CN103227661B - 频偏估计的方法、频偏估计的装置 - Google Patents

Abstract

一种频偏估计的方法，包括：步骤一，获取待估计和补偿的数据；步骤二，设置进行频偏估计的数据量，数据量小于或等于数据的最大数据量；步骤三，以数据量的数据进行频偏估计，获得频偏；步骤四，基于频偏对数据进行频偏补偿，获得补偿后数据；步骤五，对补偿后数据增加进行频偏估计的数据量，判断增加后的数据量是否小于或等于数据的最大数据量；步骤六，如果增加后的数据量大于最大数据量，则停止进行频偏估计；步骤七，如果增加后的数据量小于或等于最大数据量，以增加后的数据量重复步骤三至步骤五；步骤八，在停止频偏估计之后，输出各频偏结果的累加值作为总的频偏估计值。本发明可以在扩大频偏估计使用范围的同时获得精确的频偏估计结果。

Description

频偏估计的方法、频偏估计的装置

技术领域

本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种频偏估计的方法、频偏估计的装置。

背景技术

移动通信技术发展形成了多种模式的移动通信网络，如第二代移动通信系统(2G，SecondGeneration)中的全球通信移动系统(GSM，GlobalSystemforMobileCommunication)、第三代移动通信系统(3G，ThirdGeneration)中的时分-同步码分多址(TD-SCDMA，TimeDivision-SynchronousCDMA，CDMA，CodeDivisionMultipleAccess)、宽带码分多址(WCDMA，WidebandCDMA)、及TD-SCDMA和WCDMA的下一代移动通信系统中的长期演进(LTE，LongTermEvolution)，和全球微波互联接入(WIMAX，WorldwideInteroperabilityforMicrowaveAccess)。

对通信系统而言，由于发送端和接收端之间的频差，以及接收端移动所带来的多普勒频移等因素的影响，载波频率与本地晶振的频率之间存在着频率偏移，简称为“频偏”。例如发送端载波的中心频率为F_c，相应地，接收端正确接收的信号其中心频率也应为F_c，由于上述因素的影响实际接收端所接收信号的中心频率为F_c ^*，这样与发送端频率的差值为F_c ^*-F_c＝F_d，F_d为频偏。相应地，接收端需正确估计出通信系统的频偏，并对所述频偏进行补偿，以使得通信系统能保持比较稳定的工作状态。

具体地，接收端收到信号之后需要进行频偏估计。现有技术发展了各种频偏估计、频偏补偿的方法，在TD-SCDMA系统中，通过联合检测后的正交相移键控(QuadraturePhaseShiftKeying，QPSK)调制方式的数据进行频偏估计比较方便。对于频偏估计，下面以TD-SCDMA通信系统一个码道为例进行说明。

参考图1，示出了现有技术TD-SCDMA中经过联合检测后码道的数据输出结构示意图。此处以扩频因子SF＝16为例，但是对此不做限制。所述数据输出结构包括：训练序列部分3，分别位于训练序列部分3之前的第一数据部分1和位于训练序列部分3之后的第二数据部分2。其中，

训练序列部分3即Midamble码，Midamble码位于时隙的中央，长度是144码片(chip)用于TD-SCDMA系统中接收端的信道估计，也用作频率同步。

由于是联合检测后的符号，对于扩频因子SF＝16的码道，第一数据部分1和第二数据部分2的数据数均为22。类似地，对于扩频因子SF＝1的码道，第一数据部分1和第二数据部分2的数据数均为352。

Midamble码用作频偏估计时，Midamble码的中心位置没有频偏，靠近Midamble码的数据(第一数据部分1、第二数据部分2的数据)的相偏较小，而远离Midamble码的数据(第一数据部分1、第二数据部分2的数据)由于相位的累加，相偏较大。

现有技术中，对第一数据部分1、第二数据部分2中分别位于Midamble码前后M个相对应的数据进行差分计算，以估计出频偏。

参考图2，示出了现有技术频偏估计方法一实施方式的流程示意图。具体地，进行频偏估计包括以下步骤：

步骤S1，硬判决；

步骤S2，重调制；

步骤S3，共轭相乘；

步骤S4，相位比较；

步骤S5，频偏估计。

下面对各个步骤进行详细说明。

执行步骤S1，分别对第一数据部分1和第二数据部分2中的数据进行解调。

具体地，对第一数据部分1的数据分别取实部和虚部，并以表示解调后的输出数据，可得到：

$b_{2i}^{\′\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=\mathrm{Re}\left({d_{1,i}}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}\right),i=N-M,...N-1$

${b_{2i+1}^{\′}}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=\mathrm{Im}\left({d_{1,i}}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}\right),i=N-M,...N-1$

相应地，对第二数据部分2的数据分别取实部和虚部，并以表示解调后的输出数据，可得到：

$b_{2N+2i}^{\′\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=\mathrm{Re}\left({d_{2,i}}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}\right),i=0,...M-1$

$b_{2N+2i+1}^{\′\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=\mathrm{Im}\left({d_{2,i}}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}\right),i=0,...M-1$

其中，N为第一数据部分1的总数据量，例如：对于SF＝1而言，N为352，对于SF＝16而言，N为22；M为进行频差估计的数据量，例如M＝8，也就是说对训练序列部分3前后8个数据进行频偏估计。

之后，分别对第一数据部分1和第二数据部分2解调后的数据进行硬判决，硬判决的数据结果为：

$b_{\mathrm{hard},j}^{\′\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=\left\{\begin{array}{cc}1& b_j^{\′\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}>0\\ -1& b_j^{\′\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}\≤0\end{array}\right.,j=2N-2M,..,2N+2M-1$

由此可见，通过硬判决根据第一数据部分1、第二数据部分2中数据的实部和虚部与0的大小关系而输出1或-1，从而判断出第一数据部分1、第二数据部分2的符号，进而判断出第一数据部分1(或第二数据部分2)中数据在星座图中的象限。

执行步骤S2，在判断出第一数据部分1(或第二数据部分2)中数据在星座图中的象限之后，通过重调制获得相应象限的标准数据，具体地，第一数据部分1和第二数据部分2相对应的标准数据为：

$d_{\mathrm{mod}l,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=b_{\mathrm{hard},2i}^{\′\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}+b_{\mathrm{hard},2i+1}^{\′\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}*j,i=N-M,...N$

$d_{\mathrm{mod}2,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=b_{\mathrm{hard},2N+2i}^{\′\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}+b_{\mathrm{hard},2N+2i+1}^{\′\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}*j,i=0,...M-1$

执行步骤S3，对第一数据部分1的数据和其相对应的标准数据进行共轭相乘，以获得第一数据部分1的数据与标准数据的相位差值：

$x_{1,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=d_{1,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}*d_{\mathrm{mod}1,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)*},i=N-M,...N-1$

类似地，对第二数据部分2的数据和其相对应的标准数据进行共轭相乘，以获得第二数据部分2的数据与标准数据的相位差值：

$x_{2,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=d_{2,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}*d_{\mathrm{mod}2,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)*},i=0,...M-1$

执行步骤S4，对于一个码道而言，对第一数据部分1和第二数据部分1相对应的数据的相位差进行比较，获得一个码道的相位偏差为：

${\mathrm{cita}}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=\mathrm{angle}(\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left(x_{1,N-M+i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}\right)}^{*}*x_{2,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)})$

相应地，对于多个码道，通过各个码道计算出的相位偏差进行平均，获得相位偏差：

$\mathrm{cita}=\frac{1}{U}\underset{k_{\mathrm{ru}}=1}{\overset{U}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{cita}\left(k_{\mathrm{ru}}\right)$

执行步骤S5，通过相位偏差进行频偏估计，由于其中为相位偏差，Δf为频率偏差，Δt为时间间隔，因此，通过相位偏差可以获得频率偏差

步骤S4已获得相位差，同时由于第一数据部分1和第二数据部分2之间相对应的数据之间的时间间隔为(M×SF+144)T_c，其中，(M×SF+144)为第一数据部分1和第二数据部分2之间码片的个数，T_c为每个码片的延迟时间，这样频率偏差：

$\mathrm{\Δf}=\frac{\mathrm{cita}}{2\mathrm{\π}(M\×\mathrm{SF}+144)T_c}$

由于码片的频率为1.28兆每秒，

当SF＝16时，频偏为：

$\mathrm{\Δf}=\frac{\mathrm{cita}*12732}{(M+9)}$

当SF＝1时，频偏为：

$\mathrm{\Δf}=\frac{\mathrm{cita}*203718}{(M+144)}$

至此可以获得频偏估计值Δf，在实际的应用中，通过本帧估计出频偏Δf之后，用于通过所述Δf进行下一帧的频偏补偿，以得到较好的性能。

然而接收端处于高速运动时(例如，移动终端用户乘坐高铁时)，由于多普勒效应，相应地频偏较大，从而超出了上述频偏估计方法的频偏估计范围，从而致使获得的频偏估计值不够准确，这会影响通信系统的正常工作，从而限制了频偏估计方法的使用范围。

发明内容

本发明要解决的问题是提供一种可提高使用范围的频偏估计的方法、频偏估计的装置。

为了解决上述问题，本发明提供一种频偏估计的方法，包括：步骤一，获取待估计和补偿的数据；步骤二，设置进行频偏估计的数据量，所述数据量小于或等于所述数据的最大数据量；步骤三，以所述数据量的数据进行频偏估计，获得频偏；步骤四，基于频偏对所述数据进行频偏补偿，获得补偿后数据；步骤五，对补偿后数据增加进行频偏估计的数据量，判断所述增加后的数据量是否小于或等于所述数据的最大数据量；步骤六，如果所述增加后的数据量大于所述最大数据量，则停止进行频偏估计；步骤七，如果所述增加后的数据量小于或等于所述最大数据量，以所述增加后的数据量重复步骤三至步骤五；步骤八，在停止频偏估计之后，输出各频偏结果的累加值作为总的频偏估计值。

可选地，还包括：在获得频偏之后，判断所述频偏是否大于800赫兹或者小于-800赫兹；如果所述频偏大于800赫兹，以800赫兹作为频偏结果进行频偏补偿，并在输出总的频偏估计值时以800赫兹作为频偏结果进行累加；如果所述频偏小于-800赫兹，以-800赫兹作为频偏结果进行频偏补偿，并在输出总的频偏估计值时以-800赫兹作为频偏结果进行累加；如果所述频偏小于或等于800，并且大于或等于-800赫兹，以进行频偏估计获得的频偏作为频偏结果进行频偏补偿，并在输出总的频偏估计值时以频偏估计获得的频偏作为频偏结果进行累加。

可选地，所述数据为TD-SCDMA系统中接收端经过联合检测后的数据，所述数据包括多个码道的TD-SCDMA数据，所述TD-SCDMA数据包括训练序列部分、位于所述训练序列部分之前的第一数据部分以及位于所述训练序列部分之后的第二数据部分，进行频偏估计的步骤包括：通过对第一数据部分、第二数据部分分别位于训练序列部分前后M个相对应的数据进行差分计算，以进行频偏估计，其中M大于或等于1并且小于或等于TD-SCDMA数据的最大数据量。

可选地，对第一数据部分、第二数据部分的数据进行差分计算的步骤包括：分别对第一数据部分、第二数据部分靠近训练序列部分的M个数据进行硬判决，获得相应数据的象限；分别获得第一数据部分、第二数据部分相应数据的象限的标准数据；分别获得第一数据部分中相应数据与标准数据的第一相位差值、第二数据部分中相应数据与标准数据的第二相位差值；对第一相位差值和第二相位差值进行比较，获得相位差；基于相位差获得频率偏差。

可选地，所述对第一相位差值和第二相位差值进行比较，获得相位差的步骤包括：基于一个码道的第一相位差值和第二相位差值进行比较获得单码道相位差，基于同样的方法获得其他码道的单码道相位差，并对多个码道的单码道相位差求平均，以获得相位差。

可选地，在进行四次频偏估计之后，停止进行频偏估计。

可选地，所述输出各频偏结果的累加值作为总的频偏估计值的步骤包括：输出的总的频偏估计值为其中j为增加数据量的次数，Δf_j为各频偏结果，Δf₃为第三次增加数据量后进行频偏估计获得的频偏结果，α为权重因子。

可选地，所述增加进行频偏估计的数据量的步骤包括：基于扩频因子增加进行频偏估计的数据量。

可选地，所述扩频因子为16，按照Mi＝1+4i的方式增加数据量，其中Mi为数据量，i为已完成的频偏估计的次数，i为大于或等于0的整数。

可选地，所述扩频因子为1，按照Mi＝16+4i的方式增加数据量，其中Mi为数据量，i为已完成的频偏估计的次数，i为大于或等于0的整数。

相应地，本发明还提供一种频偏估计的装置，包括：数据获取单元，用于设置数据量，还用于获取与所述数据量相对应的待估计和补偿的数据；频偏估计单元，与所述数据获取单元相连，用于根据数据获取单元中的数据进行频偏估计，获得频偏；频偏补偿单元，与所述频偏估计单元和数据获取单元相连，用于根据频偏估计单元获得的频偏对数据获取单元中的数据进行补偿；所述数据获取单元还包括数据量增加单元，与所述频偏估计单元相连，用于对补偿后的数据增加数据量；第一判断单元，与所述频偏估计单元和数据量增加单元相连，用于判断增加后的数据量是否小于或等于所述数据的最大数据量，用于在增加后的数据量大于所述最大数据量时，使频偏估计单元停止进行频偏估计；还用于在所述增加后的数据量小于或等于所述数据的最大数据量时，控制频偏估计单元以所述增加后的数据量进行频偏估计；频偏结果输出单元，与所述频偏估计单元相连，用于在停止频偏估计之后，输出各频偏结果的累加值作为总的频偏估计值。

可选地，还包括：第二判断单元，与所述频偏估计单元、频偏补偿单元、频偏结果输出单元相连，用于判断频偏估计单元获得的频偏是否大于800赫兹或者小于-800赫兹；用于在所述频偏大于800赫兹，控制频偏补偿单元以800赫兹进行频偏补偿，并控制所述频偏结果输出单元以800赫兹作为频偏结果进行累加；在所述第二频偏小于-800赫兹，控制频偏补偿单元以-800赫兹进行频偏补偿，并控制所述频偏结果输出单元以-800赫兹作为频偏结果进行累加；还用于在所述频偏小于或等于800，并且大于或等于-800赫兹时，控制频偏补偿单元以频偏估计单元获得的频偏进行频偏补偿，并控制所述频偏结果输出单元以频偏估计单元获得的频偏进行累加。

可选地，所述数据为TD-SCDMA系统中接收端经过联合检测后的数据，所述第一数据包括多个码道的TD-SCDMA数据，所述TD-SCDMA数据包括训练序列部分、位于所述训练序列部分之前的第一数据部分以及位于所述训练序列部分之后的第二数据部分；所述数据获取单元，用于获取第一数据部分、第二数据部分分别位于训练序列部分前后M个数据，其中M大于或等于1并且小于或等于TD-SCDMA数据的最大数据量；所述频偏估计单元用于通过对第一数据部分、第二数据部分相对应的数据进行差分计算，以估计出频偏。

可选地，所述频偏估计单元包括：硬判决单元，与所述数据获取单元相连，用于分别对第一数据部分、第二数据部分靠近训练序列部分的M个数据进行硬判决，获得相应数据的象限；重调制单元，与所述硬判决单元相连，用于分别用获得第一数据部分、第二数据部分相应数据的象限的标准数据；归一化单元，与所述重调制单元、所述数据获取单元相连，用于分别获得第一数据部分中相应数据与标准数据的第一相位差值、第二数据部分中相应数据与标准数据的第二相位差值；相位比较单元，与所述归一化单元相连，对所述对第一相位差值和第二相位差值进行比较以获得相位差；频率计算单元，与所述相位比较单元相连，基于相位差获得频率偏差。

可选地，所述相位比较单元包括：单一相位比较单元，与所述归一化单元相连，基于一个码道的第一相位差值和第二相位差值进行比较获得单码道相位差；相位差平均单元，与所述单一相位比较单元相连，用于接收多个码道的相位差并对多个码道的单码道相位差求平均获得相位差。

可选地，所述第一判断单元还与所述频偏补偿单元相连，用于计算频偏估计单元进行频偏估计的次数，在频偏估计的次数为四次时，控制频偏估计单元停止进行频偏估计。

可选地，所述频偏结果输出单元输出的结果为其中，j为增加数据量的次数，Δf_j为各频偏结果，Δf₃为第三次增加数据量后进行频偏估计获得的频偏结果，α为权重因子。

可选地，所述数据量增加单元用于根据扩频因子增加进行频偏估计的数据量。

可选地，所述扩频因子为16，所述数据量增加单元用于按照Mi＝1+4i的方式增加数据量，其中Mi为数据量，i为已进行的频偏估计的次数，i为大于或等于0的整数。

可选地，所述扩频因子为1，所述数据量增加单元用于按照Mi＝16+64i的方式增加数据量，其中Mi为数据量，i为已进行的频偏估计的次数，i大于或等于0的整数。

与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：

初次频偏估计时，使用较小的数据量，可以获得较大的频偏估计范围，初次频偏估计之后获得的结果还存在较大残留频偏，之后每增加一次数据量进行一次频偏估计，可以不断地减小残留频偏，从而在扩大频偏估计使用范围的同时获得精确的频偏估计结果。

附图说明

图1是现有技术TD-SCDMA中码道的数据输出结构示意图；

图2是现有技术频偏估计方法一实施方式的流程示意图；

图3是本发明频偏估计方法一实施方式的流程示意图；

图4是本发明TD-SCDMA系统中联合检测后的数据输出结构示意图；

图5是本发明频偏估计方法另一实施方式的流程示意图；

图6是本发明频偏估计装置一实施方式的结构示意图；

图7是本发明频偏估计装置一实施例的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。

现有技术在进行频偏估计时，频偏估计的计算过程中需要对Midamble码前后经过联合检测后各M个数据进行硬判决。进行硬判决的前提是估计出来的频偏在星座图上所对应的相位旋转不能超过只有在相位旋转不超过的情况下，可以通过硬判决得到标准数据的星座点位置，之后通过共轭相乘可以求得频偏引起的相位旋转；如果估计出来的频偏所对应的相位旋转超过那么硬判决得到的理想星座点已经不在原来的象限了，这样就无法通过共轭相乘估计出频偏引起的相位旋转。下面举例进行说明：

扩频因子SF＝16时，此时要求频偏对应的相位旋转不超过即满足以下关系式：

$2\mathrm{\&pi;}(M+4.5)\&times;16T_c\&times;\left|\mathrm{\&Delta;f}\right|<\frac{\mathrm{\&pi;}}{4}$

由此可以得出每个M值时|Δf|的上限为：

M	1	2	3	4	6	8	16
								Δfmax(Hz)	1818	1538	1333	1176	952	800	488

表1

而当扩频因子SF＝1时，每个码道参与计算的数据数为M(M为16的倍数)时，则可以得出每个M值时|Δf|的上限为：

M	1×16	2×16	3×16	4×16	6×16	8×16	16×16
								Δfmax(Hz)	1675	1435	1254	1115	911	771	477

表2

如果通过频偏估计估计出的频偏绝对值|Δf|大于相应的Δf_max，则说明频偏估计过程中出现了错误。

由表1和表2可知M值越小Δf_max越大，这样可以增大频偏估计的范围，从而扩大频偏估计的使用范围。然而现有技术中为了频偏估计准确，通常需要较多的数据进行平均，即需要M值较大才能获得准确度较高的频偏估计结果。

为了在保持频偏估计结果精度较高的同时，增大频偏估计的范围，从而扩大频偏估计的使用范围，本发明提供一种频偏估计的方法，参考图3，示出了本发明频偏估计方法一实施方式的流程示意图，所述方法大致包括以下步骤：

步骤S11，获取待估计和补偿的数据；

步骤S12，设置进行频偏估计的数据量，所述数据量小于所述数据的最大数据量；

步骤S13，以所述数据量的数据进行频偏估计，获得频偏；

步骤S14，基于频偏对所述数据进行频偏补偿，获得补偿后数据；

步骤S15，对补偿后数据增加进行频偏估计的数据量，判断所述增加后的数据量是否小于或等于所述数据的最大数据量；

步骤S16，如果所述增加后的数据量大于所述最大数据量，则停止进行频偏估计；

步骤S17，如果所述增加后的数据量小于或等于所述最大数据量，以所述增加后的数据量重复上述步骤S13～S15。

步骤S18，在停止频偏估计之后，输出各频偏结果的累加值作为总的频偏估计值。

下面结合具体实施例对本发明频偏估计的技术方案做进一步说明：

执行步骤S11，从接收端联合检测的单元处获取联合检测后的待估计和补偿的数据。本实施例以TD-SCDMA系统为例。

参考图4，示出了本发明TD-SCDMA系统中联合检测后的数据输出结构示意图。此处以扩频因子SF＝16为例，但是对此不做限制。

所述数据输出结构包括：训练序列部分13，分别位于训练序列部分13之前的第一数据部分11和位于训练序列部分13之后的第二数据部分12。其中，

训练序列部分13即Midamble码，Midamble码位于时隙的中央，长度是144码片，用于TD-SCDMA系统中接收端的信道估计，也用作频率同步。

对于扩频因子SF＝16的码道，第一数据部分11和第二数据部分12的数据数均为22。

由于联合检测的作用，Midamble码的中心位置没有频偏，靠近Midamble码的数据(第一数据部分11、第二数据部分12的数据数据)的相偏较小，而远离Midamble码的数据(第一数据部分11、第二数据部分12的数据)数据由于相位的累加，相偏较大。

执行步骤S12，设置进行频偏估计的数据量，所述数据量小于所述数据的最大数据量；

例如，对于扩频因子SF＝16的码道，第一数据部分11和第二数据部分12的数据数均为22，也就是说，第一数据部分11和第二数据部分12的数据最大量为22，那么设置频偏估计的数据量需小于或等于22。

优选地，进行初次频偏估计时，可以使用较小的数据量，也就是进行初次频偏估计时采用较小的M值(例如：扩频因子SF＝16时，M＝1进行频偏估计)，以获得较大的频偏估计范围(例如：Δf_max＝1818赫兹)。

执行步骤S13，以所述数据量的数据进行频偏估计，获得频偏。

频偏估计的方法可以采用现有技术中任意一种的估计方法，例如，LRE算法或Fitz算法等。本实施例仍以对Midamble码前后各M个相对应的数据进行差分的频偏估计方法为例，但是本发明对此不作限制。

具体地，对第一数据部分11的数据分别取实部和虚部，并以表示解调后的输出数据，可得到：

$b_{2i}^{\&prime;\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=\mathrm{Re}\left({d_{1,i}}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}\right).i=N-M,...N-1$

${b_{2i+1}^{\&prime;}}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=\mathrm{IM}\left({d_{1,i}}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}\right),i=N-M,...N-1$

相应地，对第二数据部分12的数据分别取实部和虚部，并以表示解调后的输出数据，可得到：

$b_{2N+2i}^{\&prime;\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=\mathrm{Re}\left({d_{2,i}}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}\right),i=0,...M-1$

$b_{2N+2i+1}^{\&prime;\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=\mathrm{Im}\left({d_{2,i}}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}\right),i=0,...M-1$

其中，N为第一数据部分11的总数据量，例如：对于SF＝16而言，N为22，对于SF＝1而言，N为352；M为进行频差估计的数据量，本实施例中，SF＝16，并且进行初次估计时M＝1，也就是说对训练序列部分13前后1个数据进行频偏估计。

之后，分别对第一数据部分11和第二数据部分12解调后的数据进行硬判决，硬判决的数据结果为：

$b_{\mathrm{hard},j}^{\&prime;\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=\left\{\begin{array}{cc}1& b_j^{\&prime;\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}>0\\ -1& b_j^{\&prime;\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}\&le;0\end{array}\right.,j=2N-2M,..,2N+2M-1$

由此可见，通过硬判决可根据第一数据部分11、第二数据部分12中数据的实部和虚部与0的大小关系而输出1或-1，从而判断出第一数据部分11、第二数据部分12的符号，进而判断出第一数据部分11(或第二数据部分12)中数据在星座图中的象限。

在判断出第一数据部分11(或第二数据部分12)中数据在星座图中的象限之后，通过重调制获得相应象限的标准数据，具体地，第一数据部分11和第二数据部分12相对应的标准数据为：

$d_{\mathrm{mod}l,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=b_{\mathrm{hard},2i}^{\&prime;\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}+b_{\mathrm{hard},2i+1}^{\&prime;\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}*j,i=N-M,...N$

$d_{\mathrm{mod}2,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=b_{\mathrm{hard},2N+2i}^{\&prime;\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}+b_{\mathrm{hard},2N+2i+1}^{\&prime;\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}*j,i=0,...M-1$

由于采用QPSK数据进行处理，对第一数据部分11的数据和其相对应的标准数据进行共轭相乘，以获得第一数据部分11的数据与标准数据的相位差值：

$x_{1,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=d_{1,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}*d_{\mathrm{mod}1,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)*},i=N-M,...N-1$

类似地，对第二数据部分12的数据和其相对应的标准数据进行共轭相乘，以获得第一数据部分12的数据与标准数据的相位差值：

$x_{2,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=d_{2,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}*d_{\mathrm{mod}2,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)*},i=0,...M-1$

对于一个码道而言，对第一数据部分11和第二数据部分12相对应的数据的相位差进行比较，获得一个码道的相位偏差为：

${\mathrm{cita}}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=\mathrm{angle}(\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left(x_{1,N-M+i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}\right)}^{*}*x_{2,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)})$

相应地，对于多个码道，通过各个码道计算出的相位偏差进行平均，获得相位偏差：

$\mathrm{cita}=\frac{1}{U}\underset{k_{\mathrm{ru}}=1}{\overset{U}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{cita}\left(k_{\mathrm{ru}}\right)$ 公式(1)

通过相位偏差进行频偏估计，由于其中为相位偏差，Δf为频率偏差，Δt为时间间隔，因此，通过相位偏差可以获得频率偏差

由于第一数据部分11和第二数据部分12之间相对应的数据之间的时间间隔为(M×SF+144)T_c，其中，(M×SF+144)为第一数据部分11和第二数据部分12之间码片的个数，T_c为每个码片的延迟时间，这样频率偏差：

$\mathrm{\&Delta;f}=\frac{\mathrm{cita}}{2\mathrm{\&pi;}(M\&times;\mathrm{SF}+144)T_c}$

由于芯片的频率为1.28兆每秒，

当SF＝16时，频偏为：

$\mathrm{\&Delta;f}=\frac{\mathrm{cita}*12732}{(M+9)}$ 公式(21)

当SF＝1时，频偏为：

$\mathrm{\&Delta;f}=\frac{\mathrm{cita}*203718}{(M+144)}$ 公式(22)

本实施例中，M为1并且由公式(1)可以获得cita值，将M为1和cita值代入公式(21)、公式(22)可以获得频偏估计值Δf。

由于此处是以较小数据量的数据获得的频偏估计值Δf，因此Δf的范围比较大，例如：扩频因子SF＝16时，如M＝1可以估计的最大频偏范围Δf_max＝1818。也就是说对于乘高铁的用户，虽然其频偏位于-800赫兹至800赫兹的范围内，仍可以采用上述方法进行频偏估计，由此可见本发明扩大了频偏估计的使用范围。

执行步骤S14，在以较小数据量的数据获得频偏估计值Δf之后对步骤S11获取的数据进行频偏补偿。

具体地，在估计出频偏Δf之后，实际进行频偏补偿时采用的频偏值为Δf′，且满足以下关系式：

Δf′＝αΔf，

此处α为权重因子，也就是说，实际在进行频偏补偿时频偏估计的结果只是作为多个参考因素中的一个来进行频偏补偿。

本实施例中，为了简化频偏补偿的方法，仅以步骤S13获得的频偏估计值进行频偏补偿，因此权重因子α＝1。但是本发明对此不做限制，可以根据实际应用设置权重因子，例如α＝0.5或者α＝0.8。

假设Midamble码的中间位置是没有相位偏移的，则相位校准值由下式给出：

cita′_1，i＝-2πΔf′(80+(N-0.5-i)SF)T_c，i＝0KN-1

cita′_2，i＝2πΔf′(64+(0.5+i)SF)T_c，i＝0KN-1

从而分别得到了第一数据部分11和第二数据部分12每个数据需要补偿的相位，那么校准因子分别为：

C_1，i＝exp(-j·cita′_1，i)＝cos(cita′_1，i)-j·sin(cita′_1，i)，i＝0KN-1

C_2，i＝exp(-j·cita′_2，i)＝cos(cita′_2，i)-j·sin(cita′_2，i)，i＝0KN-1

因此，最终经过相位补偿后分别对应于第一数据部分11和第二数据部分12所输出的数据为：

$d_{1,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=d_{1,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}\&CenterDot;C_{1,i},i=\mathrm{OKN}-1,$

$d_{21,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}=d_{2,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}\&CenterDot;C_{2,i},i=\mathrm{OKN}-1.$

至此完成了初次频偏补偿，获得了补偿后的数据。

执行步骤S15，增加进行频偏估计的数据量(即增加M值)，判断所述增加后的数据量是否小于或等于所述数据的最大数据量；

例如：扩频因子SF＝16时，其最大数据量为22，增加数据量时按照M_i＝1+4i(i＝0，1，2......)的方式增加数据量，i为已进行的频偏估计的次数，其中i＝0为初始估计的情况，也就是说初始进行频偏估计时的M值为1，增加后的数据量依次为5、9、13......在增加1次M值之后，判断增加后的数据量是否小于或等于22。

扩频因子SF＝1时，其最大数据量为352，由于扩频因子SF＝1时，M的值一般为16的倍数，具体地，此处在增加数据量时按照M_i＝16+64i(i＝0，1，2......)的方式增加数据量，i为增加的次数，其中i＝0为已进行的频偏估计的次数，也就是说初始进行频偏估计时的M值为16，增加后的数据量依次为80、176、208......

在增加1次M值之后，判断增加后的数据量是否小于或等于352。

执行步骤S16，如果所述增加后的数据量大于所述最大数据量，则停止进行频偏估计；

例如，对于扩频因子SF＝16时，在频偏估计的次数i为6时，M值为25，超出了最大数据量22。此时停止进行频偏估计。

步骤S17，如果所述增加后的数据量小于或等于所述最大数据量，以所述增加后的数据量重复上述步骤S12～S15。

例如，对于扩频因子SF＝16时，在频偏估计的次数i为1～5时，M值依次为5、9、13、17、21，均未超出了最大数据量22。这样在采用M＝1进行频偏估计之后，采用M＝1估计出的频偏进行补偿，之后增加i为1，以M＝5替换步骤S12中的M值进行频偏估计，并进行频偏补偿，之后再依次以M为9、13、17、21代入到步骤S12中各公式的M进行频偏估计和频偏补偿。

这样，虽然在初次频偏估计时可以对较大范围的频偏进行估计，但是获得的结果还存在较大残留频偏，这样每增加一次数据量进行一次频偏估计，可以不断地减小残留频偏，最终采用较大的M值进行频偏估计，可以获得精确的频偏估计结果。

因此，本发明的频偏估计方法在获得精度较高频偏估计结果的同时可对较大范围的频偏进行估计，提高了频偏估计和补偿方法的使用范围。

然而，实际应用中过多次数的频偏估计会影响通信业务的响应速度。较佳地，通常在初次估计之后，增加三次数据量进行频偏估计即可(即一共进行四次频偏估计)。可以防止频偏估计的次数过多造成的响应较慢的问题。

较佳地，本发明频偏估计方法还包括执行步骤S18，输出多次频偏估计获得的频偏结果的累加值作为总的频偏估计值，较佳地，在输出总的频偏结果时结合考虑频偏补偿时使用的权重因子，此处以进行四次频偏估计为例，所述输出各次频偏估计获得的频偏结果的累加值作为总的频偏估计值输出的结果为：

$\mathrm{\&Delta;f}=\mathrm{\&alpha;}\left({\mathrm{\&Sigma;}}_{j=0}^2\mathrm{\&Delta;}{f}_j\right)+\mathrm{\&Delta;}{f}_3,$

其中j为数据量增加的次数，Δf_j为各频偏结果，α为权重因子。即总的频偏估计值是前3次用于相位补偿的值以及最后一次的频偏结果进行累加得到的。

参考图5，示出了本发明频偏估计方法另一实施方式的流程示意图，所述方法大致包括以下步骤：

步骤S21，获取待估计和补偿的数据；

步骤S22，设置进行频偏估计的数据量，所述数据量小于或等于所述数据的最大数据量；

步骤S23，以所述数据量的数据进行频偏估计，获得频偏；

步骤S24，判断所述频偏是否大于800赫兹或者小于-800赫兹；

步骤S25，如果所述频偏大于800赫兹或者所述频偏小于-800赫兹，以800赫兹或-800赫兹作为频偏结果，以所述频偏结果进行频偏补偿；

步骤S26，如果所述频偏小于或等于800，并且大于或等于-800赫兹，以所述频偏估计获得的频偏为频偏结果，以所述频偏结果进行频偏补偿。

步骤S27，对补偿后数据增加进行频偏估计的数据量，判断所述增加后的数据量是否小于或等于所述数据的最大数据量；

步骤S28，如果所述增加后的数据量大于所述最大数据量，则停止进行频偏估计；

步骤S29，如果所述增加后的数据量小于或等于所述最大数据量，以所述增加后的数据量重复上述步骤S23～S27。

步骤S30，在停止频偏估计之后，输出各频偏结果的累加值作为总的频偏估计值。

本实施方式与图3所示实施方式的相同之处不再赘述，本实施方式与图3所示实施方式的不同之处在于：

在通过步骤S23完成频偏估计之后，判断所述S23得到的频偏是否大于800赫兹或者小于-800赫兹。如果所述频偏估计的频偏过大(大于800赫兹或者所述频偏小于-800赫兹)，则以800赫兹作为频偏结果进行补偿，如果频偏估计的结果不是过大，仍以步骤S23获得的频偏作为频偏结果进行频偏补偿。

因为通常频偏结果不会大于800赫兹，采用这种实施方式可以防止频偏估计结果不准而造成频偏过补偿的问题。

需要说明的是，在执行步骤S30时，在累加的过程中，如果某一次估计值大于800赫兹或是小于-800赫兹，那么采用800赫兹或是-800赫兹进行累加，如果估计值在-800至800赫兹范围内，那么以步骤S23获得的频偏作为频偏结果进行累加。相应地，本发明还提供一种频偏估计的装置，参考图6，示出了本发明频偏估计装置一实施方式的示意图。本发明频偏估计的装置包括：

数据获取单元101，用于设置数据量，还用于获取与所述数据量相对应的待估计和补偿的数据；

频偏估计单元102，与所述数据获取单元101相连，用于根据数据获取单元101中的数据进行频偏估计，获得频偏；

频偏补偿单元103，与所述频偏估计单元102和数据获取单元101相连，用于根据频偏估计单元102获得的频偏对数据获取单元101中的数据进行补偿；

所述数据获取单元101还包括数据量增加单元104，与所述频偏估计单元102相连，用于对补偿后的数据增加数据量

具体地，所述数据量增加单元用于根据扩频因子增加进行频偏估计的数据量。例如，所述扩频因子为16，所述数据量增加单元用于按照Mi＝1+4i的方式增加数据量，其中Mi为数据量，i为已进行的频偏估计的次数，i为大于或等于0的整数。再例如，所述扩频因子为1，所述数据量增加单元用于按照Mi＝16+64i的方式增加数据量，其中Mi为数据量，i为已进行的频偏估计的次数，i为大于或等于0的整数。

第一判断单元105，与所述频偏估计单元102和数据量增加单元104相连，用于判断增加后的数据量是否小于或等于所述数据的最大数据量，用于在增加后的数据量大于所述最大数据量时，使频偏估计单元102停止进行频偏估计；还用于在所述增加后的数据量小于或等于所述数据的最大数据量时，控制频偏估计单元102以所述增加后的数据量进行频偏估计。

频偏结果输出单元107，与所述频偏估计单元102和第一判断单元105相连，用于在停止频偏估计之后输出各频偏结果的累加值作为总的频偏估计值。

本发明频偏估计装置中各单元的工作原理可参考频偏估计方法的相关内容，在此不再赘述。

继续参考图6，较佳地，本发明频偏估计装置还包括第二判断单元106，与所述频偏估计单元102、频偏补偿单元103、频偏结果输出单元107相连，用于判断频偏估计单元获得的频偏是否大于800赫兹或者小于-800赫兹；

所述第二判断单元106用于在所述频偏大于800赫兹，控制频偏补偿单元以800赫兹进行频偏补偿，并控制所述频偏结果输出单元107以800赫兹作为频偏结果进行累加；在所述第二频偏小于-800赫兹，控制频偏补偿单元以-800赫兹进行频偏补偿，并控制所述频偏结果输出单元107以-800赫兹作为频偏结果进行累加；

所述第二判断单元106还用于在所述频偏小于或等于800，并且大于或等于-800赫兹时，控制频偏补偿单元103以频偏估计单元102获得的频偏进行频偏补偿，并控制所述频偏结果输出单元107以频偏估计单元102获得的频偏进行累加。

参考图7，示出了本发明频偏估计装置一实施例的示意图。此处，以TD-SCDMA系统为例，进行频偏估计的方法以相位差分的方法为例，但是本发明对此不做限制。

需要说明的是，TD-SCDMA系统中接收端联合检测后的数据，所述第一数据包括多个码道的TD-SCDMA数据，所述TD-SCDMA数据包括训练序列部分、位于所述训练序列部分之前的第一数据部分以及位于所述训练序列部分之后的第二数据部分。

数据获取单元101，用于获取第一数据部分、第二数据部分分别位于训练序列部分前后M个数据，其中M大于或等于1并且小于或等于TD-SCDMA数据的最大数据量；

频偏估计单元102，用于通过对第一数据部分、第二数据部分相对应的数据进行差分计算，以估计出频偏。具体地，所述频偏估计单元包括：

硬判决单元201，与所述数据获取单元102相连，用于分别对第一数据部分、第二数据部分靠近训练序列部分的M个数据进行硬判决，获得相应数据的象限；

重调制单元202，与所述硬判决单元201相连，用于分别用获得第一数据部分、第二数据部分相应数据的象限的标准数据；

归一化单元203，与所述重调制单元202、所述数据获取单元102相连，用于分别获得第一数据部分中相应数据与标准数据的第一相位差值、第二数据部分中相应数据与标准数据的第二相位差值；

相位比较单元204，与所述归一化单元203相连，对所述对第一相位差值和第二相位差值进行比较以获得相位差；

较佳地，TD-SCDMA系统中包括多个码道，所述相位比较单元203还包括：

单一相位比较单元，与所述归一化单元203相连，基于一个码道的第一相位差值和第二相位差值进行比较获得单码道相位差；

相位差平均单元，与所述单一相位比较单元相连，用于接收多个码道的相位差并对并对多个码道的单码道相位差求平均获得相位差。

本发明频偏估计装置还包括频率计算单元205，与所述相位比较单元204相连，用于根据相位差获得频率偏差。

所述各个单元的工作原理可参考本发明频偏估计的方法的相关内容，在此不再赘述。

本发明提供的频偏估计装置中，除了在初次频偏估计时对较大范围的频偏进行估计，以对较大范围的频偏进行估计之外，还不断增加数据量，每增加一次数据量进行一次频偏估计，可以不断地减小残留频偏，最终采用较大的数据量进行频偏估计，可以获得精确的频偏估计结果。

较佳地，继续参考图6，本发明提供的频偏估计装置中的所述第一判断单元105与所述频偏估计单元102相连，还用于计算频偏估计单元102进行频偏估计的次数，在频偏估计的次数为四次时，控制频偏估计单元103停止进行频偏估计，并控制频偏结果输出单元107输出总的频偏估计值。从而可以防止频偏估计的次数较多而造成的频偏估计装置的响应速度较慢的问题。

优选地，在输出总的频偏估计值时结合考虑进行频偏补偿时的权重因子，以频偏估计次数为四次为例，频偏结果输出单元107输出的总的频偏估计值为：其中j为增加数据量的次数，Δf_j为各频偏结果，Δf₃为第三次增加数据量后进行频偏估计获得的频偏结果，α为权重因子。也就是说总的频偏估计值是前3次用于相位补偿的值以及最后一次的频偏估计值进行累加得到的。一般情况下，选择α＝1，但是本发明对此不做限制。

本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (16)

1.一种频偏估计的方法，其特征在于，包括：

步骤一，获取待估计和补偿的数据；

步骤二，设置进行频偏估计的数据量，所述数据量小于或等于所述数据的最大数据量；

步骤三，以所述数据量的数据进行频偏估计，获得频偏；

步骤四，基于频偏对所述数据进行频偏补偿，获得补偿后数据，进行频偏补偿时采用的频偏值为Δf'，满足：Δf'＝αΔf，其中，Δf为频偏估计所得的频偏，α为频偏补偿时所用的权重因子；

步骤五，对补偿后数据增加进行频偏估计的数据量，判断所述增加后的数据量是否小于或等于所述数据的最大数据量；

步骤六，如果所述增加后的数据量大于所述最大数据量，则停止进行频偏估计；

步骤七，如果所述增加后的数据量小于或等于所述最大数据量，以所述增加后的数据量重复步骤三至步骤五；

步骤八，在停止频偏估计之后，输出各频偏结果的累加值作为总的频偏估计值；

在进行四次频偏估计之后，停止进行频偏估计；

所述输出各频偏结果的累加值作为总的频偏估计值的步骤包括：输出的总的频偏估计值为其中j为增加数据量的次数，Δf_j为各频偏结果，Δf₃为第三次增加数据量后进行频偏估计获得的频偏结果。

2.如权利要求1所述的频偏估计的方法，其特征在于，还包括：

在获得频偏之后，判断所述频偏是否大于800赫兹或者小于-800赫兹；

如果所述频偏大于800赫兹，以800赫兹作为频偏结果进行频偏补偿，并在输出总的频偏估计值时以800赫兹作为频偏结果进行累加；如果所述频偏小于-800赫兹，以-800赫兹作为频偏结果进行频偏补偿，并在输出总的频偏估计值时以-800赫兹作为频偏结果进行累加；

如果所述频偏小于或等于800，并且大于或等于-800赫兹，以进行频偏估计获得的频偏作为频偏结果进行频偏补偿，并在输出总的频偏估计值时以频偏估计获得的频偏作为频偏结果进行累加。

3.如权利要求1或2所述的频偏估计的方法，其特征在于，

所述数据为TD-SCDMA系统中接收端经过联合检测后的数据，所述数据包括多个码道的TD-SCDMA数据，所述TD-SCDMA数据包括训练序列部分、位于所述训练序列部分之前的第一数据部分以及位于所述训练序列部分之后的第二数据部分，进行频偏估计的步骤包括：

通过对第一数据部分、第二数据部分分别位于训练序列部分前后M个相对应的数据进行差分计算，以进行频偏估计，其中M大于或等于1并且小于或等于TD-SCDMA数据的最大数据量。

4.如权利要求3所述的频偏估计的方法，其特征在于，

对第一数据部分、第二数据部分的数据进行差分计算的步骤包括：

分别对第一数据部分、第二数据部分靠近训练序列部分的M个数据进行硬判决，获得相应数据的象限；

分别获得第一数据部分、第二数据部分相应数据的象限的标准数据；

分别获得第一数据部分中相应数据与标准数据的第一相位差值、第二数据部分中相应数据与标准数据的第二相位差值；

对第一相位差值和第二相位差值进行比较，获得相位差；

基于相位差获得频率偏差。

5.如权利要求4所述的频偏估计的方法，其特征在于，

所述对第一相位差值和第二相位差值进行比较，获得相位差的步骤包括：

基于一个码道的第一相位差值和第二相位差值进行比较获得单码道相位差，基于同样的方法获得其他码道的单码道相位差，并对多个码道的单码道相位差求平均，以获得相位差。

6.如权利要求1所述的频偏估计的方法，其特征在于，所述增加进行频偏估计的数据量的步骤包括：基于扩频因子增加进行频偏估计的数据量。

7.如权利要求6所述的频偏估计的方法，其特征在于，所述扩频因子为16，按照Mi＝1+4i的方式增加数据量，其中Mi为数据量，i为已完成的频偏估计的次数，i为大于或等于0的整数。

8.如权利要求6所述的频偏估计的方法，其特征在于，所述扩频因子为1，按照Mi＝16+4i的方式增加数据量，其中Mi为数据量，i为已完成的频偏估计的次数，i为大于或等于0的整数。

9.一种频偏估计的装置，其特征在于，包括：

数据获取单元，用于设置数据量，还用于获取与所述数据量相对应的待估计和补偿的数据；

频偏估计单元，与所述数据获取单元相连，用于根据数据获取单元中的数据进行频偏估计，获得频偏；

频偏补偿单元，与所述频偏估计单元和数据获取单元相连，用于根据频偏估计单元获得的频偏对数据获取单元中的数据进行补偿，进行频偏补偿时采用的频偏值为Δf'，满足：Δf'＝αΔf，其中，Δf为频偏估计所得的频偏，α为频偏补偿时所用的权重因子；

所述数据获取单元还包括数据量增加单元，与所述频偏估计单元相连，用于对补偿后的数据增加数据量；

第一判断单元，与所述频偏估计单元和数据量增加单元相连，用于判断增加后的数据量是否小于或等于所述数据的最大数据量，用于在增加后的数据量大于所述最大数据量时，使频偏估计单元停止进行频偏估计；还用于在所述增加后的数据量小于或等于所述数据的最大数据量时，控制频偏估计单元以所述增加后的数据量进行频偏估计；

频偏结果输出单元，与所述频偏估计单元相连，用于在停止频偏估计之后，输出各频偏结果的累加值作为总的频偏估计值；

所述第一判断单元还与所述频偏补偿单元相连，用于计算频偏估计单元进行频偏估计的次数，在频偏估计的次数为四次时，控制频偏估计单元停止进行频偏估计；

所述频偏结果输出单元输出的结果为其中，j为增加数据量的次数，Δf_j为各频偏结果，Δf₃为第三次增加数据量后进行频偏估计获得的频偏结果。

10.如权利要求9所述的频偏估计的装置，其特征在于，还包括：

第二判断单元，与所述频偏估计单元、频偏补偿单元、频偏结果输出单元相连，用于判断频偏估计单元获得的频偏是否大于800赫兹或者小于-800赫兹；

用于在所述频偏大于800赫兹，控制频偏补偿单元以800赫兹进行频偏补偿，并控制所述频偏结果输出单元以800赫兹作为频偏结果进行累加；在所述频偏小于-800赫兹，控制频偏补偿单元以-800赫兹进行频偏补偿，并控制所述频偏结果输出单元以-800赫兹作为频偏结果进行累加；

还用于在所述频偏小于或等于800，并且大于或等于-800赫兹时，控制频偏补偿单元以频偏估计单元获得的频偏进行频偏补偿，并控制所述频偏结果输出单元以频偏估计单元获得的频偏进行累加。

11.如权利要求9或10所述的频偏估计的装置，其特征在于，

所述数据为TD-SCDMA系统中接收端经过联合检测后的数据，所述数据包括多个码道的TD-SCDMA数据，所述TD-SCDMA数据包括训练序列部分、位于所述训练序列部分之前的第一数据部分以及位于所述训练序列部分之后的第二数据部分；

所述数据获取单元，用于获取第一数据部分、第二数据部分分别位于训练序列部分前后M个数据，其中M大于或等于1并且小于或等于TD-SCDMA数据的最大数据量；

所述频偏估计单元用于通过对第一数据部分、第二数据部分相对应的数据进行差分计算，以估计出频偏。

12.如权利要求11所述的频偏估计的装置，其特征在于，

所述频偏估计单元包括：

硬判决单元，与所述数据获取单元相连，用于分别对第一数据部分、第二数据部分靠近训练序列部分的M个数据进行硬判决，获得相应数据的象限；

重调制单元，与所述硬判决单元相连，用于分别用获得第一数据部分、第二数据部分相应数据的象限的标准数据；

归一化单元，与所述重调制单元、所述数据获取单元相连，用于分别获得第一数据部分中相应数据与标准数据的第一相位差值、第二数据部分中相应数据与标准数据的第二相位差值；

相位比较单元，与所述归一化单元相连，对所述对第一相位差值和第二相位差值进行比较以获得相位差；

频率计算单元，与所述相位比较单元相连，基于相位差获得频率偏差。

13.如权利要求12所述的频偏估计的装置，其特征在于，

所述相位比较单元包括：

单一相位比较单元，与所述归一化单元相连，基于一个码道的第一相位差值和第二相位差值进行比较获得单码道相位差；

相位差平均单元，与所述单一相位比较单元相连，用于接收多个码道的相位差并对多个码道的单码道相位差求平均获得相位差。

14.如权利要求9所述的频偏估计的装置，其特征在于，所述数据量增加单元用于根据扩频因子增加进行频偏估计的数据量。

15.如权利要求14所述的频偏估计的装置，其特征在于，所述扩频因子为16，所述数据量增加单元用于按照Mi＝1+4i的方式增加数据量，其中Mi为数据量，i为已进行的频偏估计的次数，i为大于或等于0的整数。

16.如权利要求14所述的频偏估计的装置，其特征在于，所述扩频因子为1，所述数据量增加单元用于按照Mi＝16+64i的方式增加数据量，其中Mi为数据量，i为已进行的频偏估计的次数，i大于或等于0的整数。