CN103270678A

CN103270678A - 切换功率转换器输入电压近似过零点确定

Info

Publication number: CN103270678A
Application number: CN2011800529630A
Authority: CN
Inventors: 埃里克·J·金; 约翰·L·梅兰松
Original assignee: Cirrus Logic Inc
Current assignee: Signify Holding BV
Priority date: 2010-11-04
Filing date: 2011-11-04
Publication date: 2013-08-28
Anticipated expiration: 2031-11-04
Also published as: EP2636134A2; US20150171853A1; WO2012061784A2; US20120286826A1; CN103270678B; US20160056808A9; WO2012061784A3; US8610365B2

Abstract

本发明涉及切换功率转换器输入电压近似过零点确定，在至少一个实施方式中，控制器在AC输入电压的周期期间感测切换功率转换器的上升沿切相AC输入电压值。控制器在AC输入电压的过零点之前的时间感测该电压值并且利用该电压值来确定近似过零点。在至少一个实施方式中，通过确定AC输入电压的近似过零点，控制器不受调光器的任何干扰的影响，否则该干扰会使过零点检测有问题。确定近似过零点的具体方法事关设计选择。在至少一个实施方式中，控制器使用估计AC输入电压的波形的函数来近似AC输入电压并且从AC输入电压的近似来确定AC输入电压的近似过零点。

Description

切换功率转换器输入电压近似过零点确定

相关申请的交叉引用

本申请要求于2010年11月4日提交的美国临时申请第61/410,269号的优先权，将其全部内容通过引用结合于此。本申请还要求于2011年11月4日提交的美国专利申请第13/290,032号的优先权，将其全部内容通过引用结合于此。

技术领域

本发明总体上涉及电子领域，并且更具体地涉及用于利用切换功率转换器并确定切换功率转换器的输入电压的近似过零点的方法和系统。

背景技术

许多电子系统都包括例如与调光器相接的切换功率转换器的电路。该相接电路（interfacing circuit）根据由调光器设定的调光等级（dimminglevel）将功率传递至负载。例如，在照明系统中，调光器对照明系统提供输入信号。该输入信号表示使照明系统调节传递至灯的功率的调光等级，并且因此根据调光等级来提高或降低灯的亮度。存在许多不同种类的调光器。通常，调光器产生指示期望的调光等级的数字或模拟编码的调光信号（dimming signal）。例如，一些基于模拟的调光器利用用于交流电装置的三极管（“双向晶闸管”）来调制交流（“AC”）电源电压的各个周期的相位角。电源电压的“调制相位角”还通常称为“切相”电源电压，“切相（phase cutting）”电源电压降低了提供至诸如照明系统的负载的平均功率，并且从而控制提供至负载的能量。

一旦基于双向晶闸管的调光器在交流（“AC”）电源电压的周期期间开始导通，为了防止双向晶闸管不利地、过早地在电源电压的周期中间断开，切换功率转换器吸取称为“保持电流”的最小电流。只要切换功率转换器的输入电流大于或等于“保持电流”，基于双向晶闸管的调光器就应当不会过早地断开。对于上升沿调光器，当调光器开始导通并且在达到电源电压的过零点之前停止导通时，发生过早的断开。过早的断开可以导致照明系统的诸如闪烁和不稳定的问题。

图1示出了包括上升沿切相调光器102的照明系统100。图2示出了与照明系统100相关的的理想的示例性电压图200。参照图1和图2，照明系统100从电压源104接收AC电源电压V_IN。由波形202表示的电源电压V_IN例如为在美国的额定的60Hz/110V的线电压或在欧洲的额定的50Hz/220V的线电压。上升沿调光器102切相电源电压V_IN的各个半周期的上升沿（诸如上升沿204和206）。因为电源电压V_IN的各个半周期是电源电压V_IN的180度，所以上升沿调光器102以大于0度并且小于180度的角度来切相电源电压V_IN。通常，上升沿调光器102的电压切相范围是10度至170度。

照明系统100的输入信号电压V_{Ф_IN}表示使照明系统100调节传递至灯122的功率的调光等级，并且因此根据调光等级来提高或降低灯122的亮度。上升沿调光器102可以是任何类型的上升沿调光器，诸如可以从Lutron Electronics,Inc.of Coopersberg,PA（“Lutron”）获得的基于双向晶闸管的上升沿调光器。在于2010年8月17日提交的发明人为JohnL.Melanson的题为“Dimmer Output Emulation”的美国专利申请第12/858,164号的背景技术部分中描述了基于双向晶闸管的上升沿调光器。

切相调光器102将由切相调光器102修改的输入电压V_{Ф_IN}提供至全桥二极管整流器。全桥整流器106将AC整流电压V_{ФR_IN}提供至切换功率转换器108。因此，因为输入电压V_{Ф_IN}源自输入电源电压V_IN，所以整流输入电压V_{ФR_IN}也源自输入电源电压V_IN。电容器110将高频成分从整流电压V_{ФR_IN}滤除。为了控制切换功率转换器108的操作，控制器110产生控制信号CS₀来控制场效应晶体管（FET）开关112的导电性。控制信号CS₀是脉冲宽度调制信号。控制信号CS₀波形114表示示例性的控制信号CS₀。控制信号CS₀的各个脉冲使开关112接通（即，导电），并且电感电流i_L增加（如在示例性电感电流波形115中所示）以在充电阶段T_C期间对电感116充电。二极管118防止电流从链电容器（link capacitor）120流向开关112。如电感电流波形115中所示，当脉冲结束时，电感116使电压极性反向（通常称为“反激（flyback）”），并且电感电流i_L在反激阶段T_FB期间降低。电感电流i_L通过二极管118使链电容120两端的链电压升高。

切换功率转换器108是升压型转换器，并且因此链电压V_LINK大于整流输入电压V_{ФR_IN}。控制器110在节点124读出整流输入电压V_{ФR_IN}并且在节点126读出链电压V_LINK。控制器110操作切换功率转换器108，从而保持大约恒定的用于灯122的链电压V_LINK、提供功率因数校正并且使输出电流i_OUT与整流输入电压V_{ФR_IN}的切相角相关。灯132包括一个以上的发光二极管。

期望改善与基于双向晶闸管的调光器的相接。

发明内容

在本发明的一个实施方式中，一种装置包括控制器，该控制器具有至少在AC输入电压的周期期间的第一时间感测切换功率转换器的上升沿切相交流（AC）输入电压的输入。AC输入电压的周期源自AC输出电源电压的周期，并且第一时间在AC输入电源电压的周期的近似过零点之前。AC输入电源电压的至少一些过零点不能直接地由控制器观察。控制器被配置为基于在第一时间感测的切相AC输入电压的电压值来确定AC输入电源电压的近似过零点。

在本发明的另一实施方式中，一种方法包括接收感测信号，该感测信号指示切换功率转换器的上升沿切相交流（AC）输入电压。该感测信号至少在AC输入电压的周期期间的第一时间被接收，该AC输入电压的周期源自AC输入电源电压的周期，并且该第一时间先于AC输入电源电压的周期的近似过零点。AC输入电源电压的至少一些过零不能由切换功率转换器的控制器观察到。该方法还包括基于在第一时间感测的切相AC输入电压的电压值来确定AC输入电源电压的近似过零点。

在本发明的另一实施方式中，一种方法包括持续AC输入电压的部分周期暴露（exposing）提供到切换功率转换器的上升沿切相交流（AC）输入电压。暴露的AC输入电压用于向负载提供电流，并且AC输入电压源自AC输入电源电压。该方法进一步包括感测AC输入电压并在感测到AC输入电压之后停止AC输入电压的暴露。该方法进一步包括基于感测的AC输入电压来确定AC输入电源电压的近似过零点。

在本发明的另外的实施方式中，一种设备包括：用于接收指示切换功率转换器的上升沿切相交流（AC）输入电压的感测信号的装置。该感测信号至少在AC输入电压的周期期间的第一时间被接收，AC输入电压的周期源自AC输入电源电压的周期，并且该第一时间先于AC输入电源电压的周期的近似过零点。AC输入电源电压的至少一些过零点不能由切换功率转换器的控制器直接地观察。该设备进一步包括用于基于在第一时间感测的切相AC输入电压的电压值来确定AC输入电源电压的近似过零点的装置。

附图说明

通过参照附图，可以更好地理解本发明并且可以使本发明的多个目标、特征和优点对于本领域中的技术人员变得显而易见。在多个附图中使用相同的参考标号表示相同或相似的元件。

图1（标记为现有技术）示出了包括基于双向晶闸管的调光器的照明系统。

图2（标记为现有技术）示出了与图1的照明系统相关的示例性电压图。

图3示出了包括具有过零点计算器的控制器的电子系统。

图4示出了图3的系统的示例性输入电源电压和整流输入电压。

图5示出了表示图3的控制器的一种实施方式的控制器。

图6示出了示例性近似过零点确定处理。

图7示出了示例性近似过零点确定代码。

图8示出了由图7的近似过零点确定代码采用的示例性电容器/电流模型。

图9示出了表示图3的电子系统的一种实施方式的电子系统。

具体实施方式

在至少一个实施方式中，电子系统包括控制器，并且控制器基于AC输入电压的电压值来确定切换功率转换器的交流（AC）输入电源电压的近似过零点。在本文中使用的术语“近似”表示精确的或足够精确的。如果过零点能够代替实际过零点来由控制器使用，那么过零点是足够精确的。与‘确定’AC输出电源电压的近似过零点相反，实际‘检测’AC输入电源电压的过零点在某些情况下可能是有问题的。例如，基于双向晶闸管的调光器通常与白炽灯一起使用。白炽灯通常不受来自基于双向晶闸管的调光器的切相电压的干扰（诸如过早的断开和由基于双向晶闸管的调光器产生的电子噪声）的影响。然而，诸如过早断开、过早导通和电子噪声的由调光器引起的电源电压的干扰对于相对低的功率、活跃地控制的电子系统（诸如基于发光二极管（LED）的照明系统）可能是有问题的。在至少一个实施方式中，控制器利用AC输入电压的过零点来开始一个以上的操作，诸如在过零点为调光器提供足够低的输入阻抗从而将调光器的输出电压保持在近似于零伏，如在2010年8月17日提交的名为“DimmerOutput Emulation”的发明人为John L.Melanson的美国专利申请第12/858,164号（在本文中称为Melanson I）以及于2011年8月24日提交的名为“Multi-Mode Dimmer Interfacing Including Attach State Control”并的发明人为Eric J.King和John L.Melanson的美国专利申请第13217174号中所描述的。

在至少一个实施方式中，控制器在AC输入电压的周期期间感测切换功率转换器的上升沿切相AC输入电压值。控制器在AC输入电压的过零点之前的时间感测电压值。控制器利用电压值来确定AC输入电源电压的近似过零点。在至少一个实施方式中，通过确定AC输入电压的近似过零点，控制器不受调光器的任何干扰的影响，否则该干扰可以使通过读出实际AC输入电压来检测过零点产生问题。确定近似过零点的具体方法事关设计选择。在至少一个实施方式中，控制器使用估计AC输入电压波形的函数来近似AC输入电压并且从AC输入电压的近似来确定AC输入电压的近似过零。具体的函数可以是任何类型的函数，诸如多项式函数或三角函数。在至少一个实施方式中，控制器包括确定近似过零点的专用电路。在至少一个实施方式中，控制器包括处理器和存储器，并且存储器包括能够由处理器执行以确定近似过零点的代码。在至少一个实施方式中，控制器包括基于感测的电压值来识别过零点将在何时发生的查找表。

确定在AC输入电压的周期期间何时感测电压值事关设计选择。在至少一个实施方式中，控制器在调光器具有对切换功率转换器提供相对不受干扰的输入电压的高可能性时的AC输入电压的部分期间感测电压值。在AC输入电压的相对不受干扰的部分期间感测电压值允许控制器利用准确表示调光器的电源电压的电压值的电压值。此外，在至少一个实施方式中，当切相电压相对不受干扰时并且当切换功率转换器接收到足够的功率来满足负载的功率需求时，控制器感测电压值。在至少一个实施方式中，在控制器感测电压值之后，控制器使电子系统耗散过度的能量，例如，（i）于2011年11月4日提交的名为“Controlled Power Dissipation in a SwitchPath in a Lighting System”的发明人为John L.Melanson和Eric J.King的美国专利申请13/289,845、（ii）于2011年11月4日提交的名为“ControlledPower Dissipation in a Lighting System”的发明人为John L.Melanson和EricJ.King的美国专利申请13/289,931（iii）于2011年11月4日提交的名为“Controlled Power Dissipation in a Link Path in a Lighting System”的发明人为John L.Melanson和Eric J.King的13/289,967中所描述的和/或（iv）通过另一功率耗散电路来耗散功率。在（i）、（ii）和（iii）中确定的美国专利申请被共同地称为“功率耗散申请”。

图3示出了包括确定整流输入电压V_{ФR_IN}的近似过零点的控制器304的过零点计算器302的电子系统300。图4示出了输入电源电压V_IN和整流输入电压V_{ФR_IN}的示例性电压波形400。参考图3和图4，调光器306是上升沿切相调光器。调光器306可以是包括基于双向晶闸管的调光器或基于场效应管（FET）的调光器的任何种类的上升沿切相调光器。在图4中示出了输入电源电压V_IN的一个周期。整流输入电压V_{ФR_IN}示出了源自输入电压V_IN的周期401的两个周期（周期A和周期B）。周期A是输入电源电压V_IN的前半个周期402的切相版本，而周期B是输入电源电压V_IN的后半个周期404的整流、切相版本。周期A从时间t₀发生直到时间t₃的输入电源电压V_IN的过零点为止。周期B从时间发生直到时间t₆的输入电源电压V_IN的下一个过零点为止。在至少一个实施方式中，调光器306切相来自电压源104的输入电源电压V_IN从而产生切相输入电压V_{Ф_IN}。全桥二极管整流器整流切相输入电压从而产生整流输入电压V_{ФR_IN}。在时间t₀和t₁之间，调光器306不导通来自电压源104的电流并且因此使切相电源电压V_IN直到时间t₁为止。在时间t₁，调光器306导通使得整流输入电压V_{ФR_IN}等于输入电压V_IN。在时间t₂，控制器304感测在整流输入电压V_{ФR_IN}的周期A期间的整流输入V_{ФR_IN}的电压值v(0)_A。感测表示输入电源电压V_IN的电压值的整流输入电压V_{ФR_IN}的电压值的位置和方式事关设计选择。在至少一个实施方式中，控制器304从切相输入电压V_{Ф_IN}感测整流器106的下游（右侧）的电压值v(0)_A。在至少一个实施方式中，控制器304从切相输入电压V_{Ф_IN}感测整流器106的上游（左侧）的电压值v(0)_A。

控制器304包括过零点计算器302来确定整流输入电压V_{ФR_IN}的近似过零点。对于整流输入电压V_{ФR_IN}的周期A，过零点在时间t₃出现。过零点计算器302的具体实现事关设计选择。随后将更详细地描述过零点计算器302的各种示例性实施方式。在至少一个实施方式中，选择时间t₂作为感测电压值v(0)_A的时间，这是因为功率转换器308已经从电压源104收到足够的功率以保持近似恒定的链电压V_LINK并且满足负载310的功率需求。在至少一个实施方式中，在时间t₂，控制器304将整流输入电压V_{ФR_IN}保持在电压值v(0)_A直到达到时间t₃的过零点为止。保持整流输入电压V_{ФR_IN}的电压有效地使电流iI_N停止流入功率转换器308。在至少一个实施方式中，在过零点处，控制器304使整流输入电压V_{ФR_IN}快速地降低至接近0伏。如何耗散与整流输入电压V_{ФR_IN}减少至接近0伏相关的能量也事关设计选择。在至少一个实施方式中，例如，如在任何或所有的功率耗散应用中描述的和/或通过另一功率耗散电路来耗散功率。

例如在周期B中所示，控制器304继续确定在整流输入电压V_{ФR_IN}的后续周期中的整流输入电压V_{ФR_IN}的近似过零。在整流输入电压V_{ФR_IN}的周期B中，切相调光器306从时间t₃到时间t₄切相整流输入电压V_{ФR_IN}。在时间t₅，控制器304感测在时间t₅的整流输入电压V_{ФR_IN}的电压值v(0)_B。然后如早先描述的，过零点计算器302确定在时间t₆出现的近似过零点时间。在至少一个实施方式中，整流输入电压V_{ФR_IN}的实际过零点不能由控制器304直接观察，并且因此不能由控制器304直接检测。在至少一个实施方式中，对于120Hz的整流输入电压V_{ФR_IN}，整流输入电压V_{ФR_IN}的感测时间（诸如时间t₂和时间t₅）在近似过零点时间（诸如相应的时间t₃和时间t₆）的0.5-5ms的范围内。整流输入电压V_{ФR_IN}的感测时间（诸如时间t₂和时间t₅）在近似过零点时间（诸如相应的时间t₃和时间t₆）的0.25-5ms的范围内。在至少一个实施方式中，感测时间的范围关于整流输入电压V_{ФR_IN}的频率成反向线性的关系，例如，对于240Hz的整流输入电压V_{ФR_IN}，感测时间减少50%。在至少一个实施方式中，诸如v(0)_A和v(0)_B的感测电压大于或等于50V，或在至少一个实施方式中，大于整流输入电压V_{ФR_IN}的RMS峰值的0.3倍。

控制器304控制功率转换器308。功率转换器308的具体类型事关设计选择。例如，功率转换器308可以是诸如切换功率转换器108的升压型切换功率转换器、降压型切换功率转换器、升降压型切换功率转换器或丘克（Cúk）型切换功率转换器。在至少一个实施方式中，控制器304控制以下文献中描述的功率转换器308，例如于2007年12月31日提交的发明人为John L.Melanson的题为“Power Control System Using a NonlineraDelta-Sigma Modulator With Nonlinear Power Conversion Process Modeling”的美国专利申请第11/967,269号（在本文中称为“Melanson II”）、于2007年12月31日提交的发明人为John L.Melanson的题为“ProgrammablePower Control System”的美国专利申请第11/967,275号（在本文中称为“Melanson III”）、于2009年6月30日提交的发明人为John L.Melanson的题为“Cascode Configured Switching Using at Least One Low BreakdownVoltage Internal，Integrated Circuit Switch to Control At Least One HighBreakdown Voltage External Switch”的美国专利申请第12/495,457号（在本文中称为“Melanson IV”）以及于2011年6月30日提交的发明人为JohnL.Melanson、Rahul Singh和Siddharth Maru的题为“Constant CurrentController With Selectable Gain”的美国专利申请第12,174,404号（在本文中称为“Melanson V”），其全部内容通过引用结合于此。

图5示出了表示控制器304的一个实施方式的控制器50。控制器500包括表示过零点计算器302的一个实施方式的过零点计算器502。图6示出了近似过零点确定处理600，近似过零点确定处理600表示由控制器500利用以确定整流输入电压V_{ФR_IN}的近似过零点的近似过零点确定处理的一个实施方式。

参照图5和图6，在操作602中，控制器500观察整流输入电压V_{ФR_IN}。在操作604中，控制器选择整流输入电压V_{ФR_IN}的值v(0)并且将所选择的值v(0)存储在寄存器504中。过零计算器502包括存储近似过零点确定代码508的存储器506。处理器510与存储器506通信并且，在操作606中，执行近似过零点确定代码508以合成整流输入电压V_{ФR_IN}并且确定合成的整流输入电压V_{ФR_IN}的近似过零点。处理器510将感测的电压值V(0)用作初始值以确定整流输入电压V_{ФR_IN}的近似过零点。近似过零点确定代码508的具体实现事关设计选择。在至少一个实施方式中，近似过零点确定代码508将抛物线函数实施为为例如随后描述的“错误！参考源未找到（Error!Reference source not found）”。在其他的实施方式中，近似过零点确定代码508实施其他多项式函数或三角函数（诸如实际正弦函数）以合成整流输入电压V_{ФR_IN}从而确定整流输入电压V_{ФR_IN}的过零点。在至少一个实施方式中，近似过零点确定代码508包括访问查找表的代码，并且查找表包括与感测电压值V(0)的可能值相对应的过零点时间。

图7A和图7B一起示出了表示过零点代码508的一个实施方式的过零点代码700。过零点代码700在图7A中开始并且在图7B中继续。过零点代码700基于电容器两端的电压（源于来自该电容器的电流）变化的建模使用抛物线函数来实施迭代近似过零点确定处理。图8示出了由过零点代码700所使用的示例性电容器/电流模型800。电容器/电流模型800使用抛物线函数来对输入电源电压V_IN建模从而合成输入电源电压V_IN。

参见图7和图8，过零点代码700使用整流输入电压V_{ФR_IN}的初始采样V(0)。电容器/电流模式800以在时间t_SENSE即刻接通并且随后立即断开的开关802来对该采样建模。整流输入电压V_{ФR_IN}被感测的时间t_SENSE事关设计选择，并且在至少一个实施方式中，基于整流输入电压V_{ФR_IN}的各个周期来选择。在至少一个实施方式中，感测时间t₀在电压源104（图3）提供了足够的功率来满足负载310（图3）的功率需求时发生。因此，在至少一个实施方式中，时间t_SENSE对应于如图4中所示的整流输入电压V_{ФR_IN}的周期A的时间t₂和周期B的时间t₅。在至少一个实施方式中，对于120Hz的整流输入电压V_{ФR_IN}，时间t_SENSE在过零点时间t_ZC的0.5-5ms内。在至少一个实施方式中，对于120Hz的整流输入电压V_{ФR_IN}，时间t_SENSE在过零点时间t_ZC的0.25-5ms内。

电压电流图804将电流I(V(n))建模为电容器806两端的电压V(n)的函数，即I(V(n))=f(V(n))。电压电流图804表示电容器806两端的电压V(n)和电流I(V(n))之间的线性关系，例如，由等式[1]表示：

I(V(n))=m·V(n)+b [1]

“V(n)”表示电容器806两端的电压，其表示输入电源电压V_IN。“I(V(n))”表示从电容806放电并且由变电流源810来建模的电流。“m”是V(n)/I(V(n))关系线808的斜率，而“b”是V(n)/I(V(n))关系线808的y轴截距。“m”和“b”的值事关设计选择，并且在至少一个实施方式中，被选择为建模的电容806的输入电源电压V_IN和输入电流i_IN（图3）之间实际关系的最佳近似。

电压V(n)相对于时间的变化由等式[2]来表示：

dV(n)/dt=I(V)/C [2]

“dV(n)/dt”表示电压相对于时间的变化，而“C”表示电容器806的电容。在至少一个实施方式中，为便于计算，C=1。“dt”表示时间的变化并且在至少一个实施方式中，是过零点指示器值ZC被更新的恒定时间段。dt的具体值事关设计选择。在至少一个实施方式中，基于过零点指示器值ZC的期望的精度来选择dt的值。在至少一个实施方式中，以频率f_CALC来更新过零点值ZC，并且f_CALC至少是10kHz。因此，dt（等于1/f_CALC）小于或等于0.0001秒。

等式[2]能够被重新整理为等式[3]：

dV(n)=(I(V)/C)dt [3]

各个后续的值V(n+1)与由等式[4]紧接的上一个电压值V(n)相关：

V(n+1)=V(n)-dV(n) [4]

初始值V(0)由在时间t_SENSE处的整流输入电压V_{ФR_IN}的实际感测值来提供。电压电流图804为V(n)的各个采样或计算提供了I(V)的值，并且因此能够从等式[3]和来自电压电流图804的I(V)的值确定对于dt的各个增量的各个dV(n)的值。因为在电压电流图804中的V(n)和I(V)之间的关系是线性的，所以等式[1]到[4]的结合导致抛物线函数，并且根据等式[4]的抛物线函数，V(n+1)的值将减少。在至少一个实施方式中，输入电源电压V_IN是正弦波。等式[4]的抛物线函数较快和较容易计算并且近似地建模为正弦波。

比较器812将电压值V(n)与参考值V_{ZC_REF}进行比较，而过零点值ZC表示比较的结果。参考值V_{ZC_REF}被选择为使得当电压值V(n)小于参考值V_{ZC_REF}时，过零点值ZC从逻辑0改变状态至逻辑1从而表示输入电源电压VIN的过零点。在至少一个实施方式中，当达到输入电源电压V_IN的过零点时，控制器304（图3）变换为将整流输入电压V_{ФR_IN}保持或“固定”在低值从而防止在输入电源电压V_IN的下一个周期期间切相调光器306过早地断开，例如，如Melanson I中描述的。

公式[5]表示能够用于迭代地确定AC输入电源电压V_IN的近似过零点的近似等式：

V_APPROX(i)=V_APPROX(i-1)-(k₁-V_APPROX[i-1])·k₂ [5]

“V_APPROX(i)”是AC输入电源电压V_IN的第i个近似过零点，“i”是整数指数，“V_APPROX(i-1)”是“V_APPROX(i)”的值的紧接着的上一个近似过零值。“k₁”和“k₂”是缩放因数。k₁涉及输入电源电压的峰值而k₂涉及频率并且因此涉及等式[5]的各个迭代的步长。

对于120Vrms、60Hz的输入电源电压，k1=220、k2=0.38以及从112度开始切相，舍入至等式[5]的最近的伏特的V_APPROX(i)的值是：

{157、155、152、150、147、145、142、139、136、132、129、126、122、118、114、110、106、102、97、93、88、83、78、72、67、61、55、49、42、35、28、21、13、5、0}

实际的正弦波的值是：

{157、155、153、150、147、144、141、137、134、130、126、122、118、114、109、104、100、95、90、85、80、74、69、64、58、52、47、41、35、29、24、18、12、6、0}

对于120Vrms、60Hz的输入电源电压，k1=220、k2=0.38以及从130度开始切相，舍入至等式[5]的最近的伏特的V_APPROX(i)的值是：

{130、127、123、119、112、107、103、99、94、89、84、79、74、68、63、57、50、44、37、30、23、16、8、0、-9}

实际的正弦波的值是：

{130、126、122、118、114、109、104、100、95、90、85、80、74、69、64、58、52、47、41、35、29、24、18、12、6、0}

因此，在由正弦波数据指示的实际过零点和使用等式[5]来确定的所确定的近似过零点之间稍微存在的误差。然而，过零点的近似足够允许控制器506准确地控制功率转换器308并且保持与切相调光器306的兼容性。如果希望更高的准确性则可以使用更准确的函数。

图9示出了表示电子系统300的一个实施方式的电子系统900。控制器902感测在节点124处的整流输入电压V_{ФR_IN}。控制器902可以以任何期望的方式来感测整流输入电压V_{ФR_IN}，诸如通过电阻分压器电路905。表示过零点计算器302（图3）的一个实施方式的过零点计算器904结合过零点计算器302、500（图5）或700（图7）来合成例如之前描述的整流输入电压V_{ФR_IN}。在至少一个实施方式中，控制器902控制切换功率转换器（例如Melanson II、Melanson III、Melanson IV或Melanson V）。

因此，控制器至少在AC输入电压的周期期间的时间t₀感测切换功率转换器的上升沿切相交流（AC）输入电压。时间t₀在AC输入电压的过零点之前，并且至少一些AC输入电压的过零点不能由控制器直接观察到。控制器被配置为基于在时间t₀的AC输入电压的电压值来确定AC输入电压的近似过零点。

尽管详细描述了实施方式，但是应当理解，在不偏离由所附权利要求书定义的本发明的精神和范围的情况下可以对实施方式进行各种改变、替代和修改。

Claims

1.一种装置，包括：

控制器，具有在交流（AC）输入电压的周期期间的至少第一时间感测切换功率转换器的上升沿切相AC输入电压的输入，其中，所述AC输入电压的周期源自AC输入电源电压的周期，所述第一时间先于所述AC输入电源电压的周期的近似过零点，并且所述AC输入电源电压的至少一些过零点不能由所述控制器直接观察，并且所述控制器被配置为：

基于在所述第一时间感测的所述切相AC输入电压的电压值来确定所述AC输入电源电压的近似过零点。

2.根据权利要求1所述的装置，其中，为了确定所述AC输入电源电压的近似过零点，所述控制器被配置为：

使用估计所述AC输入电源电压的波形的函数来近似所述AC输入电源电压并且从所述AC输入电源电压的近似来确定所述AC输入电源电压的近似过零点。

3.根据权利要求2所述的装置，其中，为了使用估计所述AC输入电源电压的波形的函数来近似所述AC输入电源电压，所述控制器被配置为使用多项式函数来近似所述AC输入电源电压。

4.根据权利要求2所述的装置，其中，为了使用估计所述AC输入电源电压的波形的函数来近似所述AC输入电源电压，所述控制器被配置为使用通常随时间而递减的函数来近似所述AC输入电源电压。

5.根据权利要求1所述的装置，其中，为了确定所述AC输入电源电压的近似过零点，所述控制器被配置为：

合成所述AC输入电源电压以确定从所述第一时间到所述近似过零点的延迟。

6.根据权利要求1所述的装置，其中，所述第一时间在由所述切换功率转换器对负载传输功率的结束处发生。

7.根据权利要求1所述的装置，其中，为了确定所述AC输入电源电压的近似过零点，所述控制器被配置为：

在所述切相AC输入电压的周期期间持续第一时间段观察所述切相AC输入电压，所述第一时间段在所述AC输入电源电压的上升沿或之前开始直到所述切相AC输入电压从切换功率转换器断开时为止；以及

利用与从所述第一时间段的所述切相AC输入电压的观察相关联的数据来确定所述AC输入电源电压的近似过零点。

8.根据权利要求7所述的装置，其中，所述第一时间段是在所述AC输入电源电压的周期期间的当灯吸取足够的电流从而使得所述切相AC电压跟踪所述AC输入电压时的时间段。

9.根据权利要求7所述的装置，其中，为了确定所述AC输入电源电压的近似过零点，所述控制器被配置为：

在所述第一时间段之后迭代地近似所述AC输入电源电压直到所述迭代近似指示所述AC输入电源电压近似等于零为止。

10.根据权利要求1所述的装置，其中，所述控制器进一步被配置为：

在所述第一时间将所述切相AC输入电压暴露至所述控制器的输入电压节点，同时由负载通过所述切换功率转换器吸取电流。

11.根据权利要求10所述的装置，其中，所述负载包括灯，并且所述灯包括一个以上的发光二极管。

12.根据权利要求1所述的装置，其中，所述控制器进一步被配置为：

将整流的切相AC输入电压保持为恒定的值直到所述控制器确定所述AC输入电源电压的近似过零点为止；并且

在所述AC输入电源电压的近似过零点由所述控制器确定时释放所述切相AC输入电压。

13.根据权利要求12所述的装置，其中，在所述AC输入电源电压的近似过零点由所述控制器确定时释放所述切相AC输入电压包括当所述控制器确定了所述AC输入电源电压的近似过零点时释放所述切相AC输入电压。

14.根据权利要求1所述的装置，其中，从包括以下范围的组中选择在所述第一时间感测的所述切相AC输入电压的电压值：大于或等于50V，或大于或等于所述切相AC输入电压的峰值的均方根值的0.3倍。

15.一种方法，包括：

接收指示切换功率转换器的上升沿切相AC输入电压的感测信号，其中，所述感测信号至少在所述AC输入电压的周期期间的第一时间被接收，所述AC输入电压的周期源自所述AC输入电源电压的周期，所述第一时间先于所述AC输入电源电压的周期的近似过零点，并且所述AC输入电源电压的过零点的至少一些不能由切换功率转换器的控制器直接观察；以及

16.根据权利要求15所述的方法，其中，确定所述AC输入电源电压的近似过零点进一步包括：

估计所述AC输入电源电压的波形；以及

从所述AC输入电源电压的近似确定所述AC输入电源电压的近似过零点。

17.根据权利要求16所述的方法，其中，估计所述AC输入电源电压的波形进一步包括：

使用估计所述AC输入电源电压的波形的函数来近似所述AC输入电源电压。

18.根据权利要求17所述的方法，其中，使用估计所述AC输入电源电压的波形的函数来近似所述AC输入电源电压进一步包括：

使用多项式函数来估计所述AC输入电源电压。

19.根据权利要求17所述的方法，其中，使用估计所述AC输入电源电压的波形的函数来近似所述AC输入电源电压进一步包括：

使用通常随时间而递减的函数来近似所述AC输入电源电压。

20.根据权利要求15所述的方法，其中，确定所述AC输入电源电压的近似过零点进一步包括：

合成所述AC输入电源电压从而确定从所述第一时间到所述近似过零点的延迟。

21.根据权利要求15所述的方法，其中，所述第一时间在由所述切换功率转换器对所述负载传输功率的结束处发生。

22.根据权利要求15所述的方法，其中，确定所述AC输入电源电压的近似过零进一步包括：

利用与从所述第一时间段的对所述切相AC输入电压的观察相关联的数据来确定所述AC输入电源电压的近似过零点。

23.根据权利要求22所述的方法，其中，所述第一时间段是在所述AC输入电源电压的周期期间的在灯吸取足够的电流从而使得所述切相交流电压跟踪所述AC输入电压时的时间段。

24.根据权利要求22所述的方法，其中，确定所述AC输入电源电压的近似过零点进一步包括：

25.根据权利要求15所述的方法，进一步包括：

26.根据权利要求25所述的方法，其中，所述负载包括灯，并且所述灯包括一个以上的发光二极管。

27.根据权利要求15所述的方法，其中，所述控制器进一步被配置为：

将整流的切相AC输入电压保持在恒定的值直到所述控制器确定了所述AC输入电源电压的近似过零点为止；并且

28.根据权利要求27所述的方法，其中，在确定的所述AC输入电源电压的近似过零点时释放所述切相AC输入电压包括：

当所述控制器确定了所述AC输入电源电压的近似过零时释放所述切相AC输入电压。

29.根据权利要求15所述的方法，其中，从包括以下范围的组中选择在所述第一时间感测的所述切相AC输入电压的电压值：大于或等于50V，或大于或等于所述切相AC输入电压的峰值的均方根值的0.3倍。

30.一种方法，包括：

持续交流（AC）输入电压的周期的一部分暴露提供至切换功率转换器的上升沿切相AC输入电压，其中，所暴露的AC输入电压用于对负载提供电流并且所述AC输入电压源自AC输入电源电压；

感测所述AC输入电压；

在感测所述AC输入电压之后停止暴露所述AC输入电压；以及

基于感测的AC输入电压来确定所述AC输入电源电压的近似过零点。

31.一种设备，包括：

用于接收指示切换功率转换器的上升沿切相交流（AC）输入电压的感测信号的装置，其中，所述感测信号至少在所述AC输入电压的周期期间的第一时间被接收，所述AC输入电压的周期源自所述AC输入电源电压的周期，所述第一时间先于所述AC输入电源电压的周期的近似过零点，并且所述AC输入电源电压的过零点的至少一些不能由切换功率转换器的控制器直接观察；以及

基于在所述第一时间感测的所述切相AC输入电压的电压值来确定所述AC输入电源电压的近似过零点的装置。