CN103220769B - 子载波比特和功率联合分配方法、设备及系统 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供一种子载波比特和功率联合分配方法、设备及系统。本发明实施例根据非线性功率放大器的硬件参数及信道噪声确定非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，以将非线性放大器产生的非线性失真噪声考虑其中，并根据确定出的在非线性失真下的各子载波的信干扰比以及预设的输入功率，总比特和误码率之间的关系，采用预设的总功率最小迭代算法为各子载波联合分配对应的比特及功率。较现有技术，本发明实施例将非线性功率放大器的非线性失真影响考虑其中，在保证了总功率最小化的同时能更好的满足系统误码率（BER）的需求。

Description

子载波比特和功率联合分配方法、设备及系统

技术领域

本发明涉及通信技术，尤其涉及一种子载波比特和功率联合分配方法、设备及系统。

背景技术

正交频分复用（Orthogonal Frequency Dkvkskon Multkplexkng，OFDM）作为一种多载波调制技术，具有频谱利用率高、抗多径时延等优点，已成为下一代移动通信系统的核心技术。OFDM是把高速数据流通过串并转换，将高速数据码流分割成多个低速数据码流，然后调制到各个子载波上（QPSK或QAM）。OFDM系统中的无线资源，例如子载波比特和功率等，的分配算法是OFDM系统使用的关键。OFDM系统中资源分配问题是保证用户服务质量、提高系统容量和频谱利用率的重要手段。OFDM系统中的无线资源分配的目的包括三个，分别为：最大化用户和速率，最小化发射总功率，以及减小干扰。其中，以最小化发射总功率为目标的无线资源分配方法，对降低通信能耗，实现绿色通信意义重大。

现有技术中，以最小化发射功率为目标的无线资源分配技术主要是假设发射端是理想的，直接根据信道噪声来进行比特功率分配，通过分步式算法求解，侧重降低算法复杂度。但在实际通信系统中，发射端非线性功率放大器的非线性特性，使具有高峰均比的OFDM信号容易产生非线性失真噪声，恶化系统性能。现有技术仅为了降低算法的复杂度进行的无线资源分配的方法，并不能保证在最小化发射总功率的同时满足系统误码率（Bit ErrorRatio,简称BER）的需求。

发明内容

本发明的多个方面提供一种无线资源分配方法、设备及系统，用以保证在最小化发射总功率的同时满足系统BER的需求。

本发明第一个方面提供了一种子载波比特和功率联合分配方法，包括：

获取非线性功率放大器的硬件参数及信道噪声；

根据所述硬件参数及信道噪声，确定非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，其中，所述总功率为预发送OFDM信号中所有子载波的功率之和；

根据所述各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，以及预设的子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，采用预设的总功率最小迭代算法为各子载波联合分配对应的比特及功率。

结合子载波比特和功率联合分配方法的第一个方面，在第一种可能实现方式中，所述总功率最小迭代算法，具体为：

获取预设总功率初值及误码率；

在一次迭代中，根据所述子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，得出各子载波为b_k个比特时，所述误码率对应的第一信干扰比，其中，b_k=1,2,…R_m，R_m为预设的最大比特；

根据各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，得出各子载波为b_k个比特时，所述第一信干扰比及所述总功率初值对应的子载波的功率；

根据各子载波依次为1、2、…R_m个比特时子载波的功率，计算各子载波从1个比特开始依次增加预设比特增量后对应的平均每比特功率增量；

分别获取各子载波对应的所述平均每比特功率增量最小时各子载波增加到的比特，作为分配给各子载波的比特；

根据各子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，确定分配给各子载波的比特及所述误码率对应的各子载波的第二信干扰比；

根据OFDM信号中所有子载波的第二信干扰比，计算总功率；

比较所述总功率是否与所述总功率初值相等，若相等，则分别根据各子载波的信干扰比、子载波的功率以及总功率之间的关系，计算各子载波的第二信干扰比和所述总功率对应的子载波的功率，作为分配给各子载波的功率；否则，将所述总功率初值更新为所述总功率，并进入下一次迭代。

结合子载波比特和功率联合分配方法的第一个方面，在第二种可能实现方式中，所述根据所述硬件参数及信道噪声，确定非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，包括：

根据所述硬件参数，确定所述非线性功率放大器的非线性失真参数；

根据所述非线性失真参数和所述信道噪声，确定所述非线性失真下子各载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系。

结合子载波比特和功率联合分配方法的第一个方面，在第三种可能实现方式中，所述硬件参数包括：1dB压缩点输入功率和三阶截止点输入功率；所述信道噪声包括：各子载波的高斯白噪声及信道增益。

结合子载波比特和功率联合分配方法的第三个可能实现方式，在第四种可能实现方式中，所述根据所述硬件参数，确定所述非线性功率放大器的非线性失真参数，具体为：

根据所述1dB压缩点输入功率和三阶截止点输入功率，采用如下第一表达式和第二表达式确定所述非线性功率放大器的非线性失真参数a₁和a₃：

第一表达式：

第二表达式：

其中，P_1dB为所述1dB压缩点输入功率，P_KP3为所述三阶截止点输入功率，a₁为所述非线性功率放大器的第一非线性失真参数，a₃为所述非线性功率放大器的第二非线性失真参数。

结合子载波比特和功率联合分配方法的第三种可能实现方式或第四种可能实现方式，在第五种可能实现方式中，所述非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，具体为如下第三表达式：

其中，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，k=1，2，…，N，N为OFDM信号中子载波的个数，a₁和a₃为根据所述硬件参数，确定出的所述非线性功率放大器的非线性失真参数，为第k个子载波的功率，为所述总功率，T_2k为任意两个子载波互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数，T_4k为任意三个子载波互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数，N_k为第k个子载波的高斯白噪声，H_k为第k个子载波的信道增益。

结合所述的子载波比特和功率联合分配方法的第一个方面，在第六种可能实现方式中，所述子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，具体为如下第四表达式：

其中，Rm为预设的最大比特，b_k为第k个子载波被分配的比特，b_k=1,2…Rm，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，BER为所述误码率。

结合子载波比特和功率联合分配方法的第一种可能实现方式，在第七种可能实现方式中，所述根据所述子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，得出各子载波为b_k个比特时，所述误码率对应的第一信干扰比，包括：

根据如下第四表达式，得出各子载波为b_k个比特时，所述误码率对应的信干扰比的取值范围：

根据所述取值范围，将取值范围中的最小取值作为所述第一信干扰比。

结合所述的子载波比特和功率联合分配方法的第一种可能实现方式或第七种可能实现方式，在第八种可能实现方式中，所述根据各子载波依次为1、2、…R_m个比特时子载波的功率，计算各子载波从1个比特开始依次增加预设比特增量后对应的平均每比特功率增量，具体为：

根据各子载波依次为1、2、…R_m个比特时子载波的功率，采用如下第五表达式计算各子载波从1个比特开始依次增加预设比特增量后对应的平均每比特功率增量；

其中，b_k为第k个子载波的比特，b_k=b_k+△b≤Rm，△b为预设比特增量，△b=1,2…或Rm-b_k，为子载波增加到b_k+△b时对应的平均每比特功率增量，f(b_k)为第k个子载波子载波为b_k个比特时的功率。

结合所述的子载波比特和功率联合分配方法的第一种可能实现方式，在第九种可能实现方式中，所述根据OFDM信号中所有子载波的第二信干扰比，计算总功率，，包括：

根据OFDM信号中所有子载波的第二信干扰比，采用如下求解方程计算总功率的解集：

ax³-bx+c=0

其中， x为所述总功率的解集；

获取所述总功率解集中，最小正数解为所述总功率。

本发明第二个方面还提供了一种发射端设备，包括：

获取模块，用于获取非线性功率放大器的硬件参数及信道噪声；

确定模块，用于根据所述硬件参数及信道噪声，确定非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，其中，所述总功率为预发送OFDM信号中所有子载波的功率之和；

处理模块，用于根据所述各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，以及预设的子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，采用预设的总功率最小迭代算法为各子载波联合分配对应的比特及功率。

结合所述的发射端设备的第二个方面，第一种可能实现方式中，所述处理模块，包括：

获取单元，用于获取预设总功率初值及误码率；

迭代单元，用于在一次迭代中，根据所述子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，得出各子载波为b_k个比特时，所述误码率对应的第一信干扰比，其中，b_k=1,2,…R_m，R_m为预设的最大比特；根据各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，得出各子载波为b_k个比特时，所述第一信干扰比及所述总功率初值对应的子载波的功率；根据各子载波依次为1、2、…R_m个比特时子载波的功率，计算各子载波从1个比特开始依次增加预设比特增量后对应的平均每比特功率增量；分别获取各子载波对应的所述平均每比特功率增量最小时各子载波增加到的比特，作为分配给各子载波的比特；根据各子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，确定分配给各子载波的比特及所述误码率对应的各子载波的第二信干扰比；根据OFDM信号中所有子载波的第二信干扰比，计算总功率；比较所述总功率是否与所述总功率初值相等，若相等，则分别根据各子载波的信干扰比、子载波的功率以及总功率之间的关系，计算各子载波的第二信干扰比和所述总功率对应的子载波的功率，作为分配给各子载波的功率；否则，将所述总功率初值更新为所述总功率，并进入下一次迭代。

结合所述的发射端设备的第二方面或第一种可能实现方式，在第二种可能实现方式中，所述确定模块，包括：

第一确定单元、用于根据所述硬件参数，确定第一非线性失真参数和第二非线性失真参数；

第二确定单元，用于根据所述非线性失真参数和所述信道噪声，确定所述非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系。

结合所述的发射端设备的第二种可能实现方式，在第三种可能实现方式中，所述硬件参数包括：1dB压缩点输入功率和三阶截止点输入功率；

所述第一确定单元，具体用于根据所述1dB压缩点输入功率和三阶截止点输入功率，采用如下第一表达式和第二表达式确定所述第一非线性失真参数和第二非线性失真参数：

第一表达式：

第二表达式：

其中，P_1dB为所述1dB压缩点输入功率，P_KP3为所述三阶截止点输入功率，a₁为所述非线性功率放大器的第一非线性失真参数，a₃为所述非线性功率放大器的第二非线性失真参数。

结合所述的发射端设备的第一种可能实现方式，在第四种可能实现方式中，所述迭代模块，还用于根据如下第四表达式，得出各子载波为b_k个比特时所述误码率对应的信干扰比的取值范围：

并根据所述取值范围，将取值范围中的最小取值作为所述第一信干扰比；

其中，Rm为预设的最大比特，b_k为第k个子载波被分配的比特，b_k=1,2…Rm，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，BER为所述误码率。

结合所述的发射端设备的第二种可能实现方式，在第五种可能实现方式中，所述迭代模块，还用于根据各子载波依次为1、2、…R_m个比特时子载波的功率，采用如下第五表达式计算各子载波从1个比特开始每增加预设比特增量时对应的平均每比特功率增量；

其中，b_k为第k个子载波的比特，b_k=b_k+△b≤Rm，△b为预设比特增量，△b=1,2…或Rm-b_k，为子载波增加到b_k+△b时对应的平均每比特功率增量，f(b_k)为第k个子载波子载波为b_k个比特时的功率。

结合所述的发射端设备的第一种可能实现方式，在第六种可能实现方式中，所述迭代模块，还用于根据OFDM信号中所有子载波的第二信干扰比，采用如下求解方程计算总功率的解集，并获取所述总功率解集中最小正数解为所述总功率。

ax³-bx+c=0

其中， x为所述总功率的解集，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，k=1，2，…，N，N为OFDM信号中子载波的个数，a₁为所述第一非线性失真参数，a₃为所述第二非线性失真参数，为第k个子载波的功率，为所述总功率，T_2k为任意两个子载波互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数，T_4k为任意三个子载波互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数，Nk为第k个子载波的高斯白噪声，Hk为第k个子载波的信道增益。

本发明第三个方面还提供了一种通信系统，包括：发射端设备和接收端设备，其中，所述发射端设备获取非线性功率放大器的硬件参数及信道噪声；根据所述硬件参数及信道噪声，确定非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，其中，所述总功率为预发送OFDM信号中所有子载波的功率之和；根据所述各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，以及预设的子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，采用预设的总功率最小迭代算法为各子载波联合分配对应的比特及功率。

由上述技术方案可知，本发明实施例根据非线性功率放大器的硬件参数和信道噪声确定非线性失真下子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，以将非线性放大器的非线性失真的影响考虑其中，并根据确定出的在非线性失真下的子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系以及预设的信干扰比、比特和误码率之间的关系，采用预设的总功率最小迭代算法为子载波联合分配比特和功率。较现有技术，本发明实施例将非线性功率放大器的非线性失真影响考虑其中，在保证了总功率最小化的同时能更好的满足系统BER的需求。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明提供的子载波比特和功率联合分配方法实施例一的流程示意图；

图2为本发明实施例提供的子载波比特和功率联合分配方法中一具体步骤的实现实例的流程示意图；

图3为本发明提供的发射端设备实施例一的结构示意图；

图4为本发明提供的发射端设备实施例中一具体模块的实现实例的结构示意图；

图5为本发明提供的发射端设备实施例中另一具体模块的实现实例的结构示意图；

图6为本发明提供的通信系统实施例一的结构示意图。

具体实施方式

本发明实施例考虑了OFDM系统中发射端非线性功率放大器产生的非线性失真噪声，并根据各个子载波上的非线性失真噪声，提出了一种联合比特功率分配算法，这种联合算法不仅能保证系统发射功率最小，还能满足系统BER的需求。为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，本发明实施例提供的子载波比特和功率联合分配方法实施例一的流程示意图。如图1所示，本实施例一所述方法包括：

步骤101、获取非线性功率放大器的硬件参数及信道噪声。

其中，所述硬件参数包括：1dB压缩点输入功率和三阶截止点输入功率。所述三阶截止点输入功率（简称P_KP3）表示性度或失真性能的参数，P_KP3越高表示性度越好和更少的失真。1dB压缩点输入功率（简称P_1dB）是指与在很低的功率时相比，增益减少1dB时的输入功率点。所述信道噪声包括：各子载波的高斯白噪声及信道增益。各子载波的高斯白噪声及所述信道增益均服从高斯分布，且均为随机值。具体地，发射端设备获取非线性功率放大器的硬件参数，并随机获取发送OFDM信号的所有子载波的信道噪声。

步骤102、根据所述硬件参数，确定非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，其中，所述总功率为预发送OFDM信号中所有子载波的功率之和。

具体地，所述非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，可以为如下第三表达式：

其中，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，k=1，2，…，N，N为OFDM信号中子载波的个数，a₁和a₃为根据所述硬件参数，确定出的所述非线性功率放大器的非线性失真参数，为第k个子载波的功率，为所述总功率，T_2k为任意两个子载波互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数，T_4k为任意三个子载波互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数，N_k为第k个子载波的高斯白噪声，H_k为第k个子载波的信道增益。

相应地，本步骤可采用如下方式实现：首先，根据所述硬件参数，确定所述非线性功率放大器的非线性失真参数，即第三表达式中未知的a₁和a₃。其中，所述硬件参数包括1dB压缩点输入功率和三阶截止点输入功率。根据所述1dB压缩点输入功率和三阶截止点输入功率，可采用如下第一表达式和第二表达式确定所述非线性功率放大器的非线性失真参数a₁和a₃：

第一表达式：

第二表达式：

其中，P_1dB为所述1dB压缩点输入功率，P_KP3为所述三阶截止点输入功率，a₁为所述非线性功率放大器的第一非线性失真参数，a₃为所述非线性功率放大器的第二非线性失真参数。

然后，根据所述非线性失真参数和所述信道噪声，确定所述非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系。其中，所述信道噪声包括各子载波的高斯白噪声N_k及信道增益H_k。即将所述第一非线性失真参数a₁、第二非线性失真参数a₃及信道增益代入上述第三表达式中，便确定出非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系。由于各子载波的信道噪声不同，因此，各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系也有所差别。

步骤103、根据各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，以及预设的子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，采用预设的总功率最小迭代算法分别为各子载波联合分配对应的比特及功率。

其中，所述预设的子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，可以为如下第四表达式：

其中，Rm为预设的最大比特，b_k为第k个子载波被分配的比特，b_k=1,2…Rm，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，BER为所述误码率。

所述总功率最小迭代算法，可采用如图2所示的方式实现，包括：

步骤1031、获取预设总功率初值及误码率。

步骤1032、在一次迭代中，根据所述子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，得出各子载波为b_k个比特时，所述误码率对应的第一信干扰比，其中，b_k=1,2,…R_m，R_m为预设的最大比特。

具体地，首先，根据上述第四表达式，得出各子载波为b_k个比特时，所述误码率对应的信干扰比的取值范围。然后，根据所述取值范围，将取值范围中的最小取值作为所述第一信干扰比。

例如：根据上述第四表达式得出：第1个子载波的b_k=1时，所述误码率对应的信干扰比的取值范围，取取值范围中最小值为第1个子载波的b_k=1时的第一信干扰比；第1个子载波的b_k=2时，所述误码率对应的信干扰比的取值范围，取取值范围中最小值为第1个子载波的b_k=2时的第一信干扰比，……依次计算到第1个子载波的b_k=R_m时时的第一信干扰比。由上述第四表达式可知，b_k一定，误码率一定时，信干扰比也就确定了。因此，第2个子载波，第3个子载波，……第N个子载波的b_k分别等于1，2，…，R_m时与第1个子载波的b_k分别等于1，2，…，R_m时相同。这里就不一一列举了。

步骤1033、根据各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，得出各子载波为b_k个比特时，所述第一信干扰比及所述总功率初值对应的子载波的功率。

具体地，根据上述步骤102确定出的所述非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，如下第三表达式：

将步骤1032得到的各子载波为b_k个比特时第一信干扰比和所述总功率初值代入上述第三表达式中，计算得出各子载波的功率其中，b_k=1,2,…R_m，R_m为预设的最大比特。

具体地，通过本步骤的计算可得出各子载波为b_k个比特时对应的子载波的功率。为清楚表述，可将计算结果表征为如下各列表1：

表1各子载波分别等于1,2,…R_m时对应的第一信干扰比及子载波的功率

表1中用S表征了第k个子载波分配b_k个比特时的第一信干扰比，该值是通过上述步骤1032得出地；表征了第k个子载波分配b_k个比特时根据所述和总功率初值的确定的子载波的功率。

步骤1034、根据各子载波依次为1、2、…R_m个比特时子载波的功率，计算各子载波从1个比特开始依次增加预设比特增量后对应的平均每比特功率增量。

具体地，根据各子载波依次为1、2、…R_m个比特时子载波的功率，可采用如下第五表达式计算所述子载波从1个比特开始依次增加预设比特增量后对应的平均每比特功率增量；

其中，b_k为第k个子载波的比特，b_k+△b≤Rm，△b为预设比特增量，△b=1,2…或Rm-b_k，为子载波增加到b_k+△b时对应的平均每比特功率增量，为子载波为k个比特时的子载波的功率。

假设△b=1，计算子载波从b_k=1开始依次增加△b后对应的平均每比特功率增量。具体地计算过程如下：b_k=1时，为子载波增加△b对应的平均每比特功率增量b_k=2时，为子载波增加△b对应的平均每比特功率增量……依次计算下去，直至计算到b_k=Rm-1时，为子载波增加△b对应的平均每比特功率增量停止。当然，△b还可取其他的小于R_m的任意自然数。为更清楚的表达，通过上述步骤计算得出的各子载波从1个比特开始依次增加1比特后对应的平均每比特功率增量可表征为如下表2：

表2各子载波对应的平均每比特功率增量

步骤1035、分别获取各子载波对应的所述平均每比特功率增量最小时各子载波增加到的比特，作为分配给各子载波的比特。

具体地，可根据如下第六表达式，分别获取所述平均每比特功率增量最小时所述子载波增加到的比特：

其中，为所述子载波增加到的比特。

为便于理解结合上述表2，上述步骤实质上是从第1个子载波对应的所有平均每比特功率增量： …，中，获取其中最小的一个平均每比特功率增量对应的b_k，作为分配给第1个子载波的比特。同理，从第2个子载波对应的所有平均每比特功率增量： /1、…、中，获取其中最小的一个平均每比特功率增量对应的b_k，作为分配给第2个子载波的比特。依次采用上述方式获取分配给第3个至第N个子载波的比特。

这里需要说明的是：分配给所有子载波的比特之和应等于系统的传输速率，即用户给定的传输速率。

步骤1036、根据各子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，确定分配给各子载波的比特及所述误码率对应的第二信干扰比。

具体地，首先，根据预设的子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系：

分别将步骤1035步骤中分配给各子载波的比特及所述误码率代入上述关系中，得出各子载波的SINR_k的取值范围；然后，根据该SINR_k的取值范围，将取值方位中的最小取值作为所述第二信干扰比。

步骤1037、根据OFDM信号中所有子载波的第二信干扰比，计算总功率。

具体地，根据上述步骤1036得出的OFDM信号中所有子载波的第二信干扰比，可采用如下求解方程计算总功率的解集：

ax³-bx+c=0

其中， x为所述总功率的解集；最后，获取所述总功率解集中，最小正数解即为所述总功率。

步骤1038、比较所述总功率是否与所述总功率初值相等，若相等，则分别根据各子载波的信干扰比、子载波的功率以及总功率之间的关系，计算各子载波的第二信干扰比和所述总功率对应的子载波的功率，作为分配给各子载波的功率；否则，将所述总功率初值更新为所述总功率，并进入下一次迭代，即重复上述步骤1032～1038。

本实施例根据非线性功率放大器的硬件参数和信道噪声确定非线性失真下子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的数据关系关系，以将非线性放大器的非线性失真的影响考虑其中，并根据确定出的在非线性失真下的子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的数据关系关系以及预设的信干扰比、比特和误码率之间的数据关系关系，采用预设的总功率最小迭代算法为子载波联合分配比特和功率。较现有技术，本发明实施例将非线性功率放大器的非线性失真影响考虑其中，在保证了总功率最小化的同时能更好的满足系统BER的需求。

这里需要补充的是：上述实施例中所述非线性失真下子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系是基于如下原理生成，并存储在发射端设备中。但所述发射端设备中存储的该非线性失真下子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系中包含有多个未知数，如第一非线性失真参数、第二非线性失真参数及信道噪声。发射端设备在欲发送OFDM信号之前，获取当前非线性功率放大器的硬件参数以及当前各子载波的信道噪声，来确定所述非线性失真下子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系中的多个未知数，即得出非线性失真下子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系。所述非线性失真下子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的数据关系关系的生成原理如下：

设定一个幂级数模型，如：y(t)=a₁x(t)+a₃x³(t)。当然，所述幂级数模型还可采用其他形式的幂指数模型实现，或其他指数的模型来实现，本发明不仅限于此。本发明实施例中所述的非线性失真下子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系的数据表达式（即上述实施例一种的第三表达式）是基于上述幂级数模型得出的。若采用不同的幂指数模型，则会得出与本发明实施例一中的第三表达式不同的非线性失真下子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系表达式。因此，本发明所述非线性失真下子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系的数据表达式不仅限于上述实施例一中所述的第三表达式。

将该幂级数模型作为所述非线性功率放大器的输入输出特性模型。根据该非线性功率放大器的输入输出特性模型，分析OFDM信号在经过该模型表征的非线性功率放大器后产生的非线性失真噪声。其中，非线性失真噪声包含：偶数阶（如二阶、四阶等）互调失真和奇数阶（如三阶、五阶等）互调失真。偶数阶（如二阶、四阶等）互调失真一般远离中频频率而很容易被滤除，而奇数阶（如三阶、五阶等）互调失真中的一部分将紧靠在中频附近无法滤除，其中尤以三阶互调失真振幅最大，影响也最大，会导致信号频带扩展，造成临道干扰，破坏带内各频率分量输出电压和输入电压间的线性关系，是衡量接收机性能的重要指标。因此本发明的各实施例中着重考虑带内三阶互调失真对系统性能的影响。三阶互调是指当两个信号在一个线性系统中，由于非线性因素存在使一个信号的二次谐波与另一个信号的基波产生差拍（亦或称混频）后所产生的寄生信号。比如，信号F1的二次谐波是2F1，它与信号F2产生了寄生信号2F1-F2。该寄生信号2F1-F2被称为三阶互调分量，它是在调制过程中产生的，又因为是这两个信号的相互调制而产生差拍分量，所以这个新产生的分量称为三阶互调失真分量。产生这个分量的过程称为三阶互调失真。

将OFDM信号x（t）表示为如下式（1）：

其中，P_k为第k个子载波的功率系数，X_k为第k个子载波上的数据符号， N为子载波的个数，T为一个OFDM符号的持续时间，0≤t<T。

在只考虑三阶互调分量的情况下，可推导出OFDM信号经上述幂指数函数表征的非线性功率放大器后的响应：

其中式（2）中

上述（2）为时域上表征的表达式。基于（2）式，将其表征为如下频域上的表达式，可得出如下单个子载波k上的输出符号Y_k：

其中，上式（3）中“+”号前的第一项为有用信号，“+”号后的第二项表示三阶互调项，m，n和p取1～N中的任意值。

非线性功率放大器的输入输出特性模型下三阶互调项包括以下两种情况：

（A）任意两个子载波f_m和f_n互调后落在第k个子载波上产生的互调分量，表示为f_k=2f_m-f_n。互调分量组合的个数为：T_2k=0.5(N-2+ε₁-ε₂)，其中，ε₁=mod(k,2)，ε₂=mod(k+N,2)，N为子载波的个数。

（B）任意三个子载波f_m、f_n和f_p互调后落在第k个子载波上的互调分量可表示为f_k=f_m+f_n-f_p，互调分量组合个数为：

T_4k=0.25[N²-2k²+2Nk-6N+2k+4-ε₁+ε₂]，

其中，ε₁=mod(k,2)，ε₂=mod(k+N,2)，N为子载波的个数，m，n和p取1～N中的任意值。

同样地，非线性功率放大器的输入输出特性模型下有用信号包括以下两种情况：

（a）子载波f_k自身的互调f_k=2f_k-f_k，互调分量组合的个数为T_1k=1；

（b）子载波f_k与其他子载波的互调组合f_k=f_k+f_m-f_n，互调分量组合个数为T_3k=N-1，其中，m和n取1～N中的任意值。

根据上述三阶互调项和有用信号的互调分量组合的个数，以及单个子载波k上的输出符号Y_k，得出子载波k上的功率表达式，如下式（4）所示：

其中，上述（4）式中，m，n和p取1～N中的任意值，E(*)表示取括号内指定表达式*的期望，即平均值。上述（4）式中，前两项为有用信号功率，第三项为非线性失真噪声。P_k表示子载波k上的总的有用功率，即包括分配的功率以及非线性失真噪声功率。非线性失真噪声包括上述（A）和（B）两种情况中的互调分量。单个子载波的功率是将其上分配的功率因子也就是P_k进行平方运算得到的，而一个信号的功率，是它各个子载波上的功率之和，也就是由于任意三个子载波组合落在第k个子载波上，这三个子载波功率是随机组合的，而且总共有T_1k+T_3k种情况，对于每种情况求平均，用概率论中求均值的方法，就是 。

第k个子载波的噪声功率P_n(k)可以表示成如下表达式（5）：

由于在未进行功率分配时，OFDM符号功率是归一化的，因此在上述表达式（4）中，子载波k上的有用信号可以表示为第二项可以忽略不计。单个子载波上非线性失真噪声功率为上述式（5）得出的：

根据SKNR的定义：有用信号的功率与干扰信号的功率的比值。其中，干扰信号的功率包括非线性失真噪声功率和信道噪声功率。根据所述SKNR的定义确定出第k个子载波上的SKNR表达式如下式（6）：

其中，为所述信道噪声功率，H_k为第k个子载波上的信道增益，N_k为第k个子载波上的高斯白噪声。H_k与N_k均服从高斯分布，且均为随机值。

本发明综合考虑了非线性放大器产生的非线性失真噪声，并根据各个子载波的信道噪声，来为子载波联合分配比特和功率，相对于没有考虑射频端非线性器件产生的非线性失真噪声的无线资源算法，更贴近实际情况，实现了OFDM系统中非线性失真场景下发射功率的最小化，其能满足OFDM系统的BER需求。

本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

如图3所示，本发明提供的发射端设备实施例一的结构示意图。如图3所示，本发明实施例一所述的发射端设备包括：获取模块1、确定模块2和处理模块3。其中，所述获取模块1用于获取非线性功率放大器的硬件参数及信道噪声。所述确定模块2用于根据所述硬件参数及信道噪声，确定非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，其中，所述总功率为预发送OFDM信号中所有子载波的功率之和。所述处理模块3用于根据所述各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，以及预设的子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，采用预设的总功率最小迭代算法为各子载波联合分配对应的比特及功率。本实施例所述的发射端设备可实现上述方法实施例所述的方法，具体的实现过程和实现原理可参见上述方法实施例中的相关内容，此处不再赘述。

本实施例根据非线性功率放大器的硬件参数和信道噪声确定非线性失真下子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，以将非线性放大器的非线性失真的影响考虑其中，并根据确定出的在非线性失真下的子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系以及预设的信干扰比、比特和误码率之间的关系，采用预设的总功率最小迭代算法为子载波联合分配比特和功率。较现有技术，本实施例将非线性功率放大器的非线性失真影响考虑其中，在保证了总功率最小化的同时能更好的满足系统BER的需求。

进一步地，上述实施例一种所述的处理模块，可采用图4所示的结构实现。具体地，所述处理模块包括：获取单元31和迭代单元32。其中，所述获取单元31用于获取预设总功率初值及误码率。所述迭代单元32用于在一次迭代中，根据所述子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，得出各子载波为b_k个比特时，所述误码率对应的第一信干扰比，其中，b_k=1,2,…R_m， R_m为预设的最大比特；根据各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，得出各子载波为b_k个比特时，所述第一信干扰比及所述总功率初值对应的子载波的功率；根据各子载波依次为1、2、…R_m个比特时子载波的功率，计算各子载波从1个比特开始依次增加预设比特增量后对应的平均每比特功率增量；分别获取各子载波对应的所述平均每比特功率增量最小时各子载波增加到的比特，作为分配给各子载波的比特；根据各子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，确定分配给各子载波的比特及所述误码率对应的各子载波的第二信干扰比；根据OFDM信号中所有子载波的第二信干扰比，计算总功率；比较所述总功率是否与所述总功率初值相等，若相等，则分别根据各子载波的信干扰比、子载波的功率以及总功率之间的关系，计算各子载波的第二信干扰比和所述总功率对应的子载波的功率，作为分配给各子载波的功率；否则，将所述总功率初值更新为所述总功率，并进入下一次迭代。

再进一步地，上述各实施例中所述确定模块可采用如图5所示的结构实现。具体地，如图5所示，所述确定模块包括：第一确定单元21和第二确定单元22。其中，所述第一确定单元21用于根据所述硬件参数，确定第一非线性失真参数和第二非线性失真参数。所述第二确定单元22用于根据所述非线性失真参数和所述信道噪声，确定所述非线性失真下子各载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系。更具体地，所述硬件参数包括：1dB压缩点输入功率和三阶截止点输入功率。所述第一确定单元，具体用于根据所述1dB压缩点输入功率和三阶截止点输入功率，采用如下第一表达式和第二表达式确定所述第一非线性失真参数和第二非线性失真参数：

第一表达式：

第二表达式：

其中，P_1dB为所述1dB压缩点输入功率，P_KP3为所述三阶截止点输入功率，a₁为所述非线性功率放大器的第一非线性失真参数，a₃为所述非线性功率放大器的第二非线性失真参数。

再进一步地，上述各实施例中所述的迭代模块，还用于根据如下第四表达式，得出各子载波为b_k个比特时，所述误码率对应的信干扰比的取值范围：

并根据所述取值范围，将取值范围中的最小取值作为所述第一信干扰比；

其中，Rm为预设的最大比特，b_k为第k个子载波被分配的比特，b_k=1,2…Rm，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，BER为所述误码率。

再进一步地，上述各实施例中所述的迭代模块还用于根据各子载波依次为1、2、…R_m个比特时子载波的功率，采用如下第五表达式计算各子载波从1个比特开始依次增加预设比特增量后对应的平均每比特功率增量；

其中，b_k为第k个子载波的比特，b_k=b_k+△b≤Rm，△b为预设比特增量，△b=1,2…或Rm-b_k，为子载波增加到b_k+△b时对应的平均每比特功率增量，f(b_k)为子载波为k个比特时的子载波的功率。

再进一步地，上述各实施例中所述的迭代模块还用于根据OFDM信号中所有子载波的第二信干扰比，采用如下求解方程计算总功率的解集，并获取所述总功率解集中最小正数解为所述总功率。

ax³-bx+c=0

其中， x为所述总功率的解集，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，k=1,2,…,N，N为OFDM信号中子载波的个数，a₁为所述第一非线性失真参数，a₃为所述第二非线性失真参数，为第k个子载波的功率，为所述总功率，T_2k为任意两个子载波互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数，T_4k为任意三个子载波互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数，Nk为第k个子载波的高斯白噪声，Hk为第k个子载波的信道增益。

如图6所示，本发明提供的通信系统实施例一的结构示意图。如图所示，本发明实施例包括发射端设备10和接收端设备20。其中，所述发射端设备10用于获取非线性功率放大器的硬件参数及信道噪声；根据所述硬件参数及信道噪声，确定非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，其中，所述总功率为预发送OFDM信号中所有子载波的功率之和；根据所述各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，以及预设的子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，采用预设的总功率最小迭代算法为各子载波联合分配对应的比特及功率。具体地，所述发射端设备可具体采用上述各装置实施例提供的所述发射端设备。

需要说明的是：对于前述的各方法实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本发明并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本发明，某些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。其次，本领域技术人员也应该知悉，说明书中所描述的实施例均属于优选实施例，所涉及的动作和模块并不一定是本发明所必须的。

在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。

在本发明所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统，装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。

另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用硬件加软件功能单元的形式实现。

上述以软件功能单元的形式实现的集成的单元，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。上述软件功能单元存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备（可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等）或处理器（processor）执行本发明各个实施例所述方法的部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器（Read-Only Memory，简称ROM）、随机存取存储器（Random Access Memory，简称RAM）、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (8)

1.一种子载波比特和功率联合分配方法，其特征在于，包括：

获取非线性功率放大器的硬件参数及信道噪声；

根据所述硬件参数及信道噪声，确定非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，其中，所述总功率为预发送OFDM信号中所有子载波的功率之和；

根据所述各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，以及预设的子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，采用预设的总功率最小迭代算法为各子载波联合分配对应的比特及功率；

所述硬件参数包括：1dB压缩点输入功率和三阶截止点输入功率；

所述信道噪声包括：各子载波的高斯白噪声及信道增益；

所述根据所述硬件参数及信道噪声，确定非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，包括：

根据所述硬件参数，确定所述非线性功率放大器的非线性失真参数；

根据所述非线性失真参数和所述信道噪声，确定所述非线性失真下子各载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系；

所述根据所述硬件参数，确定所述非线性功率放大器的非线性失真参数，具体为：

根据所述1dB压缩点输入功率和三阶截止点输入功率，采用如下第一表达式和第二表达式确定所述非线性功率放大器的非线性失真参数a₁和a₃：

第一表达式：

第二表达式：

其中，P_1dB为所述1dB压缩点输入功率，P_IP3为所述三阶截止点输入功率，a₁为所述非线性功率放大器的第一非线性失真参数，a₃为所述非线性功率放大器的第二非线性失真参数；

所述非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，具体为如下第三表达式：

${\mathrm{SINR}}_k=\frac{a_1^2{P}_k^2}{\frac{9a_3^2}{16}\&CenterDot;{\left(\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\&Sigma;}}{P}_k^2\right)}^3\&CenterDot;(3\&CenterDot;T_{2k}+T_{4k})+\frac{N_k}{|H_k{|}^2}}$

其中，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，k＝1，2，…，N，N为OFDM信号中子载波的个数，a₁和a₃为根据所述硬件参数，确定出的所述非线性功率放大器的非线性失真参数，为第k个子载波的功率，为所述总功率，T_2k为任意两个子载波互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数，T_4k为任意三个子载波互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数，N_k为第k个子载波的高斯白噪声，H_k为第k个子载波的信道增益；

所述总功率最小迭代算法，具体为：

获取预设总功率初值及误码率；

在一次迭代中，根据所述子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，得出各子载波为b_k个比特时，所述误码率对应的第一信干扰比，其中，b_k＝1,2,…R_m，R_m为预设的最大比特；

根据各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，得出各子载波为b_k个比特时，所述第一信干扰比及所述总功率初值对应的子载波的功率；

根据各子载波依次为1、2、…R_m个比特时子载波的功率，计算各子载波从1个比特开始依次增加预设比特增量后对应的平均每比特功率增量；

分别获取各子载波对应的所述平均每比特功率增量最小时各子载波增加到的比特，作为分配给各子载波的比特；

根据各子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，确定分配给各子载波的比特及所述误码率对应的各子载波的第二信干扰比；

根据OFDM信号中所有子载波的第二信干扰比，计算总功率；

比较所述总功率是否与所述总功率初值相等，若相等，则分别根据各子载波的信干扰比、子载波的功率以及总功率之间的关系，计算各子载波的第二信干扰比和所述总功率对应的子载波的功率，作为分配给各子载波的功率；否则，将所述总功率初值更新为所述总功率，并进入下一次迭代；

所述根据各子载波依次为1、2、…R_m个比特时子载波的功率，计算各子载波从1个比特开始依次增加预设比特增量后对应的平均每比特功率增量，具体为：

根据各子载波依次为1、2、…R_m个比特时子载波的功率，采用如下第五表达式计算各子载波从1个比特开始依次增加预设比特增量后对应的平均每比特功率增量；

${\mathrm{\&Delta;p}}_{b_k+\mathrm{\&Delta;}b}=\frac{f(b_k+\mathrm{\&Delta;}b)-f\left(b_k\right)}{\mathrm{\&Delta;}b}$

其中，b_k为第k个子载波的比特，b_k+△b≤Rm，△b为预设比特增量，△b＝1,2…或Rm-b_k，为子载波增加到b_k+△b时对应的平均每比特功率增量，f(b_k)为第k个子载波为b_k个比特时的功率。

2.根据权利要求1所述的子载波比特和功率联合分配方法，其特征在于，所述子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，具体为如下第四表达式：

$\frac{4}{b_k}(1-2^{-b_k/2})Q\left(\sqrt{\frac{3{\mathrm{SINR}}_k}{2^{b_k}-1}}\right)\&GreaterEqual;BER$

其中，Rm为预设的最大比特，b_k为第k个子载波被分配的比特，b_k＝1,2…Rm，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，BER为所述误码率。

3.根据权利要求1所述的子载波比特和功率联合分配方法，其特征在于，所述根据所述子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，得出各子载波为b_k个比特时，所述误码率对应的第一信干扰比，包括：

根据如下第四表达式，得出各子载波为b_k个比特时，所述误码率对应的信干扰比的取值范围：

$\frac{4}{b_k}(1-2^{-b_k/2})Q\left(\sqrt{\frac{3{\mathrm{SINR}}_k}{2^{b_k}-1}}\right)\&GreaterEqual;BER$

根据所述取值范围，将取值范围中的最小取值作为所述第一信干扰比；

其中，Rm为预设的最大比特，b_k为第k个子载波被分配的比特，b_k＝1,2…Rm，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，BER为所述误码率。

4.根据权利要求1所述的子载波比特和功率联合分配方法，其特征在于，所述根据OFDM信号中所有子载波的第二信干扰比，计算总功率，包括：

根据OFDM信号中所有子载波的第二信干扰比，采用如下求解方程计算总功率的解集：

ax³-bx+c＝0

其中， x为所述总功率的解集；

获取所述总功率解集中，最小正数解为所述总功率。

5.一种发射端设备，其特征在于，包括：

获取模块，用于获取非线性功率放大器的硬件参数及信道噪声；

确定模块，用于根据所述硬件参数及信道噪声，确定非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，其中，所述总功率为预发送OFDM信号中所有子载波的功率之和；

处理模块，用于根据所述各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，以及预设的子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，采用预设的总功率最小迭代算法为各子载波联合分配对应的比特及功率；

所述硬件参数包括：1dB压缩点输入功率和三阶截止点输入功率；

所述确定模块，包括：

第一确定单元、用于根据所述硬件参数，确定第一非线性失真参数和第二非线性失真参数；

第二确定单元，用于根据所述非线性失真参数和所述信道噪声，确定所述非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系；

所述第一确定单元，具体用于根据所述1dB压缩点输入功率和三阶截止点输入功率，采用如下第一表达式和第二表达式确定所述第一非线性失真参数和第二非线性失真参数：

第一表达式：

第二表达式：

其中，P_1dB为所述1dB压缩点输入功率，P_IP3为所述三阶截止点输入功率，a₁为所述非线性功率放大器的第一非线性失真参数，a₃为所述非线性功率放大器的第二非线性失真参数；

所述非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，具体为如下第三表达式：

${\mathrm{SINR}}_k=\frac{a_1^2{P}_k^2}{\frac{9a_3^2}{16}\&CenterDot;{\left(\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\&Sigma;}}{P}_k^2\right)}^3\&CenterDot;(3\&CenterDot;T_{2k}+T_{4k})+\frac{N_k}{|H_k{|}^2}}$

其中，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，k＝1，2，…，N，N为OFDM信号中子载波的个数，a₁和a₃为根据所述硬件参数，确定出的所述非线性功率放大器的非线性失真参数，为第k个子载波的功率，为所述总功率，T_2k为任意两个子载波互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数，T_4k为任意三个子载波互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数，N_k为第k个子载波的高斯白噪声，H_k为第k个子载波的信道增益；

所述处理模块，包括：

获取单元，用于获取预设总功率初值及误码率；

迭代单元，用于在一次迭代中，根据所述子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，得出各子载波为b_k个比特时，所述误码率对应的第一信干扰比，其中，b_k＝1,2,…R_m，R_m为预设的最大比特；根据各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，得出各子载波为b_k个比特时，所述第一信干扰比及所述总功率初值对应的子载波的功率；根据各子载波依次为1、2、…R_m个比特时子载波的功率，计算各子载波从1个比特开始依次增加预设比特增量后对应的平均每比特功率增量；分别获取各子载波对应的所述平均每比特功率增量最小时各子载波增加到的比特，作为分配给各子载波的比特；根据各子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，确定分配给各子载波的比特及所述误码率对应的各子载波的第二信干扰比；根据OFDM信号中所有子载波的第二信干扰比，计算总功率；比较所述总功率是否与所述总功率初值相等，若相等，则分别根据各子载波的信干扰比、子载波的功率以及总功率之间的关系，计算各子载波的第二信干扰比和所述总功率对应的子载波的功率，作为分配给各子载波的功率；否则，将所述总功率初值更新为所述总功率，并进入下一次迭代；

所述迭代单元，还用于根据各子载波依次为1、2、…R_m个比特时子载波的功率，采用如下第五表达式计算各子载波从1个比特开始每增加预设比特增量时对应的平均每比特功率增量；

${\mathrm{\&Delta;p}}_{b_k+\mathrm{\&Delta;}b}=\frac{f(b_k+\mathrm{\&Delta;}b)-f\left(b_k\right)}{\mathrm{\&Delta;}b}$

其中，b_k为第k个子载波的比特，b_k+△b≤Rm，△b为预设比特增量，△b＝1,2…或Rm-b_k，为子载波增加到b_k+△b时对应的平均每比特功率增量，f(b_k)为第k个子载波为b_k个比特时的功率。

6.根据权利要求5所述的发射端设备，其特征在于，所述迭代单元，还用于根据如下第四表达式，得出各子载波为b_k个比特时所述误码率对应的信干扰比的取值范围：

$\frac{4}{b_k}(1-2^{-b_k/2})Q\left(\sqrt{\frac{3{\mathrm{SINR}}_k}{2^{b_k}-1}}\right)\&GreaterEqual;BER$

并根据所述取值范围，将取值范围中的最小取值作为所述第一信干扰比；

其中，Rm为预设的最大比特，b_k为第k个子载波的比特，b_k＝1,2…Rm，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，BER为所述误码率。

7.根据权利要求5所述的发射端设备，其特征在于，所述迭代单元，还用于根据OFDM信号中所有子载波的第二信干扰比，采用如下求解方程计算总功率的解集，并获取所述总功率解集中最小正数解为所述总功率：

ax³-bx+c＝0

其中， x为所述总功率的解集，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，k＝1，2，…，N，N为OFDM信号中子载波的个数，a₁为所述第一非线性失真参数，a₃为所述第二非线性失真参数，为第k个子载波的功率，为所述总功率，T_2k为任意两个子载波互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数，T_4k为任意三个子载波互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数，N_k为第k个子载波的高斯白噪声，H_k为第k个子载波的信道增益。

8.一种通信系统，其特征在于，包括：发射端设备和接收端设备，其中，所述发射端设备为上述权利要求5～7中任一所述的发射端设备。