相应的有功分量和无功分量，即d、q分量；

3）根据补偿电路的功率平衡理论，得到功率平衡公式的状态方程，为

$\stackrel{\·}{x}=\left[\begin{array}{c}0\\ \frac{V_{\mathrm{cond}}(x_1-I_{\mathrm{Ld}})+{\mathrm{nR}}_c({2x}_1{I}_{\mathrm{Ld}}-x_1^2-I_{\mathrm{Ld}}^2-I_{\mathrm{cq}}^2)+{\mathrm{nL}}_c(x_1-I_{\mathrm{Ld}})\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{Ld}}}{\mathrm{dt}}}{C_{\mathrm{dc}}{x}_2}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}1\\ \frac{{\mathrm{nL}}_c(I_{\mathrm{Ld}}-x_1)}{C_{\mathrm{dc}}{x}_2}\end{array}\right]u$

式中， $x=\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]$ 为状态变量， $\left\{\begin{array}{c}{x}_1=I_S\\ x_2=V_{\mathrm{dc}}\end{array}\right.,$ 输入

输出y＝x₂，n＝3

V_cond为并联有源滤波器接入点电压的d相分量，I_Ld为负载电流d相分量，R_c为补偿电路电阻，I_cq为补偿电流q相分量，L_c为补偿电路电感，C_dc为直流电容，I_S为电源电流，V_dc为直流侧电压，t为时间；

4）设计反馈线性化控制律，并采用模糊PI参数自整定方法，实现反馈线性化控制律的模糊参数自整定；

5）采用基于同步直角坐标变换的单位正弦信号计算方法计算参考电源电流；

6）采用积分位置跟踪滑模控制方法对参考电流信号进行跟踪控制。

2.根据权利要求1中所述的有源滤波器的模糊PI参数自整定反馈线性化滑模控制方法，其特征在于，所述步骤4）中，反馈线性化控制律u为：

$\begin{array}{c}u=\frac{V_{\mathrm{cond}}(x_1-I_{\mathrm{Ld}})+{\mathrm{nR}}_c({2x}_1{I}_{\mathrm{Ld}}-x_1^2-I_{\mathrm{Ld}}^2-I_{\mathrm{cq}}^2)+{\mathrm{nL}}_c(x_1-I_{\mathrm{Ld}})\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{Ld}}}{\mathrm{dt}}}{{\mathrm{nL}}_c(x_1-I_{\mathrm{Ld}})}\\ -\frac{C_{\mathrm{dc}}{x}_2(k_1(V_{\mathrm{dcref}}-V_{\mathrm{dc}})+k_2\∫(V_{\mathrm{dcref}}-V_{\mathrm{dc}})\mathrm{dt})}{{\mathrm{nL}}_c(x_1-I_{\mathrm{Ld}})}\end{array}$

其中，V_dcref为并联有源滤波器直流侧电压参考值，n＝3，k₁和k₂为模糊自整定参数；

所述实现反馈线性化控制律的模糊参数自整定的方法为：将直流侧电压的控制误差δ及其变化率dδ/dt作为模糊PI参数自校正控制器的输入，经过模糊化、模糊判定、去模糊化过程，计算当前k₁和k₂的参数值，实现反馈线性化控制律的模糊参数自整定。

3.根据权利要求1中所述的有源滤波器的模糊PI参数自整定反馈线性化滑模控制方法，其特征在于，所述步骤5），具体为

5-1）对反馈线性化控制律u进行积分，得到参考电源电流幅值信号

5-2）将电源电压经过同步直角坐标变换，得到d相分量和q相分量；

5-3）电源电压的d相分量经过低通滤波器滤除高频杂波，再乘以比例因子

计算出电源电压幅值

5-4）三相电源电压分别除以计算出的电源电压幅值，得到单位电源电压；

5-5）采用PLL生成单位正弦信号，三相单位正弦信号为

(cos(wt),cos(wt-2π/3),cos(wt-4π/3))

w为频率；

5-6）将三相单位正弦信号与参考电源电流幅值信号相乘得到参考电源电流。

4.根据权利要求1中所述的有源滤波器的模糊PI参数自整定反馈线性化滑模控制方法，其特征在于，所述步骤6），主要包括如下步骤

6-1）计算参考电流跟踪误差e， $\left\{\begin{array}{c}{e}_a=I_{\mathrm{Saref}}-I_{\mathrm{Sa}}\\ e_b=I_{\mathrm{Sbref}}-I_{\mathrm{Sb}}\\ e_c=I_{\mathrm{Scref}}-I_{\mathrm{Sc}}\end{array}\right.,$ 将其作为积分位置跟踪滑模控制器输入信号

其中，I_Saref,I_Sbref,I_Scref为参考电源电流的三相分量，I_Sa,I_Sb,I_Sc为电源电流的三相分量；

6-2）设计积分位置跟踪滑模控制器的切换函数s_i为：

$s_i=k_{\mathrm{pi}}{e}_i+k_{\mathrm{di}}{\stackrel{\·}{e}}_i+k_{\mathrm{ii}}{\∫e}_i\mathrm{dt}$

其中，k_pi、k_di、k_ii为滑模控制切换函数s_i的参数，且k_pi、k_di、k_ii＞0，i＝a、b、c；

6-3）将积分位置跟踪滑模控制器的输出信号进行PWM脉冲调制，生成控制IGBT通断的开关信号，PWM脉冲信号u_c与滑模控制器的切换函数s_i的关系如下：

u_ci＝sgn(s_i)      i＝a、b、c。

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