JP2009529256A - マルチパスおよび複数アンテナ無線システムのための非データ支援チャンネル推定量 - Google Patents

マルチパスおよび複数アンテナ無線システムのための非データ支援チャンネル推定量 Download PDF

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Abstract

新しい超広帯域チャンネル内の遅延および減衰についての非データ支援最尤推定量が提案されている。数値的結果は、これらの新しい推定量が、文献から引き出された、以前の非データ支援最尤チャンネル・推定量よりパフォーマンスが優れていることを示す。さらに、いくつかの場合においては、新しい非データ支援推定量のパフォーマンスが、データ支援推定量のそれに届き、パイロット記号のオーバーヘッドの支出を減らすことを可能にする。

Description

関連出願
この出願は、２００６年３月７日に出願された先行する米国特許仮出願第６０／７７９，４１５号の恩典を主張するものであり、当該出願のすべては参照によってこれに援用される。
本発明は、超広帯域（ＵＷＢ）チャンネル内における遅延および減衰評価に関する。
１つまたは複数の通信チャンネルにわたって信号を受信するためには、通信チャンネルの１つまたは複数の特性の評価を決定することがしばしば有益となる。たとえば、いくつかの場合において、通信チャンネルの遅延および減衰の評価は、そのチャンネルにわたる信号の受信を支援できる。最近、全体が参照によってこれに援用されるＭ．Ｚ．ウィン（Ｍ．Ｚ．Ｗｉｎ）およびＲ．Ａ．ショルツ（Ｒ．Ａ．Ｓｃｈｏｌｔｚ）による第１の参考文献『ウルトラ‐ワイド・バンドウィス・タイム‐ホッピング・スプレッド・スペクトラム・インパルス・ラジオ・フォア・ワイヤレス・マルチプル‐アクセス・コミュニケーションズ（Ｕｌｔｒａ‐ｗｉｄｅ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｔｉｍｅ‐ｈｏｐｐｉｎｇ ｓｐｒｅａｄ ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒａｄｉｏ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｍｕｌｔｉｐｌｅ‐ａｃｃｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）』ＩＥＥＥトランス・コミュン（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．）、第４８巻、６７９〜６９１ページ、２０００年４月（以下、以下では第１の参考文献という）、Ｍ．Ｚ．ウィン（Ｍ．Ｚ．Ｗｉｎ）およびＲ．Ａ．ショルツ（Ｒ．Ａ．Ｓｃｈｏｌｔｚ）による第２の参考文献『インパルス・ラジオ：ハウ・イット・ワークス（Ｉｍｐｕｌｓｅ ｒａｄｉｏ： ｈｏｗ ｉｔ ｗｏｒｋｓ）』ＩＥＥＥコミュン・レット（ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎ．Ｌｅｔｔ．）、第２巻、３６〜３８ページ、１９９８年２月（以下、第２の参考文献という）、およびＳ．ロイ（Ｓ．Ｒｏｙ）、Ｊ．Ｒ．フォエスター（Ｊ．Ｒ．Ｆｏｅｒｓｔｅｒ）、Ｖ．Ｓ．ソマヤズールー（Ｖ．Ｓ．Ｓｏｍａｙａｚｕｌｕ）、およびＤ．Ｇ．リーパー（Ｄ．Ｇ．Ｌｅｅｐｅｒ）による第３の参考文献『ウルトラワイドバンド・ラジオ・デザイン：ザ・プロミス・オブ・ハイ‐スピード、ショート‐レンジ・ワイヤレス・コネクティビティ（Ｕｌｔｒａｗｉｄｅｂａｎｄ ｒａｄｉｏ ｄｅｓｉｇｎ： ｔｈｅ ｐｒｏｍｉｓｅ ｏｆ ｈｉｇｈ‐ｓｐｅｅｄ， ｓｈｏｒｔ‐ｒａｎｇｅ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｎｎｅｃｔｉｖｉｔｙ）』プロックＩＥＥＥ（Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ）、第９２巻、２９５〜３１１ページ、２００４年２月（以下、第３の参考文献という）の中で述べられているとおり、高速短距離無線通信のための可能性のある候補として超広帯域テクノロジが提案された。
多くの研究は、たとえば、全体が参照によってこれに援用されるＪ．Ｄ．チョイ（Ｊ．Ｄ．Ｃｈｏｉ）およびＷ．Ｅ．スターク（Ｗ．Ｅ．Ｓｔａｒｋ）の『パフォーマンス・オブ・ウルトラ‐ワイドバンド・コミュニケーションズ・ウィズ・サブオプティマル・レシーバーズ・イン・マルチパス・チャンネルズ（Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ｕｌｔｒａ‐ｗｉｄｅｂａｎｄ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ｗｉｔｈ ｓｕｂｏｐｔｉｍａｌ ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ ｉｎ ｍｕｌｔｉｐａｔｈ ｃｈａｎｎｅｌｓ）』ＩＥＥＥ Ｊ．セレクト・エリアズ・コミュン（ＩＥＥＥ Ｊ．Ｓｅｌｅｃｔ．Ａｒｅａｓ Ｃｏｍｍｕｎ．）第２０巻、１７５４〜１７６６ページ、２００２年１２月（以下、第４の参考文献という）の中で述べられているとおり、ＵＷＢシステムの恩典を完全に探究する受信機を引き出すべくがなされている。研究されたすべてのＵＷＢ受信機の中で、たとえば、全体が参照によってこれに援用されるＧ．Ｌ．チューリン（Ｇ．Ｌ．Ｔｕｒｉｎ）の『イントロダクション・トゥ・スプレッド‐スペクトラム・アンチマルチパス・テクニクス・アンド・ゼア・アプリケーション・トゥ・アーバン・ディジタル・ラジオ（Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ ｔｏ ｓｐｒｅａｄ‐ｓｐｅｃｔｒｕｍ ａｎｔｉｍｕｌｔｉｐａｔｈ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ａｎｄ ｔｈｅｉｒ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ｕｒｂａｎ ｄｉｇｉｔａｌ ｒａｄｉｏ）』プロックＩＥＥＥ（Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ）、第６８巻、３２８〜３５３ページ、１９８０年３月（以下、第５の参考文献という）の中で述べられているとおり、レイク受信機は、良好なパフォーマンスを伴って実用的に達成可能な構造であると考えられている。レイク受信機においては、受信された信号が、しばしば、遅延および減衰を受けた送信信号の多くのコピーの重ね合わせであると仮定される。レイク受信機は、コヒーレントな検出を実行するために、ＵＷＢチャンネルによって導入される遅延および減衰の知識を使用することができる。その結果として、データ・リカバリ前にチャンネル遅延およびチャンネル減衰を評価することが有用となり得る。Ｍ．Ｚ．ウィン（Ｍ．Ｚ．Ｗｉｎ）およびＲ．Ａ．ショルツ（Ｒ．Ａ．Ｓｃｈｏｌｔｚ）の『オン・ザ・エネルギ・キャプチャ・オブ・ウルトラワイド・バンドウィス・シグナルズ・イン・デンス・マルチパス・エンバイアランメンツ（Ｏｎ ｔｈｅ ｅｎｅｒｇｙ ｃａｐｔｕｒｅ ｏｆ ｕｌｔｒａｗｉｄｅ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｓｉｇｎａｌｓ ｉｎ ｄｅｎｓｅ ｍｕｌｔｉｐａｔｈ ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔｓ）』ＩＥＥＥコミュン・レット（ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎ．Ｌｅｔｔ．）、第２巻、２４５〜２４７ページ、１９９８年９月（以下、第６の参考文献という）の中で述べられているとおり、ＵＷＢチャンネル遅延およびＵＷＢチャンネル減衰についての最尤（Maximum Liability=ＭＬ）推定量（エスティメータ）が無変調ＵＷＢ信号を使用して提案された。第６の参考文献の推定量は、無変調信号を必要とし、これは一般に、レイク受信機にとって非実用的である。全体が参照によってこれに援用されるＶ．ロッティーキ（Ｖ．Ｌｏｔｔｉｃｉ）、Ａ．ドゥアンドレア（Ａ．Ｄ’Ａｎｄｒｅａ）、およびＵ．メンガリ（Ｕ．Ｍｅｎｇａｌｉ）の『チャンネル・エスティメーション・フォア・ウルトラワイドバンド・コミュニケーションズ（Ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｕｌｔｒａｗｉｄｅｂａｎｄ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）』ＩＥＥＥ Ｊ．セレクト・エリアズ・コミュン（ＩＥＥＥ Ｊ．Ｓｅｌｅｃｔ．Ａｒｅａｓ Ｃｏｍｍｕｎ．）第２０巻、１６３８〜１６４５ページ、２００２年１２月（以下、第７の参考文献という）の中で述べられているとおり、ＵＷＢチャンネル内の遅延および減衰についてのデータ支援（ＤＡ）および非データ支援（ＮＤＡ）ＭＬ推定量は、時間ホッピングおよびパルス・ポジション変調（ＴＨ‐ＰＰＭ）ＵＷＢ信号を使用して獲得される。第７の参考文献におけるデータ支援推定量は、実用的な信号を使用するが、オーバーヘッド記号の送信も使用する。第７の参考文献における非データ支援推定量は、オーバーヘッド記号を使用しないが、低いパフォーマンスを有する。
１つの広い側面によれば、本発明は、修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴う最尤推定量を使用して少なくとも遅延τｌを評価すること、修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴う最尤推定量の部分として
Figure 2009529256
を近似し、ここでａｉ、ｂｉが修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴う最尤推定量の中で使用される変数であること、を含む方法を提供する。
いくつかの実施態様においては、さらにこの方法が、修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴う最尤推定量を使用して減衰γｌを評価することを含む。
いくつかの実施態様においては、さらにこの方法が、マルチパス・チャンネルを通じて信号を受信することを含み、ここでτｌおよびγｌが、それぞれ、マルチパス・チャンネルのマルチパス成分の遅延および減衰に対応する。
いくつかの実施態様においては、さらにこの方法が、複数のアンテナのそれぞれを通じてそれぞれの信号を受信することを含み、ここでτｌおよびγｌが信号の遅延および減衰に対応する。
いくつかの実施態様においては、信号が、超広帯域信号を含む。
いくつかの実施態様においては、信号が、当該信号の中心周波数の少なくとも２０％の信号帯域幅を伴う信号を含む。
いくつかの実施態様においては、信号が、当該信号の中心周波数の少なくとも１５％の信号帯域幅を伴う信号を含む。
いくつかの実施態様においては、信号が、約１ｎｓより狭いパルス幅を伴う複数のパルスを含む。
いくつかの実施態様においては、信号が、広帯域信号を含む。
いくつかの実施態様においては、信号が、ＣＤＭＡ（コード分割多重アクセス）信号を含む。
いくつかの実施態様においては、さらにこの方法が、複数受信機アンテナ・ダイバシティ・システム内の複数のアンテナのそれぞれを通じてそれぞれの信号を受信することを含み、ここでτｌおよびγｌが、各信号についてのそれぞれの遅延およびそれぞれの減衰を集合的に含む。
いくつかの実施態様においては、さらにこの方法が、最大比合成を実行することを含む。
いくつかの実施態様においては、さらにこの方法が、等利得合成を実行することを含む。
いくつかの実施態様においては、修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴う最尤推定量を使用することが、
Figure 2009529256
の近似を最大化することを含み、ここで
Figure 2009529256
はパラメータ・ベクトル、Ｃはθとは独立した定数、
Figure 2009529256
は信号エネルギ、ｃｏｓｈ（・）はハイパボリック・コサイン関数、
Figure 2009529256
であり、かつここで
Figure 2009529256
は、ａｉ＝γｌ、およびｂｉ＝αｍｌとして
Figure 2009529256
の近似に使用される。
いくつかの実施態様においては、
Figure 2009529256
が、ｒ（ｔ）およびｐ（ｔ）のサンプリングされたバージョンを使用して計算される。
いくつかの実施態様においては、ｌｎ ｃｏｓｈのための近似を使用して
Figure 2009529256
のための式を獲得することを含み、ここでは、τｌ、ｌ＝１，２，．．．，Ｌｃ、の修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＮＤＡ ＭＬ評価が、Ｊ２（τ）のＬｃ個の極大を突きとめることによって獲得され、τｌの評価をハットτｌで表した
Figure 2009529256
を使用してγｌの修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＮＤＡ ＭＬ評価、ハットγｌを獲得する。
いくつかの実施態様においては、信号が、パルス・ポジション変調された信号を含む。
いくつかの実施態様においては、修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴う最尤推定量を使用することが、
Figure 2009529256
の近似を最大化することを含み、ここで
Figure 2009529256
はパラメータ・ベクトル、Ｃはθとは独立した定数、
Figure 2009529256
は信号エネルギ、ｃｏｓｈ（・）はハイパボリック・コサイン関数、
Figure 2009529256
であり、かつここで
Figure 2009529256
は、ａｉ＝γｌ、およびｂｉ＝αｍｌとして
Figure 2009529256
の近似に使用される。
いくつかの実施態様においては、信号が、ＢＰＳＫ（バイナリ位相シフト・キーイング）変調された信号を含む。
別の広い側面によれば、本発明は、遅延および減衰を評価する方法を提供し、当該方法は、複数のビット間隔の時間的持続にわたって到来信号を受信すること、ローカル・テンプレートを生成すること、各ビット間隔にわたって、到来信号と、オリジナルのローカル・テンプレートとシフト後のローカル・テンプレートの和を相関させて各ビット間隔にわたる第１の相関関数を生成すること、メトリック１として、上で生成された第１の相関関数を複数のビット間隔にわたって加算し、結果を２で割ること、各ビット間隔にわたって、到来信号と、オリジナルのローカル・テンプレートとシフト後のローカル・テンプレートの差を相関させて各ビット間隔にわたる第２の相関関数を生成すること、メトリック２として、上で生成された第２の相関関数の絶対値を複数のビット間隔にわたって加算し、結果を２で割ること、いくらかの個数のメトリック１とメトリック２の和の平方の極大値を決定すること、遅延としてそれらの極大値の場所を計算すること、減衰としてそれらの極大値のスケーリングされた値を計算することを含む。
いくつかの実施態様においては、到来信号を受信することが、マルチパス・チャンネルを通じてパルス・ポジション変調された超広帯域信号を受信することを含み、上記の遅延および減衰が、マルチパス成分の遅延および減衰に対応する。
いくつかの実施態様においては、ローカル・テンプレートが、時間ホッピング超広帯域システムにおけるユーザの時間ホッピング・コードに従って超広帯域パルスのポジションを変更すること、および各ビット間隔にわたって直接シーケンス超広帯域システムにおけるユーザの拡散コードに従って超広帯域パルスを拡散することのうちの任意の１つによって生成される。
いくつかの実施態様においては、シフト後のローカル・テンプレートが、各ビット間隔にわたって、パルス・ポジション変調における時間シフトに等しい時間を用いてオリジナルのローカル・テンプレートをシフトすることによって生成される。
いくつかの実施態様においては、サンプリングされた到来超広帯域信号とサンプリングされたローカル・テンプレートの相関値の計算に離散的な（サンプリングされた信号）相関器が使用される。
いくつかの実施態様においては、各ビット間隔にわたって、到来超広帯域信号と、オリジナルのローカル・テンプレートとシフト後のローカル・テンプレートの和および差を相関させるステップが、
（ａ）各ビット間隔にわたって、超広帯域パルス持続の倍数を用いてオリジナルのローカル・テンプレートとシフト後のローカル・テンプレートの和および差をシフトすること
（ｂ）各ビット間隔にわたって、到来超広帯域信号およびローカル・テンプレートのシフト後の和および差をサンプリングすること、および
（ｃ）各ビット間隔にわたって、サンプリング後の到来超広帯域信号、およびサンプリング後のローカル・テンプレートのシフト後の和および差の相関値を計算すること、
を含む。
いくつかの実施態様においては、いくらかの個数のメトリック１とメトリック２の和の平方の極大値を決定するステップが、
（ａ）計算されたすべての相関値を比較すること、および
（ｂ）Ｌｃ個の、すなわち多くてもマルチパス・チャンネルのマルチパス成分の数に等しいＬｃ個の最大の値を選択すること、
を含む。
別の広い側面によれば、本発明は、超広帯域チャンネルの遅延および減衰を評価する方法を提供し、当該方法は、複数のビット間隔の時間的持続にわたって到来信号を受信すること、ローカル・テンプレートを生成すること、各ビット間隔にわたって到来信号とローカル・テンプレートを相関させ、各ビット間隔にわたる相関関数を生成すること、メトリック１として、上で生成された相関関数の絶対値を複数のビット間隔にわたって加算すること、いくらかの個数のメトリック１の平方の極大値を決定すること、遅延として極大値の場所を計算すること、減衰として極大値のスケーリングされた値を計算することを含む。
いくつかの実施態様においては、信号が、マルチパス・チャンネルを通じて受信されるＢＰＳＫ（バイナリ位相シフト・キーイング）変調された超広帯域信号を含み、上記の遅延および減衰が、マルチパス・チャンネルのマルチパス成分の遅延および減衰に対応する
いくつかの実施態様においては、ローカル・テンプレートが、時間ホッピング超広帯域システムにおけるユーザの時間ホッピング・コードに従って超広帯域パルスのポジションを変更すること、および各ビット間隔にわたって直接シーケンス超広帯域システムにおけるユーザの拡散コードに従って超広帯域パルスを拡散すること、のうちの任意の１つによって生成される。
いくつかの実施態様においては、サンプリングされた到来超広帯域信号とサンプリングされたローカル・テンプレートの相関値の計算に離散的な（サンプリングされた信号）相関器が使用される。
いくつかの実施態様においては、各ビット間隔にわたって到来超広帯域信号とオリジナルのローカル・テンプレートを相関させるステップが、
（ａ）各ビット間隔にわたって、到来超広帯域信号およびオリジナルのローカル・テンプレートをサンプリングすること、および
（ｂ）各ビット間隔にわたって、サンプリング後の到来超広帯域信号およびサンプリング後のオリジナルのローカル・テンプレートの相関値を計算すること、
を含む。
いくつかの実施態様においては、いくらかの個数のメトリック１の平方の極大値を決定するステップが、
（ａ）計算されたすべての相関値を比較すること、および
（ｂ）Ｌｃ個の、すなわち多くてもマルチパス・チャンネルのマルチパス成分の数に等しいＬｃ個の最大の値を選択すること、
を含む。
いくつかの実施態様においては、極大値のスケーリングされた値が、極大値を信号対ノイズ比および評価に使用されるビット数で割ることによって獲得される。
さらに別の広い側面によれば、本発明は、少なくとも遅延τｌを評価するべく動作可能な装置を提供し、当該装置は、
Figure 2009529256
に従った修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥ（最尤推定量）を含み、ここでａｉ、ｂｉは前記修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥの中で使用される変数である。
いくつかの実施態様においては、この装置が、減衰γｌを評価するべく動作可能である。
いくつかの実施態様においては、さらにこの装置が、マルチパス・チャンネルを通じて信号を受信するべく動作可能な少なくとも１つのアンテナを含み、ここでτｌおよびγｌは、それぞれ、マルチパス・チャンネルのマルチパス成分の遅延および減衰に対応する。
いくつかの実施態様においては、さらにこの装置が、それぞれの信号を受信するべく動作可能な複数のアンテナを含み、ここでτｌおよびγｌは、信号の遅延および減衰に対応する。
いくつかの実施態様においては、信号が、超広帯域信号を含む。
いくつかの実施態様においては、信号が、当該信号の中心周波数の少なくとも２０％の信号帯域幅を伴う信号を含む。
いくつかの実施態様においては、信号が、当該信号の中心周波数の少なくとも１５％の信号帯域幅を伴う信号を含む。
いくつかの実施態様においては、信号が、約１ｎｓより狭いパルス幅を伴う複数のパルスを含む。
いくつかの実施態様においては、信号が、広帯域信号を含む。
いくつかの実施態様においては、信号が、ＣＤＭＡ（コード分割多重アクセス）信号を含む。
いくつかの実施態様においては、さらにこの装置が、複数受信機アンテナ・ダイバシティ・システム内の、それぞれの信号を受信するべくそれぞれが動作可能な複数のアンテナを含み、ここでτｌおよびγｌは、各信号についてのそれぞれの遅延およびそれぞれの減衰を集合的に含む。
いくつかの実施態様においては、この装置が、最大比合成を実行するべく動作可能である。
いくつかの実施態様においては、この装置が、等利得合成を実行するべく動作可能である。
いくつかの実施態様においては、この装置が、パルス・ポジション変調された信号を受信するべく動作可能であり、ここで修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥは、
Figure 2009529256
の近似を最大化し、ここで
Figure 2009529256
はパラメータ・ベクトル、Ｃはθとは独立した定数、
Figure 2009529256
は信号エネルギ、ｃｏｓｈ（・）はハイパボリック・コサイン関数、
Figure 2009529256
であり、かつここで
Figure 2009529256
は、ａｉ＝γｌ、およびｂｉ＝αｍｌとして
Figure 2009529256
の近似に使用される。
いくつかの実施態様においては、
Figure 2009529256
が、修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥによって、ｒ（ｔ）およびｐ（ｔ）のサンプリングされたバージョンを使用して計算される。
いくつかの実施態様においては、修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥが、ｌｎ ｃｏｓｈのための近似を使用して
Figure 2009529256
のための式を獲得し、ここで、τｌ、ｌ＝１，２，．．．，Ｌｃ、のＮＤＡ ＭＬ評価が、Ｊ２（τ）のＬｃ個の極大を突きとめることによって獲得され、τｌの評価をハットτｌで表した
Figure 2009529256
を使用してγｌＮＤＡ ＭＬ評価、ハットγｌを獲得する。
いくつかの実施態様においては、この装置が、ＢＰＳＫ（バイナリ位相シフト・キーイング）変調された信号を受信するべく動作可能であり、ここでＭＬＥは、
Figure 2009529256
の近似を最大化し、ここで
Figure 2009529256
はパラメータ・ベクトル、Ｃはθとは独立した定数、
Figure 2009529256
は信号エネルギ、ｃｏｓｈ（・）はハイパボリック・コサイン関数、
Figure 2009529256
であり、かつここで
Figure 2009529256
は、ａｉ＝γｌ、およびｂｉ＝αｍｌとして
Figure 2009529256
の近似に使用される。
本発明のこのほかの態様および特徴は、以下の本発明の特定の実施態様の説明の考察時に当業者に明らかなものとなるであろう。
次に、添付図面を参照して本発明の実施態様を説明する。
実施態様は、信号が時間ホッピングおよびパルス・ポジション変調を受けるＵＷＢシステムに適用されるものとして説明されることになる。希望ユーザの送信信号は、次のとおりに表現が可能である。
Figure 2009529256
これにおいてｍは送信情報ビットをインデクスし、ＮＴｆは、反復長Ｎおよびフレーム間隔Ｔｆを用いたビット間隔であり、ｂｍ∈｛０，１｝は事前確率（prior probabilities）を伴う送信ビットであり、δは、送信ビットが１を伴うビット信号であるときに導入される追加の時間シフトであり、
Figure 2009529256
は、｛ｃｎ，０≦ｃｎ≦Ｎｈ−１｝を希望ユーザの時間ホッピング・コード、Ｔｃをチップ時間、ｇ（ｔ）をシステム内において使用されるモノサイクル・パルスとするビット信号である。全体が参照によってこれに援用されるＪ．フォエスター（Ｊ．Ｆｏｅｒｓｔｅｒ）およびＱ．リ（Ｑ．Ｌｉ）の『ＵＷＢチャンネル・モデリング・コントリビューション・フロム・インテル（ＵＷＢ ｃｈａｎｎｅｌ ｍｏｄｅｌｉｎｇ ｃｏｎｔｒｉｂｕｔｉｏｎ ｆｒｏｍ Ｉｎｔｅｌ）』Ｉｎｔｅｌ Ｃｏｒｐ．（インテル・コープ）、ＩＥＥＥ Ｐ８０２．１５‐０２／２７９ｒ０‐ＳＧ３ａ、２００２年６月、においては、受信信号が遅延および減衰を受けた送信信号の多くのバージョンの重ね合わせとなるマルチパス・フェージング・チャンネルとしてＵＷＢチャンネルのモデリングが可能なことが示されている。したがって、
Figure 2009529256
として希望ユーザの受信信号を有し、ここでｌは異なるマルチパス成分をインデクスし、Ｌｃは利用可能なマルチパス成分の数であり、γｌはｌ番目の成分の減衰であり、τｌはｌ番目の成分の遅延であり、ｗ（ｔ）は干渉パルス・ノイズ項である。マルチパス成分の数Ｌｃは、既知であると仮定される。干渉パルス・ノイズ項は、第７の参考文献の中にあるとおり、電力スペクトル密度Ｎ０／２を伴う白色およびガウスであると仮定される。ｌ＝１，２，．．．，Ｌｃとするパラメータγｌおよびτｌは、第５の参考文献の中で述べられているとおり、レイク受信機内で必要とされる。本発明の実施態様は、これらのパラメータについての推定量を提供する。
概して言えば、式（２）は、マルチパス・システムおよび複数受信機アンテナ・システムの両方に適用できる。複数受信機アンテナ・システムにおいては、Ｌｃが受信機アンテナの数に対応し、τｌがｌ番目のアンテナ・ブランチ信号成分のブランチ遅延になる。
ＮＤＡ ＭＬチャンネル・推定量
第７の参考文献の中で述べられているとおり、（２）内の受信信号がＴ０＝Ｍ×（ＮＴｆ）とする時間的持続（０，Ｔ０］にわたって観察されること、および
Figure 2009529256
およびτｌ＜Ｔｆ−（Ｎｈ−１）Ｔｃ−δ （ｌ＝１，２，．．．，Ｌｃ）であり、その結果、パス間干渉、記号間干渉、またはフレーム間干渉が生じないことを仮定する。また、（０，Ｔ０］にわたって送信されるＭ個の情報ビットが独立に、かつまったく同じに分布されることも仮定する。全体が参照によってこれに援用されるＹ．チェン（Ｙ．Ｃｈｅｎ）およびＮ．Ｃ．ビューレゥ（Ｎ．Ｃ．Ｂｅａｕｌｉｅｕ）の『ＣＲＬＢｓフォアＮＤＡ ＭＬエスティメーション・オブＵＷＢチャンネルズ（ＣＲＬＢｓ ｆｏｒ ＮＤＡ ＭＬ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ ＵＷＢ ｃｈａｎｎｅｌｓ）』ＩＥＥＥコミュン・レット（ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎ．Ｌｅｔｔ．）、第９巻、７０９〜７１１ページ、２００５年８月、の中で述べられているとおり、対数尤度関数が
Figure 2009529256
に従って導出可能であり、ここで
Figure 2009529256
はパラメータ・ベクトル、Ｃはθとは独立した定数、
Figure 2009529256
は信号エネルギ、ｃｏｓｈ（・）はハイパボリック・コサイン関数、および
Figure 2009529256
である。（３）を使用すれば、ＵＷＢシステム内のチャンネル遅延およびチャンネル減衰についてのＮＤＡ ＭＬ推定量を引き出すことが可能である。しかしながら（３）内のハイパボリック・コサイン関数の非線形性が、この導出を扱いにくくしている。第７の参考文献の式（２５）において、著者らは、
Figure 2009529256
を用いて（３）を近似し、この困難を克服した。（４）における近似された対数尤度関数は、第７の参考文献の式（２４）内において近似を使用することによって獲得された。同等に、次の近似を使用することによって（３）から（４）を獲得することも可能である。
ｌｎ ｃｏｓｈ（αｍ）≒０ （５）
第７の参考文献の中では、（４）に基づいてチャンネル遅延およびチャンネル減衰についてのＮＤＡ ＭＬ推定量が引き出された。注意を要するが、ＮＤＡ ＭＬ推定量のパフォーマンスは、（３）に対する近似の正確さに依存する。さらに注意を要するが、（５）は、大きな近似誤差を、特に信号対干渉およびノイズ比（ＳＩＮＲ）が大きいときに有する。第７の参考文献内のＮＤＡ ＭＬ推定量のパフォーマンスは、（５）より正確な近似を使用することによって向上させることができる。本発明の実施態様によれば、次の近似を採用できる。
Figure 2009529256
これは、近似ｌｎ ｃｏｓｈ（αｍ）≒｜αｍ｜を、近似
Figure 2009529256
とともに使用することによって獲得される。（６）を使用することによって、（３）内の対数尤度関数は、次のとおりに近似可能となる。
Figure 2009529256
（７）と（４）を比較すると、（７）には追加の項
Figure 2009529256
が存在することがわかる。（７）から
Figure 2009529256
を得るが、ここでＪ（τｌ）およびＪは、
Figure 2009529256
である。Ｊの最大値がＪ２（τｌ）、ｌ＝１，２，．．．，Ｌｃ、のそれぞれを最大化することによって見つかることから、τｌ、ｌ＝１，２，．．．，Ｌｃ、のＮＤＡ ＭＬ評価は、Ｊ２（τ）のＬｃ個の極大を突きとめることによって獲得される。
Ｊ２（τ）の式は、τｌをαｍｌおよびβｍｌについての上記の式内のτで置換することによってαｍτおよびβｍτについての式をもたらし、上記のＪ２（τｌ）の式内においてそれら使用して次式を得る。
Figure 2009529256
τｌの評価をハットτｌで表すと、γｌのＮＤＡ ＭＬの評価、すなわちハットγｌは、減衰が常に正となることから、
Figure 2009529256
となる。これらの推定量のパフォーマンスを次のセクションで調べる。
数値的結果および考察
このセクションでは、新しいＮＤＡ ＭＬ推定量のパフォーマンスを調べ、τｌおよびγｌの評価に焦点を当てて第７の参考文献の中で引き出されたＮＤＡ ＭＬ推定量およびＤＡ ＭＬ推定量のそれと比較する。便宜上、τｌおよびγｌについての新しいＮＤＡ ＭＬ推定量をτＮＤＡ１およびγＮＤＡ１としてそれぞれ表し、第７の参考文献の中のτｌおよびγｌについての以前のＮＤＡ ＭＬ推定量をそれぞれτＮＤＡ２およびγＮＤＡ２としてそれぞれ表し、第７の参考文献の中のτｌおよびγｌについての以前のＤＡ ＭＬ推定量をそれぞれτＤＡおよびγＤＡとしてそれぞれ表す。形状
Figure 2009529256
のモノサイクル・パルスが使用されるが、ここでＤｇは、第７の参考文献の中で述べられているとおり、パルス持続期間である。注意を要するが、この推定量は、そのほかのパルス形状に対しても適用可能である。受信信号は、Ｔｓ＝０．１Ｄｇのサンプリング間隔でサンプリングされる。Ｎ＝５、Ｎｈ＝５、δ＝１．２Ｄｇ、Ｔｆ＝２０Ｄｇ、およびＴｃ＝Ｔｆ／Ｎｈを選択する。ＵＷＢシステム内におけるユーザ数をＮＵで表す。ＮＵ＝１、ＮＵ＝１０、およびＮＵ＝２０の場合を考察する。サンプル・サイズは、Ｍ＝１０を使用する。第７の参考文献と同様に、マルチパス成分の数はＬｃ＝３であると仮定し、マルチパス遅延は、すべてのユーザについて同一であり、τｌ＝５ｌＤｇ、ｌ＝１，２，３、に設定し、マルチパス減衰はユーザごとに異なり、Ｅ｛γｌ ２｝＝Ｄｅ−ｌ／４、ｌ＝１，２，３、の指数関数的電力遅延プロファイルを伴う独立したレイリー・ランダム変量であると仮定するが、ここでＤは正規化因数である。希望ユーザのマルチパス減衰はγ１＝０．７３、γ２＝０．６７、γ３＝０．３５で固定である。干渉ユーザが送信した信号は、（１）におけるものに類似するが、それらの発信時刻が非同期動作を反映させるべく０からＴｆまでにおいてランダムに選択される。各干渉ユーザは、希望ユーザと同じ送信信号電力を有する。注意を要するが、大きな値のＴｆ、Ｎ、Ｎｈ、Ｌｃ、およびＭについてシミュレーション時間が許容不能になること、およびここでの目的がより良好なパフォーマンスを新しい設計が導くことを示すだけであるため、シミュレーションにおいては、Ｔｆ、Ｎ、Ｎｈ、Ｌｃ、およびＭの値がきわめて小さい。実際上は、Ｔｆ、Ｎ、Ｎｈ、Ｌｃ、およびＭの値が遙かに大きくなることがある。また、これにも注意を要するが、多重アクセス干渉（ＭＡＩ）に加えて、ここで実行されるシミュレーションは、記号間およびフレーム間の干渉も、この場合にはｌ＝１，２，３についてτｌ＞Ｔｆ−（Ｎｈ−ｌ）Ｔｃ−δとして考慮に入れている。信号対ノイズ比（ＳＮＲ）をＥｂ／Ｎ０として表すが、ＥｂはＥｂ＝Ｅｐの送信信号エネルギである。推定量のバイアスおよび平方二乗平均誤差（ＲＭＳＥ）は、Ｅｂ／Ｎ０の関数として調べられる。
図１および２は、τＮＤＡ１、τＮＤＡ２、およびτＤＡそれぞれの正規化後の推定量・バイアスおよび正規化後のＲＭＳＥを示しており、ここで正規化は、第７の参考文献の中で述べられているとおり、Ｄｇに関する。図１においては、τＤＡ、τＮＤＡ１、およびτＮＤＡ２についての正規化後の推定量・バイアスが、ＮＵ＝１についてそれぞれプロット・ライン１１、１２、および１３として、ＮＵ＝１０についてそれぞれプロット・ライン１４、１５、および１６として、ＮＵ＝２０についてそれぞれプロット・ライン１７、１８、および１９として示されている。図２においては、τＤＡ、τＮＤＡ１、およびτＮＤＡ２についての正規化後のＲＭＳＥが、ＮＵ＝１についてそれぞれプロット・ライン２１、２２、および２３として、ＮＵ＝１０についてそれぞれプロット・ライン２４、２５、および２６として、ＮＵ＝２０についてそれぞれプロット・ライン２７、２８、および２９として示されている。ＳＮＲの増加および／またはユーザの数の減少があるとき、τＮＤＡ１ １２、１５、１８のパフォーマンスが向上することが観察される。大きな値のＳＮＲにおいては、推定量が、主としてシステム内の干渉によって生じるパフォーマンス・フロアを呈する。τＮＤＡ１ １２、１５、１８、および２２、２５、２８と、τＮＤＡ２ １３、１６、１９、および２３、２６、２９を比較すると（６）が（５）より小さい近似誤差を有することから、考察されたすべての場合についてτＮＤＡ１ １２、１５、１８、および２２、２５、２８が、τＮＤＡ２ １３、１６、１９、および２３、２６、２９よりパフォーマンスが優れていることが観察される。また、τＮＤＡ１ １２、１５、１８、および２２、２５、２８と、τＤＡ １１、１４、１７、および２１、２４、２７を比較すると、予測されるとおり、τＤＡ １１、１４、１７、および２１、２４、２７がパイロット記号を使用することから、τＮＤＡ１ １２、１５、１８、および２２、２５、２８が、τＤＡ １１、１４、１７、および２１、２４、２７よりパフォーマンスが劣ることが観察される。しかしながらＮＵ＝１であり、かつＳＮＲが大きいときには、τＮＤＡ１ １２、１５、１８、および２２、２５、２８のパフォーマンスが、τＤＡ １１、１４、１７、および２１、２４、２７のそれに近づく。
図３および４は、γＮＤＡ１、γＮＤＡ２、およびγＤＡそれぞれの正規化後の推定量・バイアスおよび正規化後のＲＭＳＥを示しており、ここで正規化は、第７の参考文献の中で述べられているとおり、γｌに関する。図３においては、γＤＡ、γＮＤＡ１、およびγＮＤＡ２についての正規化後の推定量・バイアスが、ＮＵ＝１についてそれぞれプロット・ライン３１、３２、および３３として、ＮＵ＝１０についてそれぞれプロット・ライン３４、３５、および３６として、ＮＵ＝２０についてそれぞれプロット・ライン３７、３８、および３９として示されている。図３においては、γＤＡ、γＮＤＡ１、およびγＮＤＡ２についての正規化後のＲＭＳＥが、ＮＵ＝１についてそれぞれプロット・ライン４１、４２、および４３として、ＮＵ＝１０についてそれぞれプロット・ライン４４、４５、および４６として、ＮＵ＝２０についてそれぞれプロット・ライン４７、４８、および４９として示されている。これにおいても、ＳＮＲの増加および／またはユーザの数の減少があるとき、γＮＤＡ１ ３２、３５、３８、および４２、４５、４８のパフォーマンスが向上している。γＮＤＡ１ ３２、３５、３８、および４２、４５、４８と、γＮＤＡ２ ３３、３６、３９、および４３、４６、４９を比較すると、考察されたすべてのＳＮＲの値についてγＮＤＡ１ ３２、３５、３８、および４２、４５、４８が、γＮＤＡ２ ３３、３６、３９、および４３、４６、４９よりパフォーマンスが少なくとも５倍良好であることが観察される。またγＮＤＡ１ ３２、３５、３８、および４２、４５、４８と、γＤＡ ３１、３４、３７、および４１、４４、４７を比較すると、γＮＤＡ１ ３２、３５、３８、および４２、４５、４８が、ほとんどの場合においてγＤＡ ３１、３４、３７、および４１、４４、４７よりパフォーマンスが劣ることが観察される。しかしながらＮＵ＝２０であり、かつＳＮＲが小さいときは、γＮＤＡ１ ４８のＲＭＳＥがγＤＡ ４７のそれよりわずかに小さい。これは、ＳＮＲが減少するに従ってγＮＤＡ１のバイアスを負の値から正の値にシフトするＪ（τｌ）内の追加の項｜αｍｌ｜によって引き起こされる。参照によって全体がこれに援用されるＹ．チェン（Ｙ．Ｃｈｅｎ）の『ワイヤレス・チャンネル・ステート・アンド・モデル・パラメータ・エスティメーション（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ ｓｔａｔｅ ａｎｄ ｍｏｄｅｌ ｐａｒａｍｅｔｅｒ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）』アルバータ大学博士論文、２００６年１月、の中のシミュレーション結果は、ＳＮＲがさらに減少するとバイアスの絶対値、したがってγＮＤＡ１のＲＭＳＥが再びγＤＡのそれより大きくなることを示している。
図５は、到来超広帯域信号がパルス・ポジション変調される場合について、本発明の実施態様によって提供される超広帯域チャンネルの遅延および減衰を評価する方法のフローチャートである。
ステップ５‐１は、複数のビット間隔の時間的持続にわたって到来超広帯域信号を受信する。
ステップ５‐２は、ローカル・テンプレートを生成するが、これが推定量の中で相関のために使用される波形となる。
ステップ５‐３は、各ビット間隔にわたって、到来超広帯域信号と、オリジナルのローカル・テンプレートとシフト後のローカル・テンプレートの和を相関させる。
ステップ５‐４は、メトリック１として、上で生成された相関関数を複数のビット間隔にわたって加算し、結果を２で割る。
ステップ５‐５は、各ビット間隔にわたって、到来超広帯域信号と、オリジナルのローカル・テンプレートとシフト後のローカル・テンプレートの差を相関させる。
ステップ５‐６は、メトリック２として、上で生成された相関関数の絶対値を複数のビット間隔にわたって加算し、結果を２で割る。
ステップ５‐７は、いくらかの個数のメトリック１とメトリック２の和の平方の極大値を決定する。
ステップ５‐８は、超広帯域チャンネルの遅延として極大値の場所を計算する。
ステップ５‐９は、超広帯域チャンネルの減衰として極大値のスケーリングされた値を計算する。
いくつかの実施態様においては、図５のフローチャートの中に示されているステップのうちの１つまたは複数が削除され、置換され、または再配置されることがあり、また１つまたは複数の追加のステップが追加されることがある。
ローカル・テンプレートは、たとえば、時間ホッピング超広帯域システムにおけるユーザの時間ホッピング・コードに従って超広帯域パルスのポジションを変更することによって、または各ビット間隔にわたって直接シーケンス超広帯域システムにおけるユーザの拡散コードに従って超広帯域パルスを拡散することによって生成可能である。
シフト後のローカル・テンプレートは、たとえば、各ビット間隔にわたって、パルス・ポジション変調における時間シフトに等しい時間を用いてオリジナルのローカル・テンプレートをシフトすることによって生成可能である。
いくつかの実施態様においては、サンプリングされた到来超広帯域信号とサンプリングされたローカル・テンプレートの相関値の計算に離散的な（サンプリングされた信号）相関器が使用される。
各ビット間隔にわたって、到来超広帯域信号と、オリジナルのローカル・テンプレートとシフト後のローカル・テンプレートの和および差を相関させるステップは、たとえば以下によって実装可能である。
（ａ）各ビット間隔にわたって、超広帯域モノサイクル・パルス持続の倍数を用いてオリジナルのローカル・テンプレートとシフト後のローカル・テンプレートの和および差をシフトし、
（ｂ）各ビット間隔にわたって、到来超広帯域信号およびローカル・テンプレートのシフト後の和および差をサンプリングし、
（ｃ）各ビット間隔にわたって、サンプリング後の到来超広帯域信号、およびサンプリング後のローカル・テンプレートのシフト後の和および差の相関値を計算する。
いくらかの個数のメトリック１とメトリック２の和の平方の極大値を決定するステップは、たとえば以下によって実装可能である。
（ａ）計算されたすべての相関値を比較し、
（ｂ）Ｌｃ個の、すなわち超広帯域チャンネルのマルチパス成分の数に等しいＬｃ個の最大の値を選択する。
いくつかの実施態様においては、極大値のスケーリングされた値が、極大値を信号対ノイズ比および評価に使用されるビット数で割ることによって獲得される。
上記の実施態様は、パルス・ポジション変調を仮定していた。しかしながら、ほかの変調タイプを採用している超広帯域システムもまた、数学的処理に対する適切な修正を伴って、この向上した推定量から恩典を受けることが可能である。たとえば、ＢＰＳＫ（バイナリ位相シフト・キーイング）を、次の２つの変更を行うことによってＰＰＭの代わりに採用することができる。
Figure 2009529256
これは、上記の例内におけるαｍｌおよびβｍｌの中のシフト後のローカル・テンプレートｐ（ｔ−ｔｍ−τｌ−δ）を、別のテンプレート−ｐ（ｔ−ｔｍ−τｌ）に置き換えることによって達成可能である。このほかのすべての計算および近似は、ＰＰＭ実装の場合と同じである。
このほかの変調フォーマット、たとえばオン‐オフ・キーイングも、適切なテンプレートおよび適切な積分間隔の選択によって可能となる。
図７は、到来超広帯域信号がＢＰＳＫ変調される場合について、本発明の実施態様によって提供される超広帯域チャンネルの遅延および減衰を評価する方法のフローチャートである。
ステップ７‐１は、複数のビット間隔の時間的持続にわたって到来超広帯域信号を受信する。
ステップ７‐２は、ローカル・テンプレートを生成するが、これが推定量の中で相関のために使用される波形となる。
ステップ７‐３は、各ビット間隔にわたって、到来超広帯域信号とローカル・テンプレートを相関させる。
ステップ７‐４は、メトリック１として、上で生成された相関関数の絶対値を複数のビット間隔にわたって加算する。
ステップ７‐５は、いくらかの個数のメトリック１の平方の極大値を決定する。
ステップ７‐６は、超広帯域チャンネルの遅延として極大値の場所を計算する。
ステップ７‐７は、超広帯域チャンネルの減衰として極大値のスケーリングされた値を計算する。
図６は、超広帯域（ＵＷＢ）トランシーバのブロック図である。図６においては、トランシーバが３つの主要コンポーネント、すなわち受信機７１、無線コントローラおよびインターフェース６９、および送信機７３を含む。それに代えてシステムを、別体の受信機７１および無線コントローラおよびインターフェース６９、および別体の送信機７３および無線コントローラおよびインターフェース６９として実装してもよい。
受信機７１は、アンテナ６１、受信機フロント・エンド６３、ＵＷＢ波形相関器６５、およびタイミング発生器６７を含む。アンテナ６１は、受信機フロント・エンド６３と機能的に接続されている。受信機フロント・エンド６３は、ＵＷＢ波形相関器６５と機能的に接続されており、それが、無線コントローラおよびインターフェース６９のＲＸ（受信）データ入力８３、およびタイミング発生器６７と機能的に接続されている。また受信機７１は、無線コントローラおよびインターフェース６９のコントロール出力８５とも機能的に接続されている。
送信機７３は、アンテナ７５、ＵＷＢ波形相関器７７、タイミング発生器７９、およびエンコーダ８１を含む。アンテナ７５は、ＵＷＢ波形相関器７７と機能的に接続されている。ＵＷＢ波形相関器７７は、エンコーダ８１と機能的に接続されており、それがまた、タイミング発生器７９および無線コントローラおよびインターフェース６９のＴＸデータ出力８９と機能的に接続されている。また送信機７３は、無線コントローラおよびインターフェース６９のコントロール出力８７とも機能的に接続されている。
無線コントローラおよびインターフェース６９は、修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥ（最尤推定量）９５を含み、またＲＸデータ出力９１およびＴＸデータ入力９３も有する。
無線コントローラおよびインターフェース６９は、受信機７１および送信機７３によって実装されるＵＷＢ無線通信機能と、リモート・デバイスとのデータ交換のためにＵＷＢ通信チャンネルを使用するアプリケーションの間において、メディア・アクセス・コントロール（ＭＡＣ）インターフェースとしての機能を提供する。理解されるものとするが、図６は、特定の設計であり、機能ブロックの結合または追加の分離を伴い、機能要素が異なって実装されることは可能である。
前述した方法は、図６のトランシーバを使用して実装可能である。たとえば、ステップ５‐１はアンテナ６１およびフロント・エンド６３内において実装でき、ステップ５‐２はタイミング発生器６７内において実装でき、ステップ５‐３および５‐５は波形相関器６５内において実装でき、残りのステップは、無線コントローラおよびインターフェース６９内の修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥ ９５内において実装できる。図７に示されている方法もまた、図６のトランシーバ内に実装できる。たとえば、ステップ７‐１はアンテナ６１およびフロント・エンド６３内において実装でき、ステップ７‐２はタイミング発生器６７内において実装でき、ステップ７‐３は波形相関器６５内において実装でき、ステップ７‐４〜７‐７は、修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥ ９５内において実装できる。
いくつかの実施態様においては、修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥ ９５が、次式の近似を行う。
Figure 2009529256
これにおいてａｉ、ｂｉは、修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥ ９５内において使用される変数である。
いくつかの実施態様においてはパルス・ポジション変調が使用され、それらの実施態様においては、修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥ ９５が次の近似を最大化する。
Figure 2009529256
これにおいて
Figure 2009529256
はパラメータ・ベクトル、Ｃはθとは独立した定数、
Figure 2009529256
は信号エネルギ、ｃｏｓｈ（・）はハイパボリック・コサイン関数、
Figure 2009529256
であり、ここで
Figure 2009529256
は、ａｉ＝γｌ、およびｂｉ＝αｍｌとする次式の近似に使用される。
Figure 2009529256
ＰＰＭシグナリングを伴ういくつかの実施態様においては、修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥが、ｒ（ｔ）およびｐ（ｔ）のサンプル・バージョンを使用して次式を計算する。
Figure 2009529256
ＰＰＭシグナリングを伴ういくつかの実施態様においては、修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥ ９５が、ｌｎ ｃｏｓｈのための近似を使用して次式のための式を得る。
Figure 2009529256
これにおいては、τｌ、ｌ＝１，２，．．．，Ｌｃ、のＮＤＡ ＭＬ評価が、Ｊ２（τ）のＬｃ個の極大を突きとめることによって獲得され、τｌの評価をハットτｌで表した次式を使用してγｌのＮＤＡ ＭＬ評価、すなわちハットγｌを獲得する。
Figure 2009529256
いくつかの実施態様においては、ＢＰＳＫ（バイナリ位相シフト・キーイング）変調されたシグナリングが使用され、それらの実施態様のいくつかにおいては、修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥ ９５が次の近似を最大化する。
Figure 2009529256
これにおいて
Figure 2009529256
はパラメータ・ベクトル、Ｃはθとは独立した定数、
Figure 2009529256
は信号エネルギ、ｃｏｓｈ（・）はハイパボリック・コサイン関数、
Figure 2009529256
であり、ここで
Figure 2009529256
は、ａｉ＝γｌ、およびｂｉ＝αｍｌとする次式の近似に使用される。
Figure 2009529256
修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥ ９５はハードウエア、ソフトウエア、ファームウエア、またはそれらの組み合わせとして実装できる。
上記の詳細な例は、修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴う最尤評価が、ＵＷＢ信号の受信に適用されることを仮定している。いくつかの実施態様においては、ＵＷＢ信号が、文献の中で定義されるとおり、搬送波または中心周波数の２０％を超える信号帯域幅を有する任意の信号、または少なくとも５００ＭＨｚの信号帯域幅を有する信号となる。いくつかの実施態様においては、修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似アプローチを伴う最尤評価が、搬送波周波数の１５％を超える信号帯域幅を有する信号に適用される。いくつかの実施態様においては、ゾーン受信機アプローチが、持続時間が１ｎｓまたはそれより短いパルスを有する信号に適用される。これらの応用は、網羅的ではなく、またそれらが相互に排他的でもない。たとえば、文献の定義を満足するほとんどのＵＷＢ信号は、持続時間が１ｎｓまたはそれより短いパルスも特徴とする。
多くのＵＷＢシステムはパルス‐ベース、すなわち超広帯域パルスを送信するシステムであるが、そのほかのＵＷＢシステムは、超広帯域が複数のサブ‐バンドに分割され、信号が、累積的に複数のサブ‐バンド信号が超広帯域を占めるように、複数のサブ‐バンドにわたってシーケンシャルに送信されるマルチ‐バンド・アプローチを採用する。それらのマルチ‐バンドＵＷＢシステムにおいては、瞬時的な送信信号が、信号の中心周波数の実質的なパーセンテージを占めないことがある。
上記の詳細な説明はＵＷＢシステムに関係するが、修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を使用する遅延および減衰の評価は、より一般的に、レイク受信機または複数受信機アンテナ・ダイバシティ・システム等の任意のマルチパス・システムまたはマルチ‐アンテナ・システムに適用可能である。
ＣＤＭＡおよびＵＷＢは、広帯域システムの例であり、ここで広帯域システムは、送信信号の帯域幅がデータの帯域幅より広い任意のシステムとして定義される。
いくつかの実施態様においては、修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似アプローチを伴う最尤評価が、広帯域システムおよび信号に適用される。
概して言えば、広帯域システムの帯域幅が増加するに従って、すなわち広帯域システムがより広くなるに従って、受信機によって受信されるマルチパス成分の数が増加する。ＵＷＢシステムの広い帯域幅から、ＵＷＢシステムは、一般にリッチ・マルチパス・システムと呼ばれる。
ＣＤＭＡシステムは、ＵＷＢシステムより狭い帯域幅を有するが、それでもマルチパスを受けやすく、したがってマルチパス・システムと見なされる。ＣＤＭＡシステム用のレイク受信機は、本発明の実施態様から恩典を受けることが可能な別のシステムの例である。
本発明の実施態様が、たとえば最大比合成または等利得合成を使用する従来的な複数受信機アンテナ・ダイバシティ・システムに対しても適用可能であることから、本発明の実施態様がレイク受信機に限定されることはない。本発明の実施態様はまた、選択ダイバシティおよび切り換えダイバシティを含むシステムにも適用可能である。
いくつかの実施態様においては、修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴う最尤評価を使用して決定されるチャンネル減衰の評価およびチャンネル遅延の評価が両方ともに使用される。たとえば、いくつかの最大比合成応用においては、評価されたチャンネル減衰および評価されたチャンネル遅延がともに使用される。
いくつかの実施態様においては、チャンネル遅延の評価だけが使用される。たとえば、いくつかの等利得合成応用においては、遅延の評価だけが使用される。この場合は、必ずしも減衰が計算される必要がなくなることになる。
この出願の目的のために、マルチパスが、複数受信機アンテナ・システムにおける複数の受信機アンテナからのブランチ信号を含み得ること、および／または単一アンテナ上において受信される信号の遅延および減衰を受けた複数のコピーを含み得ることが仮定されているが、これは、マルチパスのより従来的な定義である。
上記の教示に照らせば、本発明の多くの修正および変形が可能である。したがって、付随する請求項の範囲内において、本発明が、特にここで述べたよりほかに実施され得ることが理解されるものとする。
異なる数のユーザについて、τＮＤＡ１、τＮＤＡ２、およびτＤＡの正規化後のバイアスをプロットしたグラフである。 異なる数のユーザについて、τＮＤＡ１、τＮＤＡ２、およびτＤＡの正規化後の平方二乗平均誤差をプロットしたグラフである。 異なる数のユーザについて、γＮＤＡ１、γＮＤＡ２、およびγＤＡの正規化後のバイアスをプロットしたグラフである。 異なる数のユーザについて、γＮＤＡ１、γＮＤＡ２、およびγＤＡの正規化後の平方二乗平均誤差をプロットしたグラフである。 本発明の実施態様によって提供されるマルチパス・チャンネルの遅延および減衰を評価する方法のフローチャートである。 ＵＷＢシステムのブロック図である。 本発明の実施態様によって提供されるマルチパス・チャンネルの遅延および減衰を評価する方法のフローチャートである。
符号の説明
６１ アンテナ
６３ 受信機フロント・エンド
６５ ＵＷＢ波形相関器
６７ タイミング発生器
６９ 無線コントローラおよびインターフェース
７１ 受信機
７３ 送信機
７５ アンテナ
７７ ＵＷＢ波形相関器
７９ タイミング発生器
８１ エンコーダ
８３ ＲＸ（受信）データ入力
８５ コントロール出力
８７ コントロール出力
８９ ＴＸデータ出力
９１ ＲＸデータ出力
９３ ＴＸデータ入力
９５ 修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥ

Claims (50)

  1. ａｉ、ｂｉが修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴う最尤推定量の中で使用される変数であるとき、
    前記修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴う最尤推定量を使用して少なくとも遅延τｌを評価し、
    前記修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴う最尤推定量の部分として
    Figure 2009529256
     を近似する、
    ことを含む方法。
  2. さらに、前記修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴う最尤推定量を使用して減衰γｌを評価することを含む、請求項１に記載の方法。
  3. τｌおよびγｌがそれぞれ前記マルチパス・チャンネルのマルチパス成分の遅延および減衰に対応する場合において、
    マルチパス・チャンネルを通じて信号を受信することをさらに含む、請求項２に記載の方法。
  4. τｌおよびγｌが前記信号の遅延および減衰に対応する場合において、
    複数のアンテナのそれぞれを通じてそれぞれの信号を受信することをさらに含む、請求項２に記載の方法。
  5. 前記信号は、超広帯域信号を含む、請求項３に記載の方法。
  6. 前記信号は、前記信号の中心周波数の少なくとも２０％の信号帯域幅を伴う信号を含む、請求項３に記載の方法。
  7. 前記信号は、前記信号の中心周波数の少なくとも１５％の信号帯域幅を伴う信号を含む、請求項３に記載の方法。
  8. 前記信号は、約１ｎｓより狭いパルス幅を伴う複数のパルスを含む、請求項３に記載の方法。
  9. 前記信号は、広帯域信号を含む、請求項３に記載の方法。
  10. 前記信号は、ＣＤＭＡ（コード分割多重アクセス）信号を含む、請求項３に記載の方法。
  11. τｌおよびγｌは、各信号についてのそれぞれの遅延およびそれぞれの減衰を集合的に含む場合において、
    複数受信機アンテナ・ダイバシティ・システム内の複数のアンテナのそれぞれを通じてそれぞれの信号を受信することをさらに含む、請求項２に記載の方法。
  12. さらに、
    最大比合成を実行することを含む、請求項１１に記載の方法。
  13. τｌを評価すること、および
    等利得合成を実行すること、
    を含む、請求項１に記載の方法。
  14. 前記修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴う最尤推定量を使用することは、
    Figure 2009529256
     の近似を最大化することを含み、
    ここで
    Figure 2009529256
     はパラメータ・ベクトル、Ｃはθとは独立した定数、
    Figure 2009529256
     は信号エネルギ、ｃｏｓｈ（・）はハイパボリック・コサイン関数、
    Figure 2009529256
     であり、かつここで
    Figure 2009529256
     は、ａｉ＝γｌ、およびｂｉ＝αｍｌとして
    Figure 2009529256
     の近似に使用される、請求項３〜９のうちのいずれか１項に記載の方法。
  15. Figure 2009529256
     は、ｒ（ｔ）およびｐ（ｔ）のサンプリングされたバージョンを使用して計算される、請求項１４に記載の方法。
  16. ｌｎ ｃｏｓｈのための近似を使用して
    Figure 2009529256
     のための式を獲得することを含み、
    ここで、τｌ、ｌ＝１，２，．．．，Ｌｃ、の修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＮＤＡ ＭＬ評価が、Ｊ２（τ）のＬｃ個の極大を突きとめることによって獲得され、τｌの評価をハットτｌで表した
    Figure 2009529256
     を使用してγｌの修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＮＤＡ ＭＬ評価、ハットγｌを獲得する、請求項１５に記載の方法。
  17. 前記信号は、パルス・ポジション変調された信号を含む、請求項１４〜１６のうちのいずれか１項に記載の方法。
  18. 前記修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴う最尤推定量を使用することは、
    Figure 2009529256
     の近似を最大化することを含み、
    ここで
    Figure 2009529256
     はパラメータ・ベクトル、Ｃはθとは独立した定数、
    Figure 2009529256
     は信号エネルギ、ｃｏｓｈ（・）はハイパボリック・コサイン関数、
    Figure 2009529256
     であり、かつここで
    Figure 2009529256
     は、ａｉ＝γｌ、およびｂｉ＝αｍｌとして
    Figure 2009529256
     の近似に使用される、請求項３〜９のうちのいずれか１項に記載の方法。
  19. 前記信号は、ＢＰＳＫ（バイナリ位相シフト・キーイング）変調された信号を含む請求項１８に記載の方法。
  20. 遅延および減衰を評価する方法であって、
    複数のビット間隔の時間的持続にわたって到来信号を受信すること、
    ローカル・テンプレートを生成すること、
    各ビット間隔にわたって、前記到来信号と、オリジナルの前記ローカル・テンプレートとシフト後のローカル・テンプレートの和を相関させて各ビット間隔にわたる第１の相関関数を生成すること、
    メトリック１として、前記生成された第１の相関関数を複数のビット間隔にわたって加算し、結果を２で割ること、
    各ビット間隔にわたって、前記到来信号と、オリジナルのローカル・テンプレートとシフト後のローカル・テンプレートの差を相関させて各ビット間隔にわたる第２の相関関数を生成すること、
    メトリック２として、前記生成された前記相関関数の絶対値を複数のビット間隔にわたって加算し、結果を２で割ること、
    いくらかの個数のメトリック１とメトリック２の和の平方の極大値を決定すること、
    前記遅延として前記極大値の場所を計算すること、
    前記減衰として前記極大値のスケーリングされた値を計算すること、
    を含む方法。
  21. 到来信号を受信することは、マルチパス・チャンネルを通じてパルス・ポジション変調された超広帯域信号を受信することを含み、前記遅延および前記減衰が、マルチパス成分の遅延および減衰に対応する、請求項２０に記載の方法。
  22. 前記ローカル・テンプレートは、
    時間ホッピング超広帯域システムにおけるユーザの時間ホッピング・コードに従って超広帯域パルスのポジションを変更すること、および
    各ビット間隔にわたって直接シーケンス超広帯域システムにおけるユーザの拡散コードに従って超広帯域パルスを拡散すること、
    のうちの任意の１つによって生成される、請求項２１に記載の方法。
  23. 前記シフト後のローカル・テンプレートは、各ビット間隔にわたって、パルス・ポジション変調における時間シフトに等しい時間を用いて前記オリジナルのローカル・テンプレートをシフトすることによって生成される、請求項２１および２２のうちのいずれか１項に記載の方法。
  24. 前記サンプリングされた到来超広帯域信号と前記サンプリングされたローカル・テンプレートの相関値の計算に離散的な（サンプリングされた信号）相関器が使用される、請求項２１〜２３のうちのいずれか１項に記載の方法。
  25. 前記各ビット間隔にわたって、前記到来超広帯域信号と、前記オリジナルのローカル・テンプレートと前記シフト後のローカル・テンプレートの和および差を相関させるステップは、
    （ａ）各ビット間隔にわたって、前記超広帯域パルス持続の倍数を用いて前記オリジナルのローカル・テンプレートと前記シフト後のローカル・テンプレートの前記和および前記差をシフトすること
    （ｂ）各ビット間隔にわたって、前記到来超広帯域信号および前記ローカル・テンプレートの前記シフト後の和および差をサンプリングすること、および
    （ｃ）各ビット間隔にわたって、前記サンプリング後の到来超広帯域信号、および前記サンプリング後の前記ローカル・テンプレートのシフト後の和および差の相関値を計算すること、
    を含む、請求項２４に記載の方法。
  26. 前記いくらかの個数のメトリック１とメトリック２の和の平方の極大値を決定するステップは、
    （ａ）計算されたすべての前記相関値を比較すること、および
    （ｂ）Ｌｃ個の、すなわち多くても前記マルチパス・チャンネルのマルチパス成分の数に等しいＬｃ個の最大の値を選択すること、
    を含む、請求項２１〜２５のうちのいずれか１項に記載の方法。
  27. 超広帯域チャンネルの遅延および減衰を評価する方法であって、
    複数のビット間隔の時間的持続にわたって到来信号を受信すること、
    ローカル・テンプレートを生成すること、
    各ビット間隔にわたって前記到来信号と前記ローカル・テンプレートを相関させ、各ビット間隔にわたる相関関数を生成すること、
    メトリック１として、前記生成された相関関数の絶対値を複数のビット間隔にわたって加算すること、
    いくらかの個数のメトリック１の平方の極大値を決定すること、
    前記遅延として前記極大値の場所を計算すること、
    前記減衰として前記極大値のスケーリングされた値を計算すること、
    を含む方法。
  28. 前記信号は、マルチパス・チャンネルを通じて受信されるＢＰＳＫ（バイナリ位相シフト・キーイング）変調された超広帯域信号を含み、前記遅延および前記減衰が、前記マルチパス・チャンネルのマルチパス成分の遅延および減衰に対応する、請求項２７に記載の方法。
  29. 前記ローカル・テンプレートは、
    時間ホッピング超広帯域システムにおけるユーザの時間ホッピング・コードに従って超広帯域パルスのポジションを変更すること、および
    各ビット間隔にわたって直接シーケンス超広帯域システムにおけるユーザの拡散コードに従って超広帯域パルスを拡散すること、
    のうちの任意の１つによって生成される、請求項２８に記載の方法。
  30. 前記サンプリングされた到来超広帯域信号と前記サンプリングされたローカル・テンプレートの相関値の計算に離散的な（サンプリングされた信号）相関器が使用される、請求項２８および２９のうちのいずれか１項に記載の方法。
  31. 前記各ビット間隔にわたって前記到来超広帯域信号と前記オリジナルのローカル・テンプレートを相関させるステップは、
    （ａ）各ビット間隔にわたって、前記到来超広帯域信号および前記オリジナルのローカル・テンプレートをサンプリングすること、および
    （ｂ）各ビット間隔にわたって、前記サンプリング後の到来超広帯域信号および前記サンプリング後のオリジナルのローカル・テンプレートの相関値を計算すること、
    を含む、請求項３０に記載の方法。
  32. 前記いくらかの個数のメトリック１の平方の極大値を決定するステップは、
    （ａ）計算されたすべての前記相関値を比較すること、および
    （ｂ）Ｌｃ個の、すなわち多くても前記マルチパス・チャンネルのマルチパス成分の数に等しいＬｃ個の最大の値を選択すること、
    を含む、請求項２８〜３１のうちのいずれか１項に記載の方法。
  33. 前記極大値のスケーリングされた値は、前記極大値を信号対ノイズ比および評価に使用されるビット数で割ることによって獲得される請求項２０〜３２のうちのいずれか１項に記載の方法。
  34. 少なくとも遅延τｌを評価するべく動作可能な装置であって、
    Figure 2009529256
     に従った修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥ（最尤推定量）を含み、
    ここでａｉ、ｂｉは前記修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥの中で使用される変数である装置。
  35. 前記装置は、減衰γｌを評価するべく動作可能である、請求項３４に記載の装置。
  36. さらに、
    マルチパス・チャンネルを通じて信号を受信するべく動作可能な少なくとも１つのアンテナを含み、ここでτｌおよびγｌが、それぞれ、前記マルチパス・チャンネルのマルチパス成分の遅延および減衰に対応する、請求項３５に記載の装置。
  37. さらに、
    それぞれの信号を受信するべくそれぞれが動作可能な複数のアンテナを含み、ここで、τｌおよびγｌが前記信号の遅延および減衰に対応する、請求項３５に記載の装置。
  38. 前記信号は、超広帯域信号を含む、請求項３６に記載の装置。
  39. 前記信号は、前記信号の中心周波数の少なくとも２０％の信号帯域幅を伴う信号を含む、請求項３６に記載の装置。
  40. 前記信号は、前記信号の中心周波数の少なくとも１５％の信号帯域幅を伴う信号を含む、請求項３６に記載の装置。
  41. 前記信号は、約１ｎｓより狭いパルス幅を伴う複数のパルスを含む、請求項３６に記載の装置。
  42. 前記信号は、広帯域信号を含む、請求項３６に記載の装置。
  43. 前記信号は、ＣＤＭＡ（コード分割多重アクセス）信号を含む、請求項３６に記載の装置。
  44. さらに、
    複数受信機アンテナ・ダイバシティ・システム内の、それぞれの信号を受信するべくそれぞれが動作可能な複数のアンテナを含み、
    ここで、τｌおよびγｌは、各信号についてのそれぞれの遅延およびそれぞれの減衰を集合的に含む、請求項３５に記載の装置。
  45. 前記装置は、最大比合成を実行するべく動作可能である、請求項４３に記載の装置。
  46. 前記装置は、等利得合成を実行するべく動作可能である、請求項３４に記載の方法。
  47. パルス・ポジション変調された信号を受信するべく動作可能であり、ここで、前記修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥは、
    Figure 2009529256
     の近似を最大化し、
    ここで
    Figure 2009529256
     はパラメータ・ベクトル、Ｃはθとは独立した定数、
    Figure 2009529256
     は信号エネルギ、ｃｏｓｈ（・）はハイパボリック・コサイン関数、
    Figure 2009529256
     であり、かつ、ここで
    Figure 2009529256
     は、ａｉ＝γｌ、およびｂｉ＝αｍｌとして
    Figure 2009529256
     の近似に使用される、請求項３６〜４２のうちのいずれか１項に記載の装置。
  48. Figure 2009529256
     は、前記修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥによって、ｒ（ｔ）およびｐ（ｔ）のサンプリングされたバージョンを使用して計算される、請求項４７に記載の装置。
  49. 前記修正ｌｎ ｃｏｓｈ近似を伴うＭＬＥは、ｌｎ ｃｏｓｈのための近似を使用して
    Figure 2009529256
     のための式を獲得し、
    ここで、τｌ、ｌ＝１，２，．．．，Ｌｃ、のＮＤＡ ＭＬ評価が、Ｊ２（τ）のＬｃ個の極大を突きとめることによって獲得され、τｌの評価をハットτｌで表した
    Figure 2009529256
     を使用してγｌＮＤＡ ＭＬ評価、ハットγｌを獲得する、請求項４８に記載の装置。
  50. ＢＰＳＫ（バイナリ位相シフト・キーイング）変調された信号を受信するべく動作可能であり、ここで前記ＭＬＥは、
    Figure 2009529256
     の近似を最大化し、
    ここで
    Figure 2009529256
     はパラメータ・ベクトル、Ｃはθとは独立した定数、
    Figure 2009529256
     は信号エネルギ、ｃｏｓｈ（・）はハイパボリック・コサイン関数、
    Figure 2009529256
     であり、かつここで
    Figure 2009529256
     は、ａｉ＝γｌ、およびｂｉ＝αｍｌとして
    Figure 2009529256
     の近似に使用される、請求項３６〜４２のうちのいずれか１項に記載の装置。
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101479950A (zh) * 2006-04-26 2009-07-08 高通股份有限公司 占空比控制功率方案
US8971441B2 (en) * 2009-06-08 2015-03-03 Lawrence Livermore National Security, Llc Transmit-reference methods in software defined radio platforms for communication in harsh propagation environments and systems thereof
EP2709323A1 (en) * 2012-09-14 2014-03-19 Alcatel Lucent Apparatus, Method and Computer Program for a Receiver and a Transmitter
CN112152949B (zh) * 2020-09-25 2023-03-24 浙江科技学院 一种开关键控通信系统的信道估计方法
CN113037590B (zh) * 2021-03-02 2022-06-17 成都爱瑞无线科技有限公司 一种用于通信系统中的时延估计方法和装置

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5659576A (en) 1994-05-19 1997-08-19 Hughes Electronics Balanced processing based on receiver selection
US5630208A (en) * 1994-07-19 1997-05-13 Trimble Navigation Limited Adaptive multipath equalization
US5659578A (en) * 1994-11-23 1997-08-19 At&T Wireless Services, Inc. High rate Reed-Solomon concatenated trellis coded 16 star QAM system for transmission of data over cellular mobile radio
US6128276A (en) * 1997-02-24 2000-10-03 Radix Wireless, Inc. Stacked-carrier discrete multiple tone communication technology and combinations with code nulling, interference cancellation, retrodirective communication and adaptive antenna arrays
US6359878B1 (en) * 1998-07-20 2002-03-19 Wirless Facilities, Inc. Non-data-aided maximum likelihood based feedforward timing synchronization method
US6807227B2 (en) * 2000-10-26 2004-10-19 Rockwell Scientific Licensing, Llc Method of reconfiguration of radio parameters for power-aware and adaptive communications
US7061970B2 (en) * 2000-11-14 2006-06-13 Irving Reed Self-synchronizing adaptive multistage receiver for wireless communication systems
US7366137B2 (en) 2003-05-31 2008-04-29 Qualcomm Incorporated Signal-to-noise estimation in wireless communication devices with receive diversity
US7505523B1 (en) * 2004-08-12 2009-03-17 Marvell International Ltd. Integer frequency offset estimation based on the maximum likelihood principal in OFDM systems
JP4476117B2 (ja) * 2004-12-28 2010-06-09 富士通株式会社 無線通信装置

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