CN103187889A - 一种便携式高压直流稳压电源 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种便携式高压直流稳压电源，包括：整流滤波电路和稳压电路，还包括自激振荡电路；该自激振荡电路利用两只晶体二极管的相互抑制作用做周期性导通。所述的第一晶体管Q1和第二晶体管Q2，所述的第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的发射极连接至电感L1；所述的第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的集电极分别连接至变压器原级线圈，所述的第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的基极分别连接至第二输入线圈的两端；当电源接通时，由于两个晶体管的特性不会完全一样，因此，其中必有一个晶体管流过的电流较大而趋于导通，同时，必定会抑制另一个晶体管的打开；最终，变压器的原级线圈感应出振荡波形，并由输出线圈输出。本发明体积小、效率高、纹波小。

Description

一种便携式高压直流稳压电源

技术领域

本发明涉及高压直流电源，特别涉及一种便携式高压直流稳压电源，尤其适用于超声检测、医用超声等各类需要声波发射电路的场合。

背景技术

在超声检测系统中，超声发射通过高压脉冲激励压电换能器来实现。这就需要电路中有高压直流电源，传统的高压直流电源分为线性电源和开关电源。线性电源利用变压器降低电压幅值，再经过整流电路整流后，得到脉冲直流电，后经滤波得到直流电压，线性电源稳定度高、纹波小。但是，由于使用了工频变压器，体积庞大，而且功耗大，电源效率低、产热多，对输入电压范围要求高，不适合户外工作的超声探伤设备上的使用。开关电源是控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，一般由脉冲宽度调制(PWM)控制芯片和MOSFET构成。其体积小，重量轻，效率高。然而由于开关管的存在，使得电源的输出纹波较大，其产生的高频噪声会干扰超声回波信号。总之，这两者在应用到超声检测系统时都有各自的缺点：线性电源体积大，功耗大，不易用于便携式系统中；开关电源则纹波大，高频纹波会影响超声回波信号的接收，二者都不能满足日益增长的超声检测行业对高压直流电源便携式、低功耗、低纹波的需求。因此，亟待设计一种能提供稳定输出高压，而且体积小、纹波小、功耗低的高压直流电源。

发明内容

本发明的目的在于，为填补现阶段的线性电源和开关电源的不足，本发明提供了一种便携式高压直流稳压电源，它体积小、效率高、纹波小，可以为超声检测或医用超声系统的发射电路提供高压直流电源。

超声检测系统发射电路利用高压脉冲激励超声换能器产生超声波，由于压电材料的特性，为取得理想的超声回波效率，要采用高压激励。因此，电路中需要高压直流电源为产生高压激励脉冲供电。

为实现上述发明目的，本发明提供了一种便携式高压直流稳压电源，包括：整流滤波电路和稳压电路，其特征在于，还包括自激振荡电路；该自激振荡电路利用两只晶体二极管的相互抑制作用做周期性导通。

作为上述技术方案的一种改进，所述的自激振荡电路包括：

变压器T1，所述的变压器T1包括：磁芯、变压器原级线圈、第二输入线圈和输出线圈；

第一晶体管Q1和第二晶体管Q2，所述的第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的发射极连接至电感L1；所述的第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的集电极分别连接至变压器原级线圈，所述的第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的基极分别连接至第二输入线圈的两端；

当电源接通时，第一晶体管Q1和第二晶体管Q2通过电阻R1均获得正向偏置而趋于导通，由于两个晶体管的特性不会完全一样，因此，其中必有一个晶体管流过的电流较大而趋于导通，同时，必定会抑制另一个晶体管的打开；最终，变压器的原级线圈感应出振荡波形，并由输出线圈输出。

作为上述技术方案的又一种改进，所述的两只晶体二极管的集电极之间还设置有电容C1。增加电容C1以增加输出正弦波频率的稳定性。

不妨设流经Q1集电极端的电流IC1大于流经Q2集电极端的电流IC2，变压器的磁通大小与方向由IC1决定，磁通的变化会在反馈绕组上产生负的感应电势，使Q2基极的电位下降，Q1的基极电位上升，从而对Q2形成负反馈，使IC2越来越小；却对Q1形成正反馈，使IC1越来越大，合成磁通也变大，磁通的变化及感应电动势的相互作用使Q1达到饱和导通，Q2截止，此时磁通达最大值，而与磁通变化成正比的感应电动势为零。

反馈绕组上的感应电动势的消失使Q1的基极电位下降，IC1也下降，电流的变化率反向引起磁通的变化率反向，从而导致绕组的感应电动势反向，这样引起Q2的基极电位上升，Q1的基极电位下降，从而对Q1形成负反馈，使Q1的集电极电流IC1减小；对Q2形成正反馈，使Q2的集电极电流IC2变大，合成磁通也随着变大，磁通的变化及感应电动势的相互作用使Q2达到饱和导通，Q1截止，此时磁通达最大值，而与磁通变化率成正比的感应电势为零。

上述两个过程不断循环，在变压器的原级感应出振荡波形，谐振电容C1的存在使振荡电路按照特定的频率进行简谐振荡，振荡频率计算如下：

$f=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_T{C}_1}},---\left(2\right)$

其中，L_T为变压器的原级线圈电感量。

作为上述技术方案的又一种改进，所述的变压器T1采用矩形磁滞迥线的磁芯。

作为上述技术方案的又一种改进，所述的整流滤波电路为四个整流二极管组成的全桥整流电路，该四个整流二极管组成二极管对，其中，两个整流二极管的阳极接地，阴极接变压器的输出端；另外两个整流二极管的阳极接变压器输出端，阴极接输出线圈，作为滤波电路的输入。

四个臂由四只二极管组成，四只二极管连接方式如图1所求。D1为四只二极管组成的二极管对，根据输出功率的不同，可以选择不同型号的二极管。其中两个的阳极接地，阴极接变压器的输出端；另外两个的阳极接变压器输出端，阴极接滤波电路输入。使得在每一个半周都有电流流经负载，而且始终是同一个方向，因此，每只二极管的反向耐压只为输出电压的一半，容易选型。

作为上述技术方案的再一种改进，所述的二极管采用快恢复二极管，它具有开关特性好、反向恢复时间短、对称性好、体积小的特点。

作为上述技术方案的又一种改进，所述的整流滤波电路采用π型滤波电路，用于对整流后的脉动电压进行滤波，控制输出电流的大小。

作为上述技术方案的又一种改进，所述的稳压电路采用电流反馈式稳压电路，经电阻串联的取样电路后，取样电压与U1放大器的基准电压进行比较，输出误差电压，误差电压采样后经放大后调整第三晶体管Q3的栅极电压，使第三晶体管Q3的源极与漏极电流IDS发生改变，源极和漏极等效电阻RDS也发生改变，反馈到振荡端继而使第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的射极电压发生改变，调整振荡输出电压，以保证输出波形的稳定。所述的取样电路采用电阻R7、电阻R8和可变电阻R9串联组成可调电压的取样电路。

作为上述技术方案的再一种改进，所述的第三晶体管Q3的漏极通过电感L1连接至第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的射极，该电感L1用于滤除高频干扰，为第三晶体管Q3的漏极提供稳定的电流。

本电源设计方案不同于传统的线性电源和开关电源。本电源采用自激振荡的方式产生频率稳定，而且具有功率输出的类正弦波，克服了传统的自激振荡不易产生稳定类正弦波的缺点。且产生的类正弦波经升压、整流、滤波后进行稳压，稳压电路通过控制反馈电压的大小控制输出电压值。

本发明包括自激振荡电路、整流滤波电路、稳压电路三部分。设计原理如图1所示，其中，由Q1，Q2，C1，T1组成类正弦波振荡电路，上电后该部分电路振荡出固定频率的类正弦波形，调整C1的容值和T1的电感值可以改变输出振荡频率。R1通过控制基极偏置电流的大小控制电源的输出功率。L1滤除高频干扰，保证在高频情况下为Q3提供稳定的电流。振荡出的波形经四个整流二极管组成的全桥整流后再经过π型网络进行滤波，得到纹波较小的直流电压。R4大小可以控制输出电流的大小。反馈回路采用电流串联反馈，对输出电压进行采样后经放大器U1进行误差放大，反馈到振荡端，以保证输出波形的稳定。

本发明的优点在于，本发明的便携式高压直流稳压电源输入电压范围5V～12V，最大输出电流10mA，输出电压0～400V连续可调，输出纹波小于40mV，电源体积为47.5mm×41.9mm×3.8mm，效率可达80％以上。因此，本发明具有纹波小、体积小、效率高，可灵活适用于便携式和非便携式超声检测系统，提高发射功率后也可应用于水声、声纳系统的声波发射电路中，能产生较好的经济效益。

经实验证明，可以满足超声发射用高压直流电源的要求。

附图说明

图1为传统自激振荡电路的原理图；

图2为本发明的便携式高压直流稳压电源的原理图；

图3为本发明的便携式高压直流稳压电源输出220V直流电压的电压波形；

图4为本发明的便携式高压直流稳压电源输出220V直流电压时纹波波形。

具体实施方式

为了更好地理解本发明的技术方案，以下结合附图对本发明的实施步骤做进一步的描述。

本发明主要为超声检测或医用超声系统的发射电路提供小型高压直流稳压电源。超声检测系统发射电路利用高压脉冲激励超声换能器产生超声波，由压电材料的特性，为取得理想的超声回波效率，要采用高压激励。因此电路中需要高压直流电源为产生高压激励脉冲供电。

现阶段常规的高压电源包括线性电源和开关电源。但二者在应用到超声检测系统时都有各自的缺点。线性电源体积大，功耗大，不易用于便携式系统中；开关电源则纹波大，高频纹波会形成严重的噪声干扰，影响超声回波信号的接收。为弥补以上两者的不足，我们研究开发了一种高压直流稳压电源，它体积小、效率高、纹波小，经实验证明，可以满足超声发射用高压直流电源的要求。

如图1所示，传统自激振荡电路由于电子元器件的限制，不可能产生频率单一的正弦波，只能产生含有高次谐波分量较少且高次谐波分量的能量较低的类正弦波。传统的自激振荡电路工作原理如下：

通电后，通过启动电阻R1和R2，开关管VT1导通，流过的电流在L2上产生感应电流。感应电流通过二极管D1和R2使开关管VT1加速导通，当通过L1的电流达到最大值不再变化时，变压器的磁通量不再变化，L2上的电流下降，由于电感L2上的电流不能突变，此时L2上的感应电压反向，作用在VT1基极上，使其导通电流减小，于是流过L1的电流减小，同样电流不能突变，使L1中的电压反向在L2上的反向电压增强，使VT1导通减弱至截止。L2上无感应电压，电路再次启动，产生振荡。

传统自激振荡不易产生稳定正统波，因为此类自激振荡电路，当流经电流过高时，容易产生间歇振荡现象。间歇振荡是指在一段时间内有开关动作而在下一段时间内无开关动作的现象。如此周而复始地循环下去，其周期变化可能从数百赫兹到几千赫兹跳变，输出正弦波频率不稳定，因而将引起变压器产生异常的噪声。

而本发明与传统自激振荡电路的振荡原理不同，本发明是利用晶体管元器件性能不可能完全相同，利用两只二极管的相互抑制作用做周期性导通。另外，增加电容C1以增加输出正弦波频率的稳定性。

实施例：本发明在齿轮焊缝超声探伤设备(中科院声学所研制)使用，电源的技术指标是输入电压5V，输出电压为220V，输出电流10mA，纹波峰峰值小于40mV。

本发明的电路图，如图2所示，当电源接通时，晶体管Q1和Q2通过电阻R1均获得正向偏置而趋于导通，由于两个晶体管的特性不会完全一样，因此其中必有一个晶体管流过的电流较大而趋于导通，一旦其中一个晶体管先导通，就必定会抑制另一个管子的打开。

不妨设流经Q1集电极端的电流IC1大于流经Q2集电极端的电流IC2，变压器的磁通大小与方向由IC1决定，磁通的变化会在反馈绕组上产生负的感应电势，使Q2基极的电位下降，Q1的基极电位上升，从而对Q2形成负反馈，使IC2越来越小；却对Q1形成正反馈，使IC1越来越大，合成磁通也变大，磁通的变化及感应电动势的相互作用使Q1达到饱和导通，Q2截止，此时磁通达最大值，而与磁通变化成正比的感应电动势为零。

反馈绕组上的感应电动势的消失使Q1的基极电位下降，IC1也下降，电流的变化率反向引起磁通的变化率反向，从而导致绕组的感应电动势反向，这样引起Q2的基极电位上升，Q1的基极电位下降，从而对Q1形成负反馈，使Q1的集电极电流IC1减小；对Q2形成正反馈，使Q2的集电极电流IC2变大，合成磁通也随着变大，磁通的变化及感应电动势的相互作用使Q2达到饱和导通，Q1截止，此时磁通达最大值，而与磁通变化率成正比的感应电势为零。

上述两个过程不断循环，在变压器的原级感应出振荡波形。

变压器原级振荡出的类正弦波经变压器升压后，交流信号到达D1。D1为由四个整流二极管组成的全桥整流电路，整流后的交流电经R4、C2、C3组成的π型滤波电路进行滤波。该滤波电路的参数主要由C3、R4决定，R4*C3的乘积越大，滤波效果越明显；但受负载电流所限，R4值太大时，直流输出电压下降。

同时，整流后的交流信号经C4、R5组成的RC滤波后，反馈到放大器U1的反向端。D2、D3为钳位二极管，保护输入到放大器的电压信号不会过高而损坏放大器。

R7、R8、R9组成可调电压的取样电路，取样得到的电压与放大器U1的正向端基准电压进行比较，放大器对此误差进行放大。R3、R6为放大器偏置电阻，C5为放大器反馈电容。本发明的改进之处在于利用可变电阻R9的调节可以调节取样电压，经反馈后可以调节输出电压的大小，使输出电压可以在一个较宽的范围内连续可调。

放大后的误差信号经R2偏置后进入Q3。由Q3的伏安特性曲线可知，Q3栅极电压变化可调节Q3漏极电流大小。此时，Q3处于线性导通状态，漏极与源极间电阻可等效为一个线性变化的电阻。这样经过调节Q3栅极电压的大小就调节了Q1、Q2射极电压的大小，完成负反馈。L1的作用可以保证流经Q3的电流不会发生大的跳变，影响输出电压的稳定性。

下面详细介绍参数设置及器件选型。对于由Q1，Q2，C1，T1组成的自激振荡电路，变压器T1应选用矩形磁滞迥线的磁芯，否则，两个晶体管轮流导通的转换过程将变得缓慢，甚至不能完成转换。这是因为，导通的晶体管可能将铁芯的工作点推到磁滞迥线的顶部并保持传递足够的基极驱动能量以维持它的导通，但不能导通另外一个晶体管。在这种情况下，导通的晶体管将会在数十微秒内损坏。由C1，T1构成的振荡回路的振荡频率：其中，L_T为T₁原级线圈电感量。

本电源设计产生50kHz的类正弦波振荡，该振荡频率可以很好的与超声换能器的工作频率分开，不会干扰超声回波信号。

振荡输出电压峰峰值为5V，电源输入电流大小由电阻R1调节。整流电路四个臂由四只二极管组成，使得在每一个半周都有电流流经负载，而且始终是同一个方向。因此每只二极管的反向耐压只为输出电压的一半，容易选型，在本电源设计中使用1SS306快恢复二极管，它具有开关特性好、反向恢复时间短、对称性好、体积小的特点。π型滤波电路对整流后的脉动电压进行滤波，R4的值可控制输出电流的大小。如R4取值过大，则滤波效果比较明显，但输出电流会小；如R4取值过小，则输出电流大，但对纹波的抑制较差，因此要在输出电流与纹波电压上做出权衡。稳压电路采用电流反馈式稳压电路，经电阻串联的取样电路后，取样电压与U1放大器的基准电压进行比较，此处的放大器选用芯片型号为LT1431，误差电压经放大后调整Q3的栅极电压，从而使Q3的源极与漏极电流IDS发生改变，源极也漏极等效电阻RDS也发生改变，继而使Q1、Q2的射极电压发生改变，调整振荡输出电压。

调试成功后进行实验验证，调节输出电压至220V，输出电压波形如图2所示。此时输出纹波如图3所示，峰值小于36mV，完全达到设计要求。

最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (10)

1.一种便携式高压直流稳压电源，包括：整流滤波电路和稳压电路，其特征在于，还包括自激振荡电路；该自激振荡电路利用两只晶体二极管的相互抑制作用做周期性导通。

2.根据权利要求1所述的便携式高压直流稳压电源，其特征在于，所述的自激振荡电路包括：

变压器T1，所述的变压器T1包括：磁芯、变压器原级线圈、第二输入线圈和输出线圈；

第一晶体管Q1和第二晶体管Q2，所述的第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的发射极连接至电感L1；所述的第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的集电极分别连接至变压器原级线圈，所述的第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的基极分别连接至第二输入线圈的两端；

当电源接通时，第一晶体管Q1和第二晶体管Q2通过电阻R1均获得正向偏置而趋于导通，由于两个晶体管的特性不会完全一样，因此，其中必有一个晶体管流过的电流较大而趋于导通，同时，必定会抑制另一个晶体管的打开；最终，变压器的原级线圈感应出振荡波形，并由输出线圈输出。

3.根据权利要求1或2所述的便携式高压直流稳压电源，其特征在于，所述的两只晶体二极管的集电极之间还设置有电容C1。

4.根据权利要求2所述的便携式高压直流稳压电源，其特征在于，所述的变压器T1采用矩形磁滞迥线的磁芯。

5.根据权利要求1所述的便携式高压直流稳压电源，其特征在于，所述的整流滤波电路为四个整流二极管组成的全桥整流电路，该四个整流二极管组成二极管对，其中，两个整流二极管的阳极接地，阴极接变压器的输出端；另外两个整流二极管的阳极接变压器输出端，阴极接输出线圈，作为滤波电路的输入。

6.根据权利要求5所述的便携式高压直流稳压电源，其特征在于，所述的二极管采用快恢复二极管。

7.根据权利要求1所述的便携式高压直流稳压电源，其特征在于，所述的整流滤波电路采用π型滤波电路，用于对整流后的脉动电压进行滤波，控制输出电流的大小。

8.根据权利要求1所述的便携式高压直流稳压电源，其特征在于，所述的稳压电路采用电流反馈式稳压电路，经电阻串联的取样电路后，取样电压与U1放大器的基准电压进行比较，输出误差电压，误差电压采样后经放大后调整第三晶体管Q3的栅极电压，使第三晶体管Q3的源极与漏极电流IDS发生改变，源极和漏极等效电阻RDS也发生改变，反馈到振荡端继而使第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的射极电压发生改变，调整振荡输出电压，以保证输出波形的稳定。

9.根据权利要求8所述的便携式高压直流稳压电源，其特征在于，所述的第三晶体管Q3的漏极通过电感L1连接至第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的射极，该电感L1用于滤除高频干扰，为第三晶体管Q3的漏极提供稳定的电流。

10.根据权利要求8所述的便携式高压直流稳压电源，其特征在于，所述的取样电路采用电阻R7、电阻R8和可变电阻R9串联组成可调电压的取样电路。

Images