CN103151783A - 一种三相高压级联型混合功率补偿器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相高压级联型混合功率补偿器及其控制方法，为了补偿高次谐波电流，在三相高压级联型混合功率补偿器的输入滤波电感上并联一个单相有源滤波器，由于级联型多电平PWM变流器承担大部分的基波电压，滤波电感上的基波电压很小，故有源滤波器可以采用低压高频开关器件来实现高次谐波电流的补偿；同时在级联型多电平PWM变流器上并联一个LC单调谐滤波器，为高次谐波电流提供低阻抗通道，提高有源滤波器的谐波补偿能力。本发明可以实现无功和谐波的综合补偿，大大提高了高压配电网的电能质量。

Description

一种三相高压级联型混合功率补偿器及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种三相级联型变换器，具体是一种大功率三相高压级联型功率混合补偿器及其控制方法。

背景技术

随着工业化规模的扩大及科学技术的迅速发展，一方面，国民经济各部门电气化程度的日益提高，各种复杂的、精密的、对电源特性变化敏感的新型高科技用户设备的不断增加，人们对电能质量的要求越来越高；另一方面，配电网中快速冲击型负荷(如电弧炉、轧机、绞车等)、大容量电力电子非线性负荷的急剧增加，引起电网电压波动与闪变、三相供电不平衡和电压电流波形畸变等，造成电网电能质量的严重恶化。因此，改善和提高电网电能质量，已经成为当前国民经济发展的迫切要求。

配电网电能质量治理补偿装置种类众多，低压常用的有LC无源滤波器、低压有源滤波器、静止无功补偿器及配电网静止无功发生器。其中，LC无源滤波器、静止无功补偿器及配电网静止无功发生器主要用来补偿无功，低压有源滤波器主要用来补偿高次谐波。在高压补偿方面，对装置的要求较高，目前的功率补偿器主要有高压静止无功补偿器，混合型有源电力滤波器及级联型多电平功率补偿器。高压静止无功补偿器虽然结构简单，但是动态无功补偿性能不佳，同时会产生谐波。混合型有源电力滤波器虽然可以进行高压补偿，但是其结构复杂，可靠性不高，无功补偿性能不佳。目前，最通用的高压功率补偿装置是高压级联型多电平功率补偿器，是将多个H桥单元串联组成，通过采用级联型多电平PWM调制技术，将多个低压的功率单元串联实现高压输出，可适用于任何等级的电压。同时，在某个功率单元出现故障时，可自动退出系统，而其余的功率单元可继续保持运行，减少停机所造成的损失。高压级联型多电平功率补偿器具有动态响应速度快、补偿范围宽、输出谐波小、系统稳定性强等诸多优点而成为高压系统中电能质量补偿装置发展的方向。

但是，目前由于电力电子器件的限制，该种结构采用的是大功率开关器件，其开关频率低（3.3kV的功率开关管的开关频率一般低于2kHz，4-6kV的功率开关管的开关频率一般低于1kHz），只能补偿基波无功电流，无法有效对高次谐波电流进行有效补偿。

参见图1，为传统的高压级联型静止无功补偿器。

高压级联型静止无功补偿器采用单相H桥结构作为级联单元，级联单元在交流端直接串联，再经连接电抗器与电网相连。高压级联型静止无功补偿器通过采用多电平PWM调制技术来调节逆变电路输出电压的幅值和相位，或者直接控制补偿器输出电流，发出可控的无功电流。自励型高压级联型静止无功补偿器可通过控制并网电流来维持直流侧电容电压的稳定，不需要外接直流电压源，节省硬件投入，克服了级联型变流器需要配置多个独立电压源的缺点。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种三相高压级联型混合功率补偿器及其控制方法，有效结合高压级联型无功补偿器和低压有源滤波器的补偿能力，实现无功和谐波的综合补偿。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种三相高压级联型混合功率补偿器，包括Y型连接的三相高压级联型PWM变流器，所述三相高压级联型PWM变流器每相由若干个级联单元串联组成，所述三相高压级联型PWM变流器通过三个输入滤波电感与三相电网连接；其特征在于，所述三个输入滤波电感各与一个单相有源滤波器并联；所述三相高压级联型PWM变流器的每一相并联有一个LC单调谐滤波器。

所述单相有源滤波器包括H桥逆变器和隔离变压器，所述H桥逆变器通过一个滤波电感与所述隔离变压器连接。

所述级联单元采用单相H桥逆变器。

一种三相高压级联型混合功率补偿器的控制方法，该方法包括三相高压级联型PWM变流器的控制方法和单相有源滤波器的控制方法：

所述三相高压级联型PWM变流器的控制方法为：

1）分别检测三相高压级联型PWM变流器A，B，C三相级联单元直流侧电容电压的平均值U_avex,x∈[a,b,c]，其中：

其中u_dxn,x∈[a,b,c]分别表示A，B，C三相第n个级联单元的直流侧电容电压值，N为每相级联单元的级联数量；

2）将级联单元的直流侧电容电压参考信号

分别与三相高压级联型PWM变流器A，B，C三相级联单元的直流侧电容电压平均值相减，对相减后的值进行PI调节，再与A，B，C三相级联单元的电压同步信号syn_x,x∈[a,b,c]相乘，得到三相级联单元直流侧电容电压的调节指令i_px,x∈[a,b,c]；

3）将三相级联单元直流侧电容电压的调节指令i_px,x∈[a,b,c]分别与期望的三相级联单元无功指令信号i_rx,x∈[a,b,c]叠加之后，得到电流内环参考指令信号 $i_x^{*},x\∈[a,b,c];$

4）将电流内环参考指令信号

与检测到的三相级联单元输出电流i_dx,x∈[a,b,c]相减，得到电流跟踪误差信号e_x,x∈[a,b,c]，将电流跟踪误差信号经过PI调节得到A，B，C三相级联单元的调制波信号u_x,x∈[a,b,c]；

5）三相级联单元的调制波信号u_x,x∈[a,b,c]通过相内电压平衡控制单元的处理，得到A，B，C各相第n个级联单元的实际调制波信号

6）利用A，B，C各相第n个级联单元的实际调制波信号

得到A，B，C三相各个级联单元的PWM驱动信号，并驱动级联单元的功率开关管输出期望的电压电流信号；

所述单相有源滤波器的控制方法为：

1）首先将单相有源滤波器的直流侧电压参考信号

与检测到的直流侧电压值u_dcx,x∈[a,b,c]相减，然后进行PI调节，进行PI调节后的值与电压同步信号sy_x,x∈[a,b,c]相乘，得到直流侧电压调节指令i_apx,x∈[a,b,c]；

2）将直流侧电压调节指令i_apx,x∈[a,b,c]与谐波补偿指令信号

x∈[a,b,c]相加，得到电流内环指令信号

3）将电流内环指令信号减去检测到的单相有源滤波器的输出谐波电流i_Fx,x∈[a,b,c]，将相减后的值进行内环PI调节，得到单相有源滤波器的调制波信号u_Fx,x∈[a,b,c]；

4）将调制波信号u_Fx,x∈[a,b,c]送到PWM调制单元产生PWM驱动信号，驱动单相有源滤波器的开关管获得期望的电压电流信号。

所述步骤5）中，相内电压平衡控制单元内的实际调制波信号

的计算过程为：

1）将检测到的各相级联单元直流侧电容电压平均值U_avex,x∈[a,b,c]分别与各相内第n个级联单元直流侧电容电压u_dxn,x∈[a,b,c]相减，然后进行P调节，经P调节后的值与各相的输出电流i_dx,x∈[a,b,c]相乘，得到第n个级联单元的直流侧电容电压调节指令Δu_xn,x∈[a,b,c]；

2）将Δu_xn,x∈[a,b,c]叠加到各相的调制波信号u_x,x∈[a,b,c]上，得到各相第n个级联单元的实际调制波信号

则有：

$u_{\mathrm{an}}^{*}=u_a+\mathrm{\Δ}{u}_{\mathrm{an}},u_{\mathrm{bn}}^{*}=u_b+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{bn}},u_{\mathrm{cn}}^{*}=u_c+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{cn}}.$

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明的三相高压级联型混合功率补偿器，在高压级联型PWM变流器的输入滤波电感上并联一个低压有源滤波器，由于滤波电感上的电压很低，所以有源滤波器的容量很小，可以采用低压开关器件（100V-1200V的功率开关管的开关频率一般高于15kHz）来补偿高次谐波电流，以弥补高压级联型PWM变流器的谐波补偿缺陷；在高压级联型PWM变流器上并联一个LC单调谐滤波器，这样可以为高次谐波电流提供一个低阻抗通道，改善有源滤波器的谐波补偿性能，实现两种补偿装置的有效结合，改善了高压配电网的电能质量。本发明实现了无功和谐波的综合补偿。

附图说明

图1为传统的高压级联型静止无功补偿器结构示意图；

图2为本发明一实施例三相高压级联型功率混合补偿器结构示意图；

图3为本发明一实施例三相高压级联型功率混合补偿器中的单相有源滤波器结构示意图；

图4为本发明一实施例三相高压级联型功率混合补偿器的基波等效电路；

图5为本发明一实施例三相高压级联型功率混合补偿器的谐波等效电路；

图6为本发明一实施例三相高压级联型PWM变流器的控制框图；

图7为本发明一实施例三相高压级联型PWM变流器的相内平衡控制框图；

图8为本发明一实施例单相有源滤波器的控制框图。

具体实施方式

如图2所示，本发明一实施例三相高压级联型混合功率补偿器包括Y型连接的三相高压级联型PWM变流器，所述三相高压级联型PWM变流器每相由若干个级联单元串联组成，所述三相高压级联型PWM变流器通过三个输入滤波电感与三相电网连接；其特征在于，所述三个输入滤波电感各与一个单相有源滤波器并联；所述三相高压级联型PWM变流器的每一相并联有一个LC单调谐滤波器。由于高压级联型多电平PWM变流器采用的是大功率开关器件，其开关频率低，不能有效进行高次谐波补偿。这样在输入滤波电感上并联一个单相有源滤波器，由于滤波电感上电压很低，所以有源滤波器可以用小功率开关器件，具有开关频率高的特点，可以进行高次谐波电流的补偿。同时在级联型多电平PWM变流器上并联一个LC单调谐滤波器，为高次谐波电流提供低阻抗通道。此种结构中高压级联型多电平PWM变流器和LC单调谐滤波器同时承担大部分基波电压。利用级联型多电平PWM变流器进行大功率基波无功补偿，而利用低压、低成本有源滤波器进行高次谐波电流补偿，有效结合了两种结构的优点，实现了无功和谐波的综合治理，可以广泛应于高压配电网的电能质量治理，具有很高的性价比。

参见图3，为本发明三相高压级联型功率混合补偿器中的单相有源滤波器。

该单相有源滤波器是由H桥逆变器，滤波电感L_F和隔离变压器组成。由于有源滤波器并联在输入滤波电感L_o两端，基波电压很小，所以本发明补偿器的容量很小，单相有源滤波器可以用高频功率开关器件实现对高次谐波电流的动态补偿。

参见图4，为本发明三相高压级联型功率混合补偿器的基波等效电路。

高压级联型功率混合补偿器运行时，将高压级联型多电平PWM变流器和有源滤波器分别控制成一个基波电流源和谐波电流源。故分析本发明补偿器的基波等效电路时，可以将有源滤波器支路看成开路。同时LC单调谐滤波器的基波阻抗无穷大，也可以看作一个开路，故我们只要控制高压级联型多电平PWM变流器的输出基波电流i_d等于负载产生的无功电流，可以实现对配电网负载无功的动态补偿。

参见图5，为本发明三相高压级联型功率混合补偿器的谐波等效电路。

高压级联型功率混合补偿器运行时，将高压级联型多电平PWM变流器和有源滤波器分别控制成一个基波电流源和谐波电流源。故分析本发明补偿器的谐波等效电路时，可以将高压级联型多电平PWM变流器支路看成开路。同时LC单调谐滤波器的谐波阻抗很小，可以看作短路，故我们只要合理的控制有源滤波器的输出谐波电流i_F，即为i_F=-i_Lh，则可以实现对配电网负载谐波电流的动态补偿。i_Lh为负载谐波电流。

参见图6，为本发明三相高压级联型PWM变流器的控制框图。

从整体上讲，三相高压级联型PWM变流器的控制框图由电压外环，电流内环，相内电压平衡控制以及移相载波调制组成。

首先分别检测A、B、C三相的级联单元直流侧电容电压的平均值U_avex,x∈[a,b,c]，有如下表达： $U_{\mathrm{avea}}={\mathrm{\Σu}}_{\mathrm{dan}}/N,U_{\mathrm{aveb}}={\mathrm{\Σu}}_{\mathrm{dbn}}/N,U_{\mathrm{avec}}={\mathrm{\Σu}}_{\mathrm{dcn}}/N.$ 其中u_dxn,x∈[a,b,c]分别表示A，B，C三相第n个级联单元的直流侧电压值，N为每相级联单元级联数量。

直流侧电压参考信号

分别与A，B，C三相的直流侧电容电压平均值相减，然后进行PI调节，再与A，B，C三相的电压同步信号syn_x,x∈[a,b,c]相乘可得三相直流侧电压的调节指令i_px,x∈[a,b,c]。

三相直流侧电压的调节指令i_px,x∈[a,b,c]分别与期望的三相无功指令信号i_rx,x∈[a,b,c]叠加之后，可以得到电流内环的参考指令信号

电流内环指令信号

与检测到三相输出电流i_dx,x∈[a,b,c]相减可以得到电流跟踪误差信号e_x,x∈[a,b,c]。电流的跟踪误差信号经过PI调节可以得到A，B，C三相的调制波信号u_x,x∈[a,b,c]。将三相的调制波信号u_x,x∈[a,b,c]送到相内平衡控制单元，可以得到A，B，C各相第n个单元的实际调制波信号

最后将A，B，C各相第n个单元的实际调制波信号

送入移相载波调制单元，可以得到A，B，C三相各个功率级联单元的PWM驱动信号，并驱动功率开关管输出期望的电压电流信号。

如果级联单元采用单相全桥逆变器，则单相逆变器采用单极性调制方法，对于同一相的N个级联单元，每个单元的载波相角相差π/N。

参见图7，为本发明三相高压级联型PWM变流器的相内电压平衡控制框图。

该相内电压平衡控制的目的是实现本相内各个直流侧电容电压的动态平衡。将检测到各相直流侧电压平均值U_avex,x∈[a,b,c]分别与本相内第n个级联单元直流侧电容电压u_dxn,x∈[a,b,c]相减然后进行P调节，然后与本相的输出电流i_dx,x∈[a,b,c]相乘，可以得到第n个级联单元的直流侧电压调节指令Δu_xn,x∈[a,b,c]，将该信号叠加到本相的调制波信号u_x,x∈[a,b,c]上，则可以得到本相第n个级联单元的实际调制波信号则有：

$u_{\mathrm{an}}^{*}=u_a+\mathrm{\Δ}{u}_{\mathrm{an}},u_{\mathrm{bn}}^{*}=u_b+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{bn}},u_{\mathrm{cn}}^{*}=u_c+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{cn}}$

参见图8，为本发明单相有源滤波器的控制框图。

该单相有源滤波器的控制框图主要包括电压外环和电流内环控制。首先将单相有源滤波器的直流侧电压参考信号

与检测到直流侧电压值u_dcx,x∈[a,b,c]相减，然后进行PI调节，然后与电压同步信号sy_x,x∈[a,b,c]相乘，可以得到该相直流侧电压调节指令i_apx,x∈[a,b,c]，将该信号i_apx,x∈[a,b,c]与谐波补偿指令信号

相加可以到该相的电流内环指令信号

然后减去检测到有源滤波器的输出谐波电流i_Fx,x∈[a,b,c]，进行内环PI调节可以得到有源滤波器的调制波信号u_Fx,x∈[a,b,c]。最后将调制波信号u_Fx,x∈[a,b,c]送到PWM调制单元产生PWM驱动信号，驱动单相有源滤波器的IGBT获得期望的电压电流信号。

Claims (5)

1.一种三相高压级联型混合功率补偿器，包括Y型连接的三相高压级联型PWM变流器，所述三相高压级联型PWM变流器每相由若干个级联单元串联组成，所述三相高压级联型PWM变流器通过三个输入滤波电感与三相电网连接；其特征在于，所述三个输入滤波电感各与一个单相有源滤波器并联；所述三相高压级联型PWM变流器的每一相并联有一个LC单调谐滤波器。

2.根据权利要求1所述的三相高压级联型混合功率补偿器，其特征在于，所述单相有源滤波器包括H桥逆变器和隔离变压器，所述H桥逆变器通过一个滤波电感与所述隔离变压器连接。

3.根据权利要求1所述的三相高压级联型混合功率补偿器，其特征在于，所述级联单元采用单相H桥逆变器。

4.一种权利要求1至3之一所述的三相高压级联型混合功率补偿器的控制方法，其特征在于，该方法包括三相高压级联型PWM变流器的控制方法和单相有源滤波器的控制方法：

所述三相高压级联型PWM变流器的控制方法为：

1）分别检测三相高压级联型PWM变流器A，B，C三相级联单元直流侧电容电压的平均值U_avex,x∈[a,b,c]，其中：

其中u_dxn,x∈[a,b,c]分别表示A，B，C三相第n个级联单元的直流侧电容电压值，N为每相级联单元的级联数量；

2）将级联单元的直流侧电容电压参考信号

分别与三相高压级联型PWM变流器A，B，C三相级联单元的直流侧电容电压平均值相减，对相减后的值进行PI调节，再与A，B，C三相级联单元的电压同步信号syn_x,x∈[a,b,c]相乘，得到三相级联单元直流侧电容电压的调节指令i_px,x∈[a,b,c]；

3）将三相级联单元直流侧电容电压的调节指令i_px,x∈[a,b,c]分别与期望的三相级联单元无功指令信号i_rx,x∈[a,b,c]叠加之后，得到电流内环参考指令信号 $i_x^{*},x\∈[a,b,c];$

4）将电流内环参考指令信号

与检测到的三相级联单元输出电流i_dx,x∈[a,b,c]相减，得到电流跟踪误差信号e_x,x∈[a,b,c]，将电流跟踪误差信号经过PI调节得到A，B，C三相级联单元的调制波信号u_x,x∈[a,b,c]；

5）利用三相级联单元的调制波信号u_x,x∈[a,b,c]，得到A，B，C各相第n个级联单元的实际调制波信号

6）利用A，B，C各相第n个级联单元的实际调制波信号

得到A，B，C三相各个级联单元的PWM驱动信号，并驱动级联单元的功率开关管输出期望的电压电流信号；

所述单相有源滤波器的控制方法为：

1）首先将单相有源滤波器的直流侧电压参考信号

与检测到的直流侧电压值u_dcx,x∈[a,b,c]相减，然后进行PI调节，进行PI调节后的值与电压同步信号sy_x,x∈[a,b,c]相乘，得到直流侧电压调节指令i_apx,x∈[a,b,c]；

2）将直流侧电压调节指令iapx,x∈[a,b,c]与谐波补偿指令信号

相加，得到电流内环指令信号

3）将电流内环指令信号

减去检测到的单相有源滤波器的输出谐波电流i_Fx,x∈[a,b,c]，将相减后的值进行内环PI调节，得到单相有源滤波器的调制波信号u_Fx,x∈[a,b,c]；

4）将调制波信号u_Fx,x∈[a,b,c]送到PWM调制单元产生PWM驱动信号，驱动单相有源滤波器的开关管获得期望的电压电流信号。

5.根据权利要求4所述的三相高压级联型混合功率补偿器的控制方法，其特征在于，所述步骤5）中，实际调制波信号

的计算过程为：

1）将检测到的各相级联单元直流侧电容电压平均值U_avex,x∈[a,b,c]分别与各相内第n个级联单元直流侧电容电压u_dxn,x∈[a,b,c]相减，然后进行P调节，经P调节后的值与各相的输出电流i_dx,x∈[a,b,c]相乘，得到第n个级联单元的直流侧电容电压调节指令Δu_xn,x∈[a,b,c]；

2）将Δu_xn,x∈[a,b,c]叠加到各相的调制波信号u_x,x∈[a,b,c]上，得到各相第n个级联单元的实际调制波信号

则有：

$u_{\mathrm{an}}^{*}=u_a+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{an}},u_{\mathrm{bn}}^{*}=u_b+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{bn}},u_{\mathrm{cn}}^{*}=u_c+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{cn}}.$

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