CN102223322A - 一种频率偏差的估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种频率偏差的估计方法及装置，包括：接收到子帧后，将该子帧的下行同步码转换到频域，并与本地频域同步码进行相关运算，得到共轭下行同步码序列；判断共轭下行同步码序列中的最大值所在位，折算出频率偏差值。本发明提供的估计方法不需要实现精确采样值位置、准确定时同步，甚至不需要获知多径分布和位置信息就可以较为稳定的工作。

Description

一种频率偏差的估计方法及装置

技术领域

本发明涉及时分同步码分多址接入(Time Division-Synchronized CodeDivision Multiple Access，TD-SCDMA)系统，尤其涉及一种频率偏差的估计方法及装置。

背景技术

时分同步码分多址(Time Division-Synchronized Code Division MultipleAccess，TD-SCDMA)是3G(第三代移动通信技术)的三大主流标准之一，具有广泛的应用前景。

在TD-SCDMA系统中，基站(BS)和终端(UE)均以标称的载波频率进行发送和接收。由于器件水平限制，实际发送和接收的频率之间会有一定的偏差。TD-SCDMA系统要求基站的载波频率误差小于0.05PPM，要求终端的载波频率误差小于0.1PPM。在基站侧，由于温度、体积、功耗和成本等的限制比较小，振荡器的频率精度可以满足要求，而在终端侧，受各种因素限制，所选用的晶体振荡器的频率精度通常不满足标准要求。AFC(自动频率控制)的作用是纠正BS和UE之间的载波频率误差，以保证后续解调解码的工作性能。

现有的频偏估计大都是利用信标信道中的下行导频时隙(Downlink PilotTimeSlot，DwPTS)和训练序列(Midamble)进行。原理是将数据分为前后两部分各自进行信道估计，以两段估计值相位旋转的差距来推算载波频偏。

由于同步码较短的自身特性所限，采样位置偏差和多径分布都会导致现有方法在0频率附近明显退化为有偏估计，且这种偏差难以通过AFC控制策略解决，只能通过尽力维护工作场景的方式来降低这一影响。例如：

(1)实现更加精确的定时，以保证采样值位置偏差远小于1/4chip(切谱，时间单位，1/1.28M秒)。

(2)采用径间干扰抵消，多径信道重构等多径位置估计技术抑制多径干扰的负面效应。

但是，上述技术的引入又给系统带来了一系列新的问题：

(1)上述估计和抵消技术自身的误差引入了新的干扰，降低了性能和稳定性。

(2)这些技术大都需要较高的频率精度作为前提，当频偏估计性能下降时，这些估计和抵消效果也会降低，进一步引起频偏估计性能的下降，会陷入恶性循环，系统不够稳健。

(3)在恶劣环境下，如何高精度的实现上述技术往往本身就是一个难题，增加了实现复杂度和开发周期。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种频率偏差的估计方法及装置，解决采用精确定时和多径位置估计等技术带来的性能和稳定性降低等问题，实现消除频偏估计对精确定时和多径位置估计的依赖，提高系统的整体稳定性。

为解决上述技术问题，本发明一种频率偏差的估计方法，包括：

接收到子帧后，将该子帧的下行同步码转换到频域，并与本地频域同步码进行相关运算，得到共轭下行同步码序列；

判断共轭下行同步码序列中的最大值所在位，折算出频率偏差值。

进一步地，本地频域同步码为一组受到不同频偏影响的同步码序列。

进一步地，本地频域同步码的构造方法包括：

对预先配置的同步码进行频率偏移操作；

完成频率偏移操作后，消除定时偏差及多径对预先配置的同步码的影响，得到本地频域同步码。

进一步地，频率偏移操作的方法包括：

产生不同频率的信号，对预先配置的同步码的各样点分别乘以(j)ⁱ，其中，j为复数单位，i为样点在该同步码中所在的位数；

将完成(j)ⁱ运算后的同步码分别与信号相乘。

进一步地，消除定时偏差及多径对预先配置的同步码的影响的方法包括：

将预先配置的同步码转换至频域，并对频域上的该同步码进行差分运算，得到本地频域同步码。

进一步地，该方法还包括：在将预先配置的同步码转换至频域前，对该同步码进行补偿，以与基带信号相适应。

进一步地，补偿为升余弦补偿。

进一步地，该方法还包括：在对频域上的该同步码进行差分运算前，根据该同步码各样点对应的频率的大小，按照频率的高低对该同步码的样点进行重排序。

进一步地，在将子帧的下行同步码转换到频域前，还包括：

从所接收到的子帧中查找下行同步码的位置，按照数据窗的长度从子帧中截取出下行同步码信号；

若下行同步码信号的样点数不是本地频域同步码的整数倍，则对下行同步码信号进行处理，使该下行同步码信号的样点数为本地频域同步码的整数倍。

进一步地，数据窗的长度为下行同步码的切谱(chip)长度加下行同步码左右各m个chip长度，其中，m≥0。

进一步地，该方法还包括：在下行同步码信号的样点数为本地频域同步码的整数倍时，对下行同步码信号进行差分运算。

进一步地，该方法还包括：对下行同步码信号进行差分运算后，还进行消除固定时域定时偏差影响的补偿。

进一步地，在将下行同步码与一组本地频域同步码进行相关运算后，还将每个相关运算结果的虚部丢弃，保留相关运算结果的实部，得到共轭下行同步码序列。

进一步地，折算出频率偏差值的过程包括：

不同频率的信号中包括0赫兹频率的信号；

将共轭下行同步码序列中的最大值所在位与信号中0赫兹频率所在位之间的位数差，乘以信号的频率间隔，得到频率偏差值。

进一步地，一种频率偏差的估计装置，包括：相互连接的本地频域同步码构造模块和频率偏差估计模块，其中：

本地频域同步码构造模块，用于构造本地频域同步码，并将所构造的本地频域同步码发送给频率偏差估计模块；

频率偏差估计模块，用于在接收到子帧后，将该子帧的下行同步码转换到频域，并与所接收到的本地频域同步码进行相关运算，得到共轭下行同步码序列，并判断共轭下行同步码序列中的最大值所在位，折算出频率偏差。

进一步地，本地频域同步码构造模块构造本地频域同步码的方法包括：

对预先配置的同步码进行频率偏移操作；

完成频率偏移操作后，消除定时偏差及多径对预先配置的同步码的影响，得到本地频域同步码。

综上所述，本发明提供的估计方法不需要实现精确采样值位置、准确定时同步，甚至不需要获知多径分布和位置信息就可以较为稳定的工作。

附图说明

图1为本发明实施方式中的预处理过程的流程图；

图2为本发明中采用的升余弦补偿序列的特性图；

图3为本发明实施方式中的频偏估计过程的流程图；

图4为本发明中采用的数据窗的示意图；

图5为本发明中采样位置偏差和定时偏差对估计值影响的示意图；

图6为本发明中随机多径分布对估计值影响的示意图；

图7为本发明中AWGN信道残余频偏标准偏差的示意图；

图8为本发明中采样值位置偏差和定时偏差对残余频偏性能影响的示意图；

图9为本发明中静态多径对残余频偏性能影响的示意图；

图10为本发明中随机多径信道对残余频偏性能影响的示意图；

图11为本发明频率偏差的估计装置的结构图。

具体实施方式

由于TD-SCDMA采用的同步码和midable序列长度都较短，因此现有的频偏估计方法在采样位置偏差、密集多径分布等环境中，性能退化较为严重，且在某些场景下可能转变为有偏估计，致使系统不能正常工作。一种解决方式是通过精确定时同步、精确多径位置估计和径间干扰抵消等技术来保障现有估计方法的工作环境满足要求，但往往这些技术既复杂又难以在恶劣场景中保证精度，此外大多数此类技术本身还依赖于AFC的控制精度，致使系统对于工作场景颇为敏感，不够稳健。

本实施方式的基本原理是构建本地频域同步码作为基准，将接收到的下行同步码变换到频域后本地频域同步码进行相关运算，以相关值最大所在位置作为频偏估计结果。本地频域同步码为一组受到不同频偏影响的同步码序列。相关运算的规则如下，例如，序列a1，a2，...an与序列b1，b2，...bn进行相关运算，将b序列每个元素取共轭后对应位置与a序列的对应位置相乘产生序列a1*conj(b1)，a2*conj(b2)，...an*conj(bn)，其中conj为复数共轭运算，最后对该序列累加求和sum(a1*conj(b1)，a2*conj(b2)，...an*conj(bn))，其中，sum为求和运算。

本实施方案分为预处理过程和频偏估计过程，其中，预处理过程生成本地频域同步码，在终端开机或切换服务小区导致同步码序号改变时需要执行，频偏估计过程在终端接收到每个子帧的下行同步码后均要执行。同步码序号是指预先分配给每个小区，在两个小区距离较近且采用相同频率的情况下对小区进行区分的标识。下行同步码是指基站发送给终端，供终端进行定时同步和帧同步的一个序列，实际上终端中已预先配置了基站所要下发的下行同步码。

预处理过程也可以在基站侧进行，即，由基站生成本地频域同步码，再由基站将所生成的本地频域同步码下发给终端。

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行详细说明。

图1为本实施方式中的预处理过程，下面以终端侧进行预处理过程为例进行说明，包括：

101：终端本地产生N个不同频率的信号，其中，N≥3；

上述信号最佳选用单音。

N最小为3，当N为3时，包含一个0频率单音，一个正频率单音和一个负频率单音。

采用单音时，单音的长度可参照同步码的长度选择64样点，且选择单倍chip(切谱)。产生单音的方法可选用现有任何已知方法。

N个单音中可以包含1个0频率单音，正频率和负频率单音各(N-1)/2个。如，当N＝127时，包含正频率和负频率单音各63个，单音之间的频率间隔可选择156.25Hz，频率估计范围可选择-9843.75Hz～+9843.75Hz。-9843.75Hz～+9843.75Hz的频率估计范围是基于终端采用3ppm的晶振，在2GHz载波下最大频偏为正负6kHz，考虑到基站的频偏和信道多普勒效应，并在此基础上留有一定的冗余后所选，对于不同的晶振可进行相应选择，156.25Hz的频率间隔与频率估计范围类似，可进行适应性选择。

当N为偶数时，除去一个0频率单音，正频率和负频率单音的数量将不对称，此时可选择多生成一个正频率单音，也可以选择多生成一个负频率单音。

102：终端对预先配置的同步码(基站将会下发的同步码)的各样点乘以(j)ⁱ，其中，j为复数单位，i为同步码样点所在的位数；

如，对于同步码的第0位样点，将其乘以1；将同步码的第1位样点，将其乘以j；将同步码的第2位样点，将其乘以j²。

103：终端将完成(j)ⁱ运算后的预先配置的同步码与N个单音分别相乘，以对预先配置的同步码进行频率偏移操作，得到N个单音同步码；

104：在单音为64样点时，N个单音同步码中的每个序列均为64样点，对该N个64样点的序列，在每组序列的数据尾部补上64个0，构成N组128样点序列；

由于下面需要对N组序列进行快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)变换，在时域上将序列的点数增加到128，在进行FFT变换后，可以提高频域的分辨率。

105：对N组序列分别进行FFT变换，将时域的序列转换至频域；

上述操作可表示为：PtsF＝FFT(PtsT.*SftF，128)，其中，PtsT为完成(j)ⁱ运算后的预先配置的同步码，SftF为单音，PtsF为FFT变换后得到的频域上的序列，128表示进行128点FFT变换。

106：终端对所得到的频域上的N个单音同步码分别进行补偿，以与基带信号相适应；

此处优先采用升余弦补偿，可以到达最佳的补偿效果，也可以进行根号升余弦补偿。

由于终端侧的基带信号是基站对基站信号进行根号升余弦滤波成型以及终端进行根号升余弦滤波匹配后得到的，基站信号经根号升余弦滤波成型后，频率范围为-800kHz～+800kHz，其中，0～480kHz无衰减，480kHz～640kHz功率衰减到一半，功率在800kHz的频率上已衰减到0，-800kHz～0的情况与此对称，也就是说从-640kHz～-480kHz以及480kHz～640kHz开始，信号已经进入升余弦滤波器的滚降带宽(逐渐衰减的带宽)，因此，为了更准确地与接收到的频域信号匹配，分别对N组序列进行升余弦补偿(两次根号升余弦滤波相当于一次升余弦滤波)，其中，补偿序列的特性请参考图2。

在图2中横坐标表示样点，纵坐标表示幅度，对序列进行补偿时，将序列的样点对应的频率乘以图2中该样点对应的幅度。

107：终端对每个单音同步码按照频率的从低到高的顺序进行重新排序，得到新的频域序列，并截取频率范围为-640kHz～640kHz；

由于进行FFT变换后，以0为界，序列的前半部分样点对应正频率，后半部分样点对应负频率，并不是单调增加的关系，重排序后序列的频率满足单调增加的关系，为后续的差分运算提供了方便。

TD信号的实际带宽为-800kHz～800kHz，但640kHz带宽以外信号功率占总功率的比例非常微小，因此，为简化运算此处仅仅保留了-640kHz～640kHz内的信号参与运算，当然也可以根据需求截取不同的频率范围，在此并不限定。

例如，序列的重新排序可表示为：PtsF＝PtsF([65：128，1：64]，：)，其中，PtsF为频域同步码变量，共128点，本步骤运算将前64点(1～64与后64点(65～128)位置互换。

108：终端对重排序后的序列分别进行差分运算，获得差分频域同步码；

差分运算的过程为：将序列中每个数据对应与序列中序号加1数据的共轭进行相乘，生成一组新的序列。

考虑到定时偏差会引起频域的相位随频点线性增大，无线信道的多径效应会引起接收信号频域上的频率选择性效果，此处的差分运算能够消除定时偏差影响，大幅抑制多径(频率选择性)的影响。

差分运算可表示为：PtsF＝PtsF(1：end-1，：).*conj(PtsF(2：end，：))，其中，PtsF为步骤107生成的频域序列，序列中每个数据对应与序列中序号加1数据的共轭相乘，生成一组新的序列。

如果不进行步骤107的重新排序，则此处对样点0～63中的相邻样点，样点67～127中的相邻样点分别进行差分运算，并对样点0和127再进行差分运算，得到差分频域同步码。

109：终端对N个差分频域同步码各自进行功率归一化，也就是使每个差分频域同步码的功率均相同，作为本地频域同步码基准。

上述N组单音的频点是均匀划分的，考虑到AFC应用的场合实际只需要在0频率附近有较高的估计精度，远离0频率处的精度只会对收敛速度略有影响，因此，也可以采用逐次二分区间的方式设置频点，逐次二分区间法是指将需要估计的最高频率、最高频率的1/2，1/4，1/8，...作为实际频点，例如估计范围选取-8kHz～+8kHz时，选取频点8kHz，-8kHz，4kHz，-4kHz，2kHz，-2kHz，1kHz，-1kHz作为频点，可以有效地降低本地存储空间和运算量。N取127时，二分区间方式本地频域基准为13组。

图3为本实施方式中的频偏估计过程，包括：

301：终端在接收到子帧后，查找下行同步码的位置，确定子帧的起始位置；

每个子帧有一个下行同步码，查找到下行同步码就找到了子帧的起始位置。

302：终端按照数据窗的长度从子帧中截取出下行同步码信号，数据窗的长度为预先确定，如取定为下行同步码及左右各m个chip的样点构成的长度，m≥0；

如图4所示，截取的信号的长度为下行同步码加上左右各m个chip的长度，下行同步码为64chip，在下行同步码的两边各增加m个chip的样点，可以保证当存在不超过m个chip的定时偏差时，可以完整的截取到整个下行同步码。

考虑到最大可能的定时偏移和时延扩展，这里m取值为8chip。

303：终端在下行同步码信号的尾部补0，使截取信号的样点数为本地同步码的整数倍，并将其变换至频域；

由于信号带宽为1.6MHz，考虑到采样率需要大于信号带宽，chip速率是1.28MHz，可取两倍chip速率为采样率，而数据窗为64chip+16chip，按照两倍chip速率的采样率，则同步码加上两端保护带共160个样点，可以在截取信号的尾部补上96个0，构成256点时域序列，256点位本地同步码的整数倍，且是2的整数倍，方便进行FFT转换。

SignalF＝FFT([Signal；zeros(96，1)])，补充96个零点后将其进行FFT变换，其中Signal是时域的接收信号，SignalF是变换后的频域信号。

如果截取信号的点数为本地同步码的整数倍，也可以不对截取信号进行补0，直接转换到频域，如数据窗也可以确定为64chip，m取0，此时就可以不对截取信号补0，直接进行频域的转换。

304：对应于本地同步码的频域范围，选取下行同步码信号的频域范围；

本地同步码的频域范围为-640kHz～640kHz，截取信号的频域范围可以与本地同步码相同，也可以不同，只要有一个交集即可。

SignalF＝SignalF([193：256，1：64])，SignalF为步骤303生成的变换后频域信号变量，共256点，本步骤运算将前64点(1～64)和后64点(193～256)互换。

305：终端对下行同步码信号进行差分运算；

SignalF＝SignalF(1：end-1).*conj(SignalF(2：end))，其中，SignalF为步骤304生成的频域信号变量，序列中每个数据对应与序列中序号加1数据的共轭进行相乘运算，生成一组新的序列。

306：考虑到数据窗选取时，数据窗较下行同步码有8chip的已知偏移，为了提高估计信噪比，对此固定位置偏移进行预补偿；

SignalF＝SignalF*exp(-2*pi*j/16)，其中，SignalF为步骤305生成的频域信号变量，exp的指数相为1/8pi对应的相位；由于定时偏差导致随频率线性增加的相位旋转，差分后该旋转是常数相位，本步骤补偿方式为频域旋转补偿固定时域定时偏差的影响，除了本步骤采用的方法外也可以采用时域上的定时平移补偿的方式，即步骤303中的表达式变更为SignalF＝FFT([Signal(17：end)；zeros(96，1)；Signal(1：16)])，时域信号向左平移16个样点(8个chip)。

307：终端将差分下行同步码与本地频域同步码基准分别进行共轭相关运算；

308：为了提高信噪比和平滑滤波增益并降低实现复杂度，仅保留每组共轭相关运算结果的实部，将虚部丢弃，得到共轭下行同步码序列；

CorrC＝real(SignalF′*PtsF)′，其中，SignalF为步骤306得到的频域信号，PtsF为本地频域同步码，real为复数取实部运算，CorrC为生成的相关结果，共轭下行同步码序列，序列中的每个值与本地码的每个基准频率一一对应。

309：由于下行同步码的实际频偏在5ms的观测周期上是一个缓变过程，终端可以对下行同步码序列进行平滑滤波，以提高估计精度；

简单起见，可以采用了一个1阶的IIR滤波器，典型的滤波器系数FltCoef取值为1/16。

CorrR＝(1-FltCoef)*CorrR+FltCoef*CorrC，此处为多次观测的结果，其中，CorrC为当前单次的相关结果，FltCoef为滤波系数，CorrR为多次结果的相关累积量，FltCoef决定了当前单次相关结果占相关累积量中的权重，FltCoef越小平滑滤波的效果越强，反之平滑滤波的效果越弱。

310：终端判断共轭下行同步码序列中最大值所在的位，获得频偏估计结果，并折算出频偏。

[CorrM，FreqEsti]＝max(CorrR)，CorrR为一组与频偏一一对应的相关累积量，其中最大累积量所对应的频偏为需要求解的频偏估计值，max为求取最大值运算，CorrM为最大的相关累积量的数值，FreqEsti为最大的相关累积量的索引，例如，CorrR为65，78，33，58；则CorrM计算结果为78，FreqEsti计算结果为2。

FreqEsti＝(FreqEsti-64)*156.25，该式将频偏估计的索引值转换为实际频偏大小，其对应关系取决于步骤101中的单音信号频率的构建方式，在本实施方式的上述步骤中N取127，单音频率间隔为156.25Hz，随着索引的增大，频率逐一增加156.25Hz，第64号单音实际频率为0Hz，因此有本式所描述的对应关系。

下面进一步对采样位置偏差和定时偏差的影响进行分析，以使本实施方式的效果更加明显，采样位置偏差和定时偏差会导致频域上随频率增加而增加的线性相位旋转，对于差分频域序列，这种旋转转变为常数相位值，采用实数最大值的方式时，仅会略微影响投影值的幅度，但即便在定时偏差高达4个chip时，投影角度为pi/16，投影值也仅仅下降为原值的0.9808，对信噪比的影响几乎可以忽略。

图5仿真了采样位置偏差和定时偏差对估计值的影响，其中，激励信号为无频偏同步码，采样位置偏差从-4chip逐步变化到+4chip，每次跳变1/4chip。

考虑到2倍chip速率采样的最大采样值位置偏差为1/4chip，与理论分析一致，本实施方式的估计方法除了与采样值位置无关外，也与定时偏差无关，也就是说，该方法既不依赖于系统的定时同步精度，也不需要提供精确的同步码径位置。

另外，由于在频域进行了差分运算，多径导致的频率选择性被大幅抑制，与采样值位置偏差和分析定时偏差影响时一致，此处也考虑最恶劣的场景，仿真一种随机4径信道，这4条径的到达时刻为0～3chip，信道系数均为独立的复高斯随机数，每个子帧重新产生且不进行功率归一化，当不存在实际频偏和信道噪声的情况下，估计结果如图6所示。

由此可见，即便是在完全随机的信道条件下，多径分布对频偏估计的影响也非常微小，值得注意的是，这里的估计方法没有采用多径位置信息，也就是说，本实施方式的方法并不需要进行多径位置估计就可以良好地工作。

下面以采用本实施方式的方法为基础构建的TD-SCDMA自动频率控制(AFC)环路为例，对本方法的使用情况进行说明。

考虑到AFC的目的是纠正本地晶振频偏，而本地晶振频偏是一个非常缓变的参数，因此从提高系统稳定性的角度出发，没有必要将当次的频偏估计结果完全送入AFC控制回路进行补偿，此处对估计值乘以一个较小的因子作为实际补偿的频偏值调整量，其典型值选取1/256。

TotalFreqEsti＝TotalFreqEsti+AdjCoef*FreqEsti，其中，FreqEsti为当前的频偏估计值，AdjCoef为调整补偿，TotalFreqEsti为总频偏估计值，本式的物理意义为，每次的残余频偏估计值以一定的折扣计入总频偏，以降低单次估计误差对频偏调整的影响。

采用典型参数FltCoef＝1/16，AdjCoef＝1/256对本实施方式构建的AFC环路在各种场景下的性能进行仿真比较。

首先，对在AWGN信道下该AFC环路残余频偏的标准偏差性能进行分析，请参考图7，图7中每个样点的仿真数量为一万个子帧，可见，基于本方法构建的AFC环路在AWGN信道下可以获得较好的性能，0dB、5dB和10dB信噪比时标准偏差分别优于50Hz、30Hz和20Hz。

其次，仿真采样值位置偏差和定时偏差对AFC环路残余频偏性能的影响。图8中四条曲线分别对应理想定时，1/4采样值位置偏差，1chip定时偏差和4chip定时偏差，与理论分析一致，基于本方法构建的AFC环路与采样值位置偏差和定时偏差基本无关。

在此基础上进一步评估多径信道对AFC环路性能的影响。图9比较了静态等强2径和等强4径环境下的性能，这些径相互间隔1chip，能量和相位相同，可见，静态多径对性能影响微小。

此外，再来考虑最恶劣多径的场景，仿真前述的随机2径信道和随机4径信道，时延扩展分别为2chip和4chip，信道系数均为独立的复高斯随机数，每个子帧重新产生且不进行功率归一化。请参考图10，仿真结果表明在存在密集多径且完全未知多径信息的情况下，AFC环路依然能够稳定的工作，且性能没有出现明显劣化。

图11所示为本实施方式频率偏差的估计装置，包括：相互连接的本地频域同步码构造模块和频率偏差估计模块，其中：

本地频域同步码构造模块，用于构造本地频域同步码，并将所构造的本地频域同步码发送给频率偏差估计模块；构造本地频域同步码的过程包括：对预先配置的同步码进行频率偏移操作；完成频率偏移操作后，消除定时偏差及多径对预先配置的同步码的影响，得到本地频域同步码。

频率偏差估计模块，用于在接收到子帧后，将该子帧的下行同步码转换到频域，并与所接收到的本地频域同步码进行相关运算，得到共轭下行同步码序列，并判断共轭下行同步码序列中的最大值所在位，折算出频率偏差。

上述频率偏差的估计装置的各模块的其它功能请参考方法内容的描述。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (16)

1.一种频率偏差的估计方法，包括：

接收到子帧后，将该子帧的下行同步码转换到频域，并与本地频域同步码进行相关运算，得到共轭下行同步码序列；

判断所述共轭下行同步码序列中的最大值所在位，折算出频率偏差值。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述本地频域同步码为一组受到不同频偏影响的同步码序列。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述本地频域同步码的构造方法包括：

对预先配置的同步码进行频率偏移操作；

完成所述频率偏移操作后，消除定时偏差及多径对所述预先配置的同步码的影响，得到所述本地频域同步码。

4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述频率偏移操作的方法包括：

产生不同频率的信号，对所述预先配置的同步码的各样点分别乘以(j)ⁱ，其中，j为复数单位，i为样点在该同步码中所在的位数；

将完成(j)ⁱ运算后的同步码分别与所述信号相乘。

5.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述消除定时偏差及多径对所述预先配置的同步码的影响的方法包括：

将所述预先配置的同步码转换至频域，并对频域上的该同步码进行差分运算，得到所述本地频域同步码。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，该方法还包括：在将所述预先配置的同步码转换至频域前，对该同步码进行补偿，以与基带信号相适应。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于：所述补偿为升余弦补偿。

8.如权利要求5所述的方法，其特征在于，该方法还包括：在所述对频域上的该同步码进行差分运算前，根据该同步码各样点对应的频率的大小，按照频率的高低对该同步码的样点进行重排序。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在将所述子帧的下行同步码转换到频域前，还包括：

从所接收到的子帧中查找下行同步码的位置，按照数据窗的长度从所述子帧中截取出下行同步码信号；

若所述下行同步码信号的样点数不是所述本地频域同步码的整数倍，则对所述下行同步码信号进行处理，使该下行同步码信号的样点数为所述本地频域同步码的整数倍。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于：所述数据窗的长度为下行同步码的切谱(chip)长度加所述下行同步码左右各m个chip长度，其中，m≥0。

11.如权利要求9所述的方法，其特征在于，该方法还包括：在所述下行同步码信号的样点数为所述本地频域同步码的整数倍时，对所述下行同步码信号进行差分运算。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，该方法还包括：对所述下行同步码信号进行差分运算后，还进行消除固定时域定时偏差影响的补偿。

13.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在将所述下行同步码与一组本地频域同步码进行相关运算后，还将每个相关运算结果的虚部丢弃，保留所述相关运算结果的实部，得到所述共轭下行同步码序列。

14.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述折算出频率偏差值的过程包括：

所述不同频率的信号中包括0赫兹频率的信号；

将所述共轭下行同步码序列中的最大值所在位与所述信号中0赫兹频率所在位之间的位数差，乘以所述信号的频率间隔，得到所述频率偏差值。

15.一种频率偏差的估计装置，包括：相互连接的本地频域同步码构造模块和频率偏差估计模块，其中：

所述本地频域同步码构造模块，用于构造本地频域同步码，并将所构造的本地频域同步码发送给所述频率偏差估计模块；

所述频率偏差估计模块，用于在接收到子帧后，将该子帧的下行同步码转换到频域，并与所接收到的本地频域同步码进行相关运算，得到共轭下行同步码序列，并判断所述共轭下行同步码序列中的最大值所在位，折算出频率偏差。

16.如权利要求15所述的装置，其特征在于，所述本地频域同步码构造模块构造本地频域同步码的方法包括：

对预先配置的同步码进行频率偏移操作；

完成所述频率偏移操作后，消除定时偏差及多径对所述预先配置的同步码的影响，得到所述本地频域同步码。

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