CN103222198B - 在超宽带通信系统中使用的装置、估计器和接收机 - Google Patents

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Abstract

在超带宽(“UWB”)接收机(10′)中，接收到的UWB信号被周期性地数字化为一系列三元采样。将这些采样与预定的前导码序列连续相关以形成相关值。当该值超过预定的阈值时(这指示接收到前导码序列)，形成对信道脉冲响应(“CIR”)的估计。当检测到帧首定界符(“SFD”)时，最佳的CIR估计被提供给信道匹配滤波器(“CMF”)以基本上滤除信道注入噪声。

Description

在超宽带通信系统中使用的装置、估计器和接收机
技术领域
本发明大体上涉及超宽带通信系统，具体地说，涉及用于在超宽带通信系统中使用的接收机。
背景技术
通常，在下面的描述中，我们将用斜体印刷超宽带(“UWB”)通信系统领域中的技术人员应当熟悉的每一个专用术语的第一次出现。此外，当我们首次引入我们认为是新的或者我们将在我们认为是新的上下文中使用的术语时，我们将加粗该术语并且提供我们旨在应用于该术语的定义。此外，在整个描述中，当提及将信号、信号标记、状态比特或者类似的装置分别呈现为其逻辑真状态或逻辑假状态时，我们有时将使用术语断言和否定，并且我们有时使用术语切换来指示信号从一个逻辑状态逻辑反转到另一个逻辑状态。可替换地，我们可以将互斥布尔状态称作logic_0和logic_1。当然，众所周知，一致的系统操作可以通过反转所有这种信号的逻辑意义来获得，使得在本文中描述为逻辑真的信号变为逻辑假，反之亦然。此外，在这种系统中，选择哪一些特定的电压电平来表示逻辑状态中的每一个是没有关联的。
通常，在超宽带(“UWB”)通信系统中，由UWB发射机执行一系列特殊的处理步骤以准备有效载荷数据以经由基于分组的UWB信道进行传输。在接收到以后，由UWB接收机执行相应的一系列反转步骤以恢复数据有效载荷。在IEEE Standards 802.15.4(“802.15.4”)和802.15.4a(“802.15.4a”)中充分描述了两个系列的处理步骤的细节，这两个标准的副本随本文被提交并且其全部内容通过引用的方式明确地并入本文。众所周知，这些标准描述了系统的发射部分和接收部分这二者的所需功能，但是仅详细说明了系统的发射部分的实现细节，从而为实施者留下了如何执行接收部分的选择。
我们中的一个人Michael McLaughlin已经形成了用于在UWB通信系统中使用的某些改进，在下面未决的申请或发布的专利中充分描述了这些改进，其中所有这些未决的申请或发布的专利的全部内容明确地并入本文：
“A Method and Apparatus for Generating Codewords”，Application Serial No.11/309,221，filed13July2006(2006年7月13日提交的、题为“A Method and Apparatus for Generating Codewords”的申请No.11/309,221)；
“A Method and Apparatus for Generating Codewords”，Application Serial No.11/309,222，filed13July2006，now abandoned(2006年7月13日提交的但是现在放弃的题为“A Method and Apparatus for Generating Codewords”的申请No.11/309,222)；
“A Method and Apparatus for Transmitting and Receiving Convolutionally Coded Data”，US7,636,397，issued22December2009(2009年12月22日提交的题为“A Method and Apparatus for Transmitting and Receiving Convolutionally Coded Data”的US7,636,397)；以及
“A Method and Apparatus for Transmitting and Receiving Convolutionally Coded Data”，Application Serial No.12/590,124，filed3November2009(2009年11月3日提交的题为“A Method and Apparatus for Transmitting and Receiving Convolutionally Coded Data”的申请No.12/590,124)。
包括UWB的多径扩频系统的一个特殊的问题是存在于接收的信号中的信道引发的噪声。用于相对于接收电平显著减少该噪声电平的一个公共技术是在接收每一个发送的分组的前导码的训练序列部分期间形成(develop)对信道脉冲响应(“CIR”)的估计。当检测到帧首定界符(“SFD”）的接收分组以后，在时间上对最佳的CIR估计进行反转并且形成复共轭。此后，使用信道匹配滤波器(“CMF”)将该共轭CIR估计与分组的有效载荷部分进行卷积。在图1中示出的是适合于按照这种方式进行操作的UWB接收机10。众所周知，经由天线12 接收的信号由滤波器14进行持续调节。在接收训练序列期间，信道估计器16根据调节的信号形成共轭CIR估计。在接收有效载荷数据期间，检测器18使用CMF(未示出)来将经调节的信号与共轭CIR估计进行卷积，从而显著地改善信噪比(“SNR”)并且有助于对有效载荷数据的恢复。此外，参见2008年3月25日发布的题为“Efficient Back-End Channel Matched Filter(CMF)”的US7,349,461。
如在802.15.4a的§5.5.7.1所记载的，“UWB devices that have implemented optional ranging support are called ranging-capable devices (RDEVs)(实现了最佳测距支持的UWB设备被称为具有测距能力的设备(RDEV))”(对原文进行了强调)。对于某些应用，这种RDEV通常是以相对紧凑、自主的射频识别(“RFID”)标签等的形式实现的。由于较小的形状因数和有限的功率供应，因此选择以最小的功率提供最大性能的电路实现是特别重要的。不幸的是，在UWB接收机的已知实现中，性能的改进通常是以功率为代价的。例如，众所周知，rake滤波器在诸如UWB等的多径扩频系统中提供良好的性能。参见例如“The ParthusCeva Ultra Wideband PHY Proposal”，IEEE P802.15Working Group for Wireless Personal Area Networks，March2003(“The ParthusCeva Ultra Wideband PHY Proposal”，IEEE P802.15的无线个域网工作组，2003年3月)的幻灯片21，其副本随本文被提交并且其全部内容通过引用的方式明确地并入本文。然而，与其他现有技术相比，已知的rake滤波器实现常常消耗明显更多的功率。
虽然已经提出使用快速的1比特模数转换器(“ADC”)实现扩频接收机的前端以减少CIR估计器和CMF二者中的卷积逻辑的大小(在晶体管计数方面)，但是众所周知，这种实现对于连续波(“CW”)干扰特别敏感。可以使用例如F.Amoroso在“Adaptive A/D Converter to Suppress CW Interference in DSPN Spread-Spectrum Communications”，IEEE Trans.onCommunications，vol.COM-31，No.10，October1983，pp.1117-1123(“Adaptive A/D Converter to Suppress CW Interference in DSPN Spread-Spectrum Communications”，IEEE Trans.on Communications，第COM-31卷，第10号，1983年10月，第1117-1123 页)(“Amoroso83”)中描述的全2比特符号+幅度实现来基本上排除这种CW干扰，该文献随本文被提交并且其全部内容通过引用的方式明确地并入本文。然而，在这些实现中，具有0状态的双重表示(即，[-0，+0])常常增加系统熵，从而导致不太理想的电路/功率效率。
我们认为，所需的是用于在UWB通信系统的接收机中使用以估计CIR的改进的方法和装置。具体地说，我们认为，这种方法和装置应当提供与最佳的现有技术大体相当的性能，同时与这种现有技术的已知实现相比需要更少的电路并且消耗更少的功率。
发明内容
根据我们的发明的优选实施例，我们提供了一种在超宽带(“UWB”)通信系统中使用的信道脉冲响应(“CIR”)估计器，在该UWB通信系统中，经由传输信道以预定的码率发送多符号分组，每一个发送的分组包括同步报头(“SHR”)。在操作中，模数转换器(“ADC”)首先接收形式经调节的每一个接收分组，以所选的过采样率对分组进行周期性采样，并且提供相应的采样。数字多相相关器接收对所述SHR的每一个符号的所选采样，以所选的上采样率周期性地选择所选采样的集合，将所述采样集合与已知的发送序列进行相关，并且根据每一个采样集合形成针对每一个符号的局部有限脉冲响应(“FIR”)。数字多相累加器接收由相关器的所选相形成的每一个局部FIR，并且针对包括SHR的所有符号累加局部FIR。最后，数字加窗块接收针对所选符号子集所累加的局部FIR，并且根据所有所述子集的所累加的局部FIR形成CIR的估计。
优选地，我们包括前导码检测器，该前导码检测器适合于检测分组前导码的接收并且随即发起估计器的全面操作。在操作中，前导码检测器针对8个最近接收的前导码符号的滑动窗口形成第一CIR估计，将所述第一CIR估计与所存储的第二CIR估计进行相关，并且用第一CIR估计替换第二CIR估计直到第一CIR估计与所存储的第二CIR估计足够相似为止。
在一个其他实施例中，我们的估计器可以结合数字多相信道匹配 滤波器(“CMF”)有利地并入UWB接收机中。在操作中，CMF接收对数据有效载荷的每一个符号的所选采样，并且将数据有效载荷的所选采样与由我们的估计器生成的共轭CIR估计的至少所选部分进行卷积。然后，将由此产生的经滤波的采样进行组合以提供经滤波的数据有效载荷。
在我们的实施例中的每一个中，我们偏向于采用三元采样，但是包括二进制的其他采样大小可以用于适当的应用中。
我们认为，我们的发明的这些实施例中的每一个与我们已知的任何现有技术方法或装置一样有效地估计CIR，同时消耗更少的功率。
附图说明
通过结合附图对某些优选实施例的描述，将更全面地理解我们的发明，其中：
图1以框图的形式示出了适合于在UWB通信系统中使用的现有技术接收机；
图2以框图的形式示出了图1中所示的、但是根据本发明构造的接收机的一个实施例；
图3以流程图的形式示出了图2中所示的相关器块的操作；
图4以框图的形式示出了图2中所示的相关器块的更详细的实现；
图5以框图的形式示出了图4中所示的复用器的更详细的实现；
图6以框图的形式示出了图4中所示的多个相关器中的每一个的更详细的实现；
图7以框图的形式示出了图2中所示的累加器块的更详细的实现；
图8以框图的形式示出了图7中所示的多个累加器中的每一个的更详细的实现；
图9以框图的形式示出了图2中所示的加窗块的更详细的实现；
图10以框图的形式示出了图9中所示的多个能量检测器中的每一个的更详细的实现；
图11以框图的形式示出了图2中所示的前导码检测块的更详细的实现；
包括图12a、图12b和图12c的图12以框图的形式示出了图2中所示的SFD检测块的乘积和部分的可替换的更详细的实现；
图13以框图的形式示出了图2中所示的SFD检测块的SFD检测部分的更详细的实现；
图14以框图的形式示出了图1中所示的、但是根据我们的发明构造的接收机的可替换的实施例；
包括图15a、图15b、图15c和图15d的图15以框图的形式示出了图14中所示的相关器块和累加器块的可替换的更详细的实现；以及
包括图16a、图16b、图16c和图16d的图16以框图的形式示出了图14中所示的加窗块和CIR插值块的可替换的更详细的实现。
在附图中，只要有可能，将对类似的元件进行类似地编号。然而，该惯例仅仅为了便于参考并且为了避免编号的不必要的增加，而并不旨在暗示或建议我们的发明在多个实施例中需要在功能或结构上一致。
具体实施方式
图2中示出的是根据我们的发明构造的UWB接收机10′。与在图1中所示的现有技术系统中一样，天线12接收到的信号由滤波器14连续调节。然后，经调节的信号由模数转换器(“ADC”)20周期性地进行采样并且作为连续的数字采样序列被提供。根据我们的发明的优选实施例，ADC20特别适合于以三元的形式(即，[-1，0，+1])提供每一个数字采样。鉴于当前可用的电路技术不能高效地以单个三元三进制数位的形式表示3值变量，我们预期至少在近期，这些变量将需要使用2个传统的二进制比特的表示，其中，比特中的第一比特表示变量的数值组成部分，即，[0，1]，并且第二比特表示变量的符号，即，[+，-]。在这方面，可以认为自从苏联的研究者建立第一个(可能是唯一一个？)有记录的基于三元的计算机系统以来，电路技术还未发展那么多。参见“A Visit to Computation Centers in the Soviet Union”，Comm.of the ACM，1959，pp.8-20(“AVisit to Computation Centers in the Soviet Union”，美国计算机协会通讯，1959，第8-20页)以及“Soviet Computer Technology-1959”，Comm.ofthe ACM，1960，pp.131-166 (“Soviet Computer Technology-1959”，美国计算机协会通讯，1960，第131-166页)；其副本随本文被提交并且其全部内容通过引用的方式明确地并入本文。
在我们的发明的上下文中，我们的三进制数位可以与如上面引用的Amoroso83中描述的传统的符号+幅度实现区分开。考虑如Amoroso83的图5中所示的A/D转换的策略，并且特别注意存在三个单独的且不同的切换阈值：(i)符号阈值[T0]；(ii)正幅度阈值[T0+Δ]；以及(iii)负幅度阈值[T0-Δ]。(也参见Amoroso83的第1119页第21-24行。)我们已经发现，调整ADC以仅使用正幅度阈值[T0+Δ]和负幅度阈值[T0-Δ]导致分辨率仅有非常小的损失，同时改进了脉冲无线UWB接收机的性能。因此，在我们的优选实施例中，ADC20仅实现正/负幅度阈值[T0±Δ]，从而简化了电路同时改善了ADC20的转换时间并且大体上改善了接收机的性能。这种实现自然适合于我们的基于三进制数位的方案，其中，三个定义的状态指示例如：
[-1]＝＞输入低于负幅度阈值[T0-Δ]；
[0]＝＞输入在负幅度阈值[T0-Δ]与正幅度阈值[T0+Δ]之间；以及
[+1]＝＞输入高于正幅度阈值[T0+Δ]。
与传统的符号+幅度实现相比，我们的基于三进制数位的ADC20可以容易地适合于以较高的采样率进行操作(其具有改进的性能但是利用更多的功率)或者以相同的采样率进行操作(其具有基本上相同的性能但是具有更少的复杂度，从而减小电路大小和功率消耗)。
在通电以后，开关22将被配置为将三进制数位采样流导向信道估计器16′的相关器24部分。在一个实施例中，相关器24适合于将采样流与已知的训练序列进行相关，并且周期性地提供针对每一个符号的局部有限脉冲响应(“FIR”)。累加器26被提供以在每一个符号的基础上累加包括同步报头(“SHR”)的符号中的一些或全部的局部FIR。
加窗28被提供以选择性地基于累加的针对每一个符号的FIR的所选择的滑动子集(即，窗口)来形成CIR估计。当已经累加了足够数量的针对每一个符号的FIR时，加窗28形成初始CIR估计30。在一个实施例中，加窗28此后适合于在符号穿过窗口时周期性地形成新 的CIR估计。
前导码检测32将每一个新的CIR估计与CIR估计30进行相关。在前导码检测32确定新的CIR估计与CIR估计30足够相似(resemble)的情况下，前导码检测32以信号形式告知前导码已经被检测到。然而，如果新的CIR估计不与CIR估计30足够相似，则前导码检测32存储新的CIR估计作为CIR估计30。在一个实施例中，前导码估计32适合于每当新的CIR估计30被存储时重置累加器26，从而有助于仅使用来自所接收的分组的前导码的所选部分的三进制数位采样来形成CIR估计30。
众所周知，预定的SFD代码包括预定的NSFD符号的集合。一旦预定的最小数量的符号已经被接收并且持续每一个后续的前导码符号，SFD检测34就将SFD检测代码与NSFD个最近接收的符号的累加的FIR进行相关。在一个实施例中，SFD检测34适合于将开关22配置为当SFD检测相关值超过所选阈值(这指示已经接收到整个SHR并且PHY报头紧接在后面)时将三进制数位采样流导向检测器18′的CMF36部分。
根据我们的发明，自SFD检测时刻起的CIR估计30包括对信道的脉冲响应的最佳估计。在一个实施例中，加窗28适合于提供指示累加器26的、最终的CIR估计30所基于的部分的索引。实际上，该索引指示累加器的包括大部分能量的部分，在大多数情况下，其还包含具有最高能量的路径，即，峰值路径。在测距应用中，可以例如使用插值来分析累加器26的紧邻索引之前的部分，以识别直接路径。
在一个实施例中，CMF36适合于将所接收的三进制数位采样流与最终的(即，最佳的)CIR估计30进行相关，从而从采样流中滤除CIR噪声。然后，通过解跳38、解扩40、维特比42和Reed-Solomon(“RS”)解码44以已知的方式处理经滤波的采样流，以恢复数据有效载荷。
图3以流程图的形式示出了如上所述的图2中所示的UWB接收机10′的操作的一般方法。
在一个实施例中，相关器24可以实现为多相相关器。例如，在 通过2倍码片率过采样的500MHz UWB系统中，ADC采样率必须是1000MHz。通过使用传统的单相相关器，相关器也必须以1000MHz来运行。然而，如果如图4中所示，我们采用16个并行相关器[1:16]，则每一个相关器现在可以以62.5MHz来运行。对于例如长度为127的扩频码(通过8来进行上采样以产生1016个采样的前导码符号长度)，复用器46可以用于选择性地向相关器[1:16]中的每一个分配三进制数位采样；对于例如长度为31的不同的扩频码(通过32来进行上采样以产生992个采样的前导码符号长度)，复用器46不是必需的。
本领域技术人员将想到各种可替换的实施例。例如，如果在如图4中所示的实施例中，仅实现了8个并行的相关器，则每一个相关器现在必需以125MHz来运行。在这种实施例中，长度为127的扩频码将仍然通过8来进行上采样以产生1016个采样的前导码符号长度，而长度为31的扩频码将通过32来进行上采样以产生992个采样的前导码符号长度。然而，如果以4倍码片率来执行过采样，则可能期望实现32个并行相关器，其中每一个相关器现在以62.5MHz运行。在这样的实施例中，长度为127的扩频码将通过16来进行上采样以产生2032个采样的前导码符号长度，而长度为31的扩频码将通过64来进行上采样以产生1984个采样的前导码符号长度。然而，如果仅实现16个并行相关器，则每一个相关器现在必需以125MHz运行。在该实施例中，长度为127的扩频码将仍然通过16来进行上采样以产生2032个采样的前导码符号长度，而长度为31的扩频码将通过64来进行上采样以产生1984个采样的前导码符号长度。因此，将清楚的是，相的数量和其操作速率可以改变以适应UWB系统的期望的操作特征。
在如图4中所示的实施例中并且在前面刚刚描述的其变型(以及很多其他变型)中的每一个中，可以使用适合长度的延迟线来实现复用器46，如图5中所示。
在一个实施例中，相关器中的每一个(参见图4)可以如图6所示的进行实现。如图所示，从复用器46接收到的奇数编码的三进制数位采样和偶数编码的三进制数位采样分别顺序分级(stage)通过奇数延迟链d[1:127]和偶数延迟链d[2:126]。周期性地经由乘法器f[1:127]将所存 储的三进制数位采样并行地与相应的相特定的系数相乘。众所周知，这些系数与已知的前导码序列相关。根据我们的发明，这些系数将具有以下三个值中的一个值：[-1，0，+1]。因此，乘法器f[1:127]中的每一个可以具有简单的形式。累加器48a和48b将乘法器f[1:127]形成的部分乘积进行求和，并且求和器50形成整个相关器输出。
在一个实施例中，累加器26可以实现为多相累加器。例如，如图7中所示，为了与如图4中所示的相关器24的实施例协作，累加器26可以实现为相应数量的并行累加器[1:16]，其中每一个累加器以与相关器[1:16]相同的频率操作。复用器52可以用于向累加器[1:16]中的每一个选择性地分配由相关器[1:16]形成的FIR估计。
在一个实施例中，累加器(参见图7)中的每一个可以如图8中所示的进行实现。如图所示，当从复用器52周期性地接收到FIR估计bx时，求和器54形成总和，然后，通过64元素延迟链s[1:64]将该总和再循环回求和器54，从而允许求和器54连续地形成局部CIR估计cx。
我们已经注意到，在很多情况下，累加器明显长于CMF需要以执行其功能。减少CIR估计的长度的一种选择是实现适合于识别累加器的具有最大能量的部分的加窗机制。在图9中所示的实施例中，我们已经包含了加窗28，其中，局部CIR估计cx中的每一个被应用于多个能量检测器[1:x]中的相应的能量检测器。求和器56周期性地形成检测到的能量的总和，并且如果该总和大于先前存储的最大值Maxn，则比较器58将用当前的总和来替换先前存储的最大值；同时，当前的采样索引ix将被存储为Indexn。根据我们的发明，Indexn始终指示在所接收到的采样流中检测到的能量达到Maxn的位置。
在一个实施例中，能量检测器[1:x]中的每一个可以如图10中所示的进行实现。根据我们的发明，计算器60周期性地形成对最近的CIR估计中检测到的能量的估计ex，然后将其中每一个转发给减法器62以用于累加。同时，经由n元素延迟链d[1:n]将每一个估计ex转发给减法器62以从当前的累加中减去。因此，检测到的能量中的累加的改变Δex表示在n个最近接收到的CIR估计上测量到的检测能量。如图10 中所示，计算器60可以适合于按照能量的最大和()2或者按照幅度的最大和||来形成估计ex。尽管能量的最大和可能适合于检测前导码和SFD二者，所需的平方操作实施成本较高；一种可能的替代方式是将该函数实现为查找表(“LUT”)。第三种可能的方法可以是使用峰值路径损失加窗来形成每一个估计ex；该方法对于直接路径检测特别有利。
在一个实施例中，前导码检测32可以如图11中所示的进行实现。根据我们的发明，前导码检测32适合于针对包括预定数量(例如，8个)的最近接收的前导码符号的滑动窗口形成新的CIR估计30a。相关器64周期性地计算新的CIR估计30a与所存储的先前的CIR估计30的共轭的标量积。如果由此产生的标量积确定新的CIR估计30a不与所存储的CIR估计30足够相似，则存储新的CIR估计30a。该过程仅被重复到相关值第一次超过被选择为与两个连续的CIR估计之间的充分良好的相关对应的预定的相似性阈值为止。如将预期的，还存储与所存储的CIR估计对应的索引Indexn(参见图9)，从而促进在接收的采样流中识别前导码的起始。
在一个实施例中，前导码检测32可以适合于以类似于下面的伪代码算法的方式来确定CIR估计相似性：
在一个实施例中，如图12和图13所示，SFD检测34可以实现为乘积和(“SoP”)计算器66、SoP加法器68和加窗70。如图12a中所示，每一个SoP计算器66可以适合于通过对CIR估计cx中的相应一个与相应的经延迟的FIR估计sx的乘积进行求和来形成SoP(参见图8)。更简单的、但是稍微不那么有效的替换方式是作为CIR估计cx的和来形成SoP，但是其中，其符号首先由相应的经延迟的FIR估计sx的符号进行修改，如图12b中所示。在图12c中示出了第三种方法(图12b中所示的但是应当更不受噪声效应的影响的实施例的混合)，其中，首先例如使用适合的LUT来对每一个CIR估计cx进行平方。然后，用相应的CIR估计cx的符号来乘以该平方。在求和之前，通过相应的经延迟的FIR估计sx的符号来修改每一个平方的符号。根据我们的发明，SFD检测34仅在累加器26已经处理了至少NSFD个符号以后才发起操作，此后，逐个符号地将最近接收的NSFD个符号的窗口与预定的代码p[1:8]进行相关；当相关值第一次超过预定的阈值时，SFD检测34以信号形式告知SFD已经被检测到。可以示出，将p[1:8]设置为SFD代码本身使当接收到SFD时的相关值最大化。然而，可能偏向于将p[1:8]选择为使在SFD检测时输出的相关值与在此之前(即，当接收到SFD的前几部分时)输出的最大相关值之间的差别最大化；可以通过穷举搜索来容易地找到这种p[1:8]。
在一个其他实施例中，信道估计器16″可以如图14所示的进行实现。通过这种形式，通过一组16个ADC[1:16]来周期性地形成三进制数 位输入采样，由于这些ADC是并联的，因此它们可以以基本上低于如图2中所示的实施例的单个ADC的时钟速率来操作。然后，16个相关器-累加器[1:16]中的相应一个使用三进制数位采样流中的每一个来形成局部FIR估计。加窗28′根据局部FIR估计的所选滑动集合形成CIR估计。根据经加窗的局部FIR估计，SFD检测34′检测SFD。此外，根据经加窗的局部FIR估计，CIR插值72形成到达时间(“ToA”)估计。
在一个实施例(在图15中通过举例说明的方式示出了该实施例的变型)中，相关器-累加器[1:16]的累加器部分可以实现为16个累加器A[1:16]，每一个累加器包括16个8比特的累加器，这16个累加器在高带宽模式下被选择性地配置为16个8比特的累加器的16个并行片段A[1]:A[2]-A[14]:A[15]或者在低带宽模式下被选择性地配置为32个8比特累加器的8个并行片段A[1]-A[15]。举例说明，图15a示出了适合于在系统中以相对低的带宽操作的实现，其中，每一个符号包括1016个采样，而图15b示出了适合于以相对高的带宽操作的实现，其中，每一个符号包括2032个采样。类似地，图15c示出了适合于在系统中以相对低的带宽操作的实现，其中，每一个符号包括992个采样，而图15d示出了适合于以更高的带宽操作的实现，其中，每一个符号包括1984个采样。根据我们的发明，所示出的实施例适合于对三进制数位进行操作，如在图15中使用符号“1”所指示的。如我们在上面所进行的操作，我们将单三进制数位延迟元素指示为dx，用cx指示前导码符号系数乘法器，并且用sx指示多比特采样延迟链元素。
在图16中示出了加窗28′的可替换的实现。具体地说，图16a示出了适合于在系统中以相对低的带宽操作的实现，其中，每一个符号包括1016个采样，而图16b示出了适合于以更高的带宽操作的实现，其中，每一个符号包括2032个采样。类似地，图16c示出了适合于在系统中以相对低的带宽操作的实现，其中，每一个符号包括992个采样，而图16d示出了适合于以更高的带宽操作的实现，其中，每一个符号包括1984个采样。
虽然我们已经在两个可替换的实施例的上下文中描述了我们的 发明，但是本领域普通技术人员将容易认识到，可以在这些实施例中进行很多修改以适应特定的实现。举例说明，当可以预期目标应用将不会遭受大量同信道CW干扰时，很容易将我们的发明用于1比特的ADC方案。此外，上文所描述的多个元素可以使用各种已知的半导体制造方法中的任意一种来实现，并且通常被调整以可以在硬件或软件控制或者其某种组合下操作，如本领域中所公知的。
因此，显而易见，我们已经提供了用于在UWB通信系统的接收机中使用以估计CIR的改进的方法和装置。具体地说，我们认为，我们的方法和装置提供了与最佳的现有技术大体相当的性能，同时与这种现有技术的已知实现相比需要更少的电路并且消耗更少的功率。因此，我们认为我们的发明涵盖了落入所附权利要求的范围内的所有这些变型和修改。

Claims (12)

1.一种在超宽带UWB通信系统中使用的装置，在所述UWB通信系统中，经由传输信道发送多符号分组，每一个发送的分组包括多符号同步报头SHR，所述装置包括：
模数转换器(ADC)，适合于：
接收形式经调节的接收分组；
以所选的过采样率周期性地对所述分组采样；以及
提供相应的采样，每一个采样包括单个的以下各项中的一项：
具有指示所述采样为正的第一值以及指示所述采样为负的第二值的符号比特；或者
具有指示所述采样大于正幅度阈值的第一值、指示所述采样小于负幅度阈值的第二值和指示所述采样在所述正幅度阈值和所述负幅度阈值之间的第三值的单个三进制数位；以及
数字估计器，适合于接收包括至少一部分所述SHR的采样，并且根据所述采样形成对所述信道的信道脉冲响应CIR的最佳估计。
2.根据权利要求1所述的装置，其中，所述数字估计器还包括：
数字相关器，适合于：
接收对所述SHR的每一个符号的所选采样；
以所选的上采样率周期性地选择所选采样的集合；以及
根据所述采样集合中的每一个形成针对每一个符号的所述信道的局部有限脉冲响应FIR；以及
数字累加器，适合于：
接收由所述数字相关器形成的每一个局部FIR；
针对包括所述SHR的所有符号的至少所选子集累加所述局部FIR；以及
根据针对所述符号的所选子集所累加的局部FIR形成对所述CIR的所述最佳估计。
3.根据权利要求2所述的装置，其中，所述分组还包括多符号数据有效载荷，所述装置还包括：
数字信道匹配滤波器(CMF)，适合于：
接收所述CIR的所述最佳估计；
接收对所述多符号数据有效载荷的每一个符号的所选采样；以及
使用所接收的所述CIR的最佳估计的所选部分的时间反转共轭来对所接收的采样进行滤波。
4.根据权利要求1所述的装置，其中，所述分组还包括多符号数据有效载荷，所述装置还包括：
数字信道匹配滤波器(CMF)，适合于：
接收所述CIR的所述最佳估计；
接收对所述多符号数据有效载荷的每一个符号的所选采样；以及
使用所接收的所述CIR的最佳估计的所选部分的时间反转共轭来对所接收的采样进行滤波。
5.一种在超宽带UWB通信系统中使用的估计器，在所述UWB通信系统中，经由传输信道发送多符号分组，每一个发送的分组包括同步报头SHR，所述估计器包括：
模数转换器(ADC)，适合于：
接收形式经调节的接收分组；
以所选的过采样率周期性地对所述分组采样；以及
提供相应的采样，所述采样中的每一个采样包括具有三个不同的值的单个三进制数位，所述三个不同的值包括：指示所述采样大于正幅度阈值的第一值、指示所述采样小于负幅度阈值的第二值和指示所述采样在所述正幅度阈值和所述负幅度阈值之间的第三值；
数字相关器，适合于：
接收对所述SHR的每一个符号的所选采样；
以所选的上采样率周期性地选择所选采样的集合；以及
根据所述采样集合中的每一个形成针对每一个符号的所述信道的局部有限脉冲响应FIR；
数字累加器，适合于：
接收由所述数字相关器形成的每一个局部FIR；
针对包括所述SHR的所有符号的至少所选子集累加所述局部FIR；以及
根据针对所述符号的所选子集所累加的局部FIR形成对包括所述信道的脉冲响应的信道脉冲响应CIR的最佳估计。
6.根据权利要求5所述的估计器，还包括：
前导码检测器，适合于：
针对预定数量的最近接收的前导码符号形成第一CIR估计；
将所述第一CIR估计与所存储的第二CIR估计进行相关；以及
使用所述第一CIR估计来替换所述第二CIR估计，直到所述第一CIR估计与所存储的第二CIR估计相似为止。
7.一种在超宽带UWB通信系统中使用的接收机，在所述UWB通信系统中，经由传输信道发送多符号分组，每一个发送的分组包括多符号同步报头SHR和多符号数据有效载荷，所述SHR包括前导码和帧首定界符(SFD)，所述接收机包括：
模拟UWB前端，适合于接收发送的分组并且提供形式经调节的接收分组；
模数转换器(ADC)，适合于：
接收经调节的分组；
以所选的过采样率周期性地对所述分组采样；以及
提供相应的采样，所述采样中的每一个采样包括具有三个不同的值的单个三进制数位，所述三个不同的值包括：指示所述采样大于正幅度阈值的第一值、指示所述采样小于负幅度阈值的第二值和指示所述采样在所述正幅度阈值和所述负幅度阈值之间的第三值；
数字多相相关器，所述数字多相相关器的每一相适合于：
接收对所述SHR的每一个符号的所选采样；
以所选的上采样率周期性地选择所选采样的集合；以及
根据所述采样集合中的每一个形成针对每一个符号的所述信道的局部有限脉冲响应FIR；
数字多相累加器，所述数字多相累加器的每一相适合于：
接收由所述数字多相相关器的所选相形成的每一个局部FIR；以及
针对包括所述SHR的所有符号的至少所选子集累加所述局部FIR；以及
根据针对所述符号的所选子集所累加的局部FIR形成对所述信道的信道脉冲响应CIR的最佳估计。
8.根据权利要求7所述的接收机，还包括：
前导码检测器，适合于：
针对预定数量的最近接收的前导码符号形成第一CIR估计；
将所述第一CIR估计与所存储的第二CIR估计进行相关；以及
用所述第一CIR估计来替换所述第二CIR估计，直到所述第一CIR估计与所存储的第二CIR估计相似为止。
9.根据权利要求7所述的接收机，还包括：
数字多相信道匹配滤波器CMF，所述CMF的每一相适合于：
接收所述CIR的最佳估计的所选部分；
接收对所述多符号数据有效载荷的每一个符号的所选采样；以及
使用所接收的所述CIR的所述最佳估计的所选部分的时间反转共轭来对所接收的采样进行滤波。
10.根据权利要求9所述的接收机，其中，所述CMF还适合于通过选择性地组合经滤波的采样来提供经滤波的多符号数据有效载荷。
11.一种在超宽带UWB通信系统中使用的接收机，在所述UWB通信系统中，经由传输信道发送多符号分组，每一个发送的分组包括多符号同步报头SHR和多符号数据有效载荷，所述SHR包括前导码和帧首定界符(SFD)，所述接收机包括：
模拟UWB前端，适合于接收发送的分组并且提供形式经调节的接收分组；
模数转换器(ADC)，适合于：
接收经调节的分组；
以所选的过采样率周期性地对所述分组采样；以及
提供相应的采样，所述采样中的每一个采样包括具有三个不同的值的单个三进制数位，所述三个不同的值包括：指示所述采样大于正幅度阈值的第一值、指示所述采样小于负幅度阈值的第二值和指示所述采样在所述正幅度阈值和所述负幅度阈值之间的第三值；
数字相关器，适合于：
接收对所述SHR的每一个符号的所选采样；
以所选的上采样率周期性地选择所选采样的集合；以及
根据所述采样集合中的每一个形成对每一个符号的局部有限脉冲响应FIR；
数字累加器，适合于：
接收由所述数字相关器形成的每一个局部FIR；以及
针对包括所述SHR的所有符号累加局部FIR；以及
数字加窗块，适合于：
接收针对所述符号的所选子集所累加的局部FIR；以及
根据针对所有所述子集所累加的局部FIR形成对所述信道的信道脉冲响应CIR的最佳估计；以及
数字信道匹配滤波器(CMF)，适合于：
接收所述CIR的最佳估计的所选部分；
接收所述多符号数据有效载荷的每一个符号的所选采样；
使用所接收的所述CIR的所述最佳估计的所选部分的时间反转共轭对所接收的采样进行滤波；以及
通过选择性地组合所述符号的经滤波的采样来为所述多符号数据有效载荷的每一个符号提供经滤波的符号。
12.根据权利要求11所述的接收机，还包括：
前导码检测器，适合于：
针对预定数量的最近接收的前导码符号形成第一CIR估计；
将所述第一CIR估计与所存储的第二CIR估计进行相关；以及
使用所述第一CIR估计来替换所述第二CIR估计，直到所述第一CIR估计与所存储的第二CIR估计相似为止。
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