CN103149685A - 扫描镜控制 - Google Patents

Abstract

本发明涉及扫描镜控制，特别是一种扫描光束投影系统（100），包括具有快扫轴和慢扫轴的扫描镜（116）。由慢扫扫描镜控制系统（130）控制慢扫轴上的运动。控制系统接收描述镜子的角位移的位置信息。控制系统的外回路在频域中操作，以及确定用于扫描镜驱动信号的谐波驱动系数。控制系统的内回路在时域中操作，并对在由谐波驱动系数占用的频带内的频率的扫描镜共振模式进行补偿。

Description

扫描镜控制

本申请是国际申请日为2009年8月21日、国际申请号为PCT/US2009/054654、国际公布号为WO2010/033342、中国申请号为200980137029.1、发明名称为“扫描镜控制”的中国专利申请的分案申请。 

技术领域

本发明涉及扫描镜控制。 

背景技术

使用扫描光束来为包括诸如移动显微投影器、汽车平视显示器和头戴式显示器的应用的各种应用，产生显示图像。通过使用镜子的角运动来偏转调制光束以覆盖所需视野，从而产生显示。通过绕两个正交轴移动镜子，能产生矩形视野，其在小型和便携式组件中提供与光栅显示相似的外观。 

在控制镜子偏转以正确地产生所需角运动方面提出了相当大的工程挑战。这部分是由于镜子是在不同谐振频率下显示出振动模式的机械设备而造成的。 

附图说明

图1示出根据本发明的各个实施例的扫描光束投影系统； 

图2示出产生图1的扫描轨迹的光束偏转波形； 

图3示出具有微机电系统（MEMS）扫描镜的扫描平台的平面图； 

图4和5示出图3的MEMS扫描镜的两种振动模式； 

图6示出图3的MEMS扫描镜的线性响应； 

图7示出使用谐波系数加权阵列，迭代地确定谐波系数的扫描镜 慢扫控制回路； 

图8示出使用牛顿法近似，迭代地确定谐波系数的扫描镜慢扫控制回路； 

图9示出包括数字信号处理器的扫描镜控制回路； 

图10和11示出包括两个回路的扫描镜慢扫控制系统； 

图12示出桥接T型补偿器的操作的根轨迹图； 

图13示出快扫消音（tone removal）块； 

图14示出图11的内反馈回路的开环响应； 

图15示出图11的内反馈回路的闭环响应； 

图16示出组合单/双回路慢扫控制系统； 

图17示出根据本发明的各个实施例的移动设备；以及 

图18和19示出根据本发明的各个实施例的方法的流程图。 

发明内容

为了控制镜子偏转以正确地产生所需角运动，本发明提供了一种装置，包括：扫描镜，所述扫描镜具有快扫轴和慢扫轴，所述慢扫轴具有位置检测器；外控制回路，所述外控制回路在频域中进行操作，以响应从所述位置检测器接收的位置信息，来确定驱动信号的谐波系数；以及内控制回路，所述内控制回路在时域中进行操作，以便对在由驱动信号的谐波系数占用的频带内的频率的扫描镜共振模式进行补偿。 

本发明还提供了一种移动设备，包括：通信收发信机；扫描镜；以及慢扫扫描镜控制系统，所述慢扫扫描镜控制系统具有在频域中操作的外回路，和在时域中操作的内回路。 

具体实施方式

在下述详细描述中，对通过示例，示出可以实施本发明的具体实施例的附图进行说明。充分地描述这些实施例以便使本领域的技术人员能实现本发明。应理解到本发明的各个实施例，尽管不同，但不一 定是互斥的。例如，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，结合一个实施例描述的特定特征、结构、或特性可以在其他实施例内实现。此外，应理解到在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以改变每个公开的实施例内的各个元件的位置或排列。因此，下述详细描述不应当从限定的意义上理解，以及本发明的范围仅由适当解释的附加权利要求以及权利要求有权的等效的整个范围限定。在图中，在若干视图中，相同的数字示出相同或类似的功能性。 

图1示出根据本发明的各个实施例的扫描光束投影系统。如图1所示，扫描光束投影系统100包括：光源110，其可以是诸如激光二极管等等的能发出作为激光光束的光束112的激光源。光束112撞击在包括基于微机电系统（MEMS）的扫描仪等等的扫描平台114上，并且从扫描镜116反射出来以生成受控输出光束124。扫描镜控制电路130提供一个或多个驱动信号来控制扫描镜116的角运动，以便使输出光束124在投影表面128上生成光栅扫描126。 

在一些实施例中，通过将快扫轴（水平轴）上的正弦分量与慢扫轴（垂直轴）上的锯齿分量组合，形成光栅扫描126。在这些实施例中，受控输出光束124在正弦模式中从左到右地前后扫描，以及在锯齿模式中垂直地（从上到下）扫描，并且在回扫（flyback）（从下到上）期间显示消隐。图1示出当光束垂直地从上到下扫描（sweep）时的快扫正弦模式，但是其不示出从下到上的回扫。 

根据由扫描镜控制电路130提供的信号，偏转扫描镜116，以及在134，将镜子位置信息送回扫描镜控制电路130。镜子位置信息可以描述在垂直慢扫方向、水平快扫方向或两者中的角位置。扫描镜控制电路130接收位置信息，确定适当的驱动信号，并且驱动扫描镜116。 

图2示出产生图1的光栅扫描轨迹的光束偏转波形。垂直偏转波形210是锯齿波形，并且水平偏转波形220是正弦波形。锯齿垂直偏 转波形210包括下降部分，其对应于从上到下的光栅扫描126的扫描；并且锯齿垂直偏转波形210还包括上升部分，其对应于从下到上的回归。在回扫后，垂直扫描在每一轨迹上基本上遍历相同的路径。 

很重要的是，注意到图2的波形示出了与提供给扫描镜的驱动信号相对比所需的反射镜偏转。如果扫描镜具有极佳的平的自然响应而没有共振，那么扫描镜控制电路130能驱动信号210和220，如所示。在实际实现中，扫描镜116具有共振特性，其具有多个不同的振动模式。扫描镜控制电路130改变驱动信号，力图使扫描镜116根据图2中所示的波形偏转，由此对受控光束124进行扫描来生成光栅扫描126。 

为便于示例，图1和2示出了对于每一慢扫周期的相对少量的快扫周期。在一些实施例中，对于每一慢扫周期，存在更多快扫周期。例如，慢扫扫描可以在60Hz附近操作，以及快扫扫描可以以上到18kHz来进行操作。本领域的技术人员将意识到本发明的各个实施例可以有利地应用于任何扫描系统，而与慢扫和快扫频率间的关系无关。 

尽管图1和2示出用于慢扫偏转的锯齿波形，但本发明的各个实施例不限于此。例如，慢扫偏转波形可以是三角形、有限谐波正弦、或任何其他形状，而不背离本发明的范围。 

图3示出具有微机电系统（MEMS）扫描镜的扫描平台的平面图。扫描平台114包括平衡环340和扫描镜116。平衡环340通过弯曲部310和312耦合到扫描平台114，以及扫描镜116通过弯曲部320和322耦合到平衡环340。平衡环340具有连接到驱动线路350的驱动线圈。被驱动进入驱动线路350的电流在驱动线圈中产生电流。扫描平台114还包含一个或多个集成压阻位置传感器。在一些实施例中，扫描平台114包括用于每一轴的一个位置传感器。互连360中的两个耦合到驱动线路350。剩余互连提供给用于每一轴的集成位置传感器。 

在操作中，外部磁场源（未示出）将磁场强加在驱动线圈上。由外部磁场源施加在驱动线圈上的磁场在线圈的平面中具有分量，并且其相对于两个驱动轴，以约45°来定向。线圈绕组中的面内电流与面内磁场相互作用，以便在导体上产生面外洛伦兹力。由于驱动电流在平衡环340上形成回路，因此，电流在扫描轴上反号。这意味着在扫描轴上，洛伦兹力也反号，导致在与磁场垂直的面中产生转矩。该组合转矩根据转矩的频率内容在两个扫描方向中产生响应。 

选择所应用的转矩的频率分量，以便激励水平镜共振（~18kHz）并且为垂直镜运动（60Hz,120Hz,180Hz…）提供斜坡驱动。镜子116和平衡环340的频率响应特性用来将转矩分量分成它们各自的运动。 

在图4和5中示出了扫描仪的两种共振模式。图4中所示的第一模式是整个平衡结构的垂直共振模式，以及图5中所示的第二模式是扫描镜116的水平共振模式。在图4所示的垂直共振模式中，平衡环340在弯曲部310和312上旋转；而在图5所示的水平共振模式中，镜116在弯曲部320和322上旋转。许多其他的共振模式可以存在，但这两种示出两个轴上所需的角运动。 

各种共振模式的频率可以基于被选的设计标准而改变。例如，图5中所示的共振模式的频率可以通过改变扫描镜116的惯性质量，或通过改变弯曲部310和312的属性而增加或减小。同样地，图4中所示的共振模式的频率也可以通过改变弯曲部320和322的属性，或通过改变平衡环340和扫描镜116的惯性质量而增加或减小。在2005年2月28日在线公布的Randall B.Sprague等人所著的Bi-axial MagneticDrive for Scanned Beam Display Mirrors,Proc.SPIE,Vol.5721,1（2005年1月24日）；DOI：10.1117/12.596942中描述了具有不同共振特性的示例性的MEMS镜。本领域的技术人员将意识到通过本发明的各个实施例，可以利用具有任何共振属性的任何扫描镜。 

图3-5中所示的扫描镜是“线圈驱动镜”的例子，以及更具体地说，是“运动线圈”设计，因为线圈在存在磁场时运动。在其他实施例中，镜子具有附着到其上的一个或多个磁铁，以及线圈是固定的。在又一实施例中，利用其他类型的驱动机制（例如，电容驱动MEMS镜）。用来使镜子运动的驱动机制的类型在本发明中不受限定。 

图6示出图3的MEMS扫描镜的线性响应。扫描镜显示出795Hz的主慢扫共振，以及18kHz的主快扫共振。795Hz的主慢扫共振使得平衡环340在慢扫（垂直）方向中振荡，如图4所示。18kHz的主快扫共振使得扫描镜在快扫（水平）方向中振荡，如图5所示。1.9kHz、2.9kHz和6.5kHz的辅助振动模式产生通常不期望的水平/垂直运动的组合。 

各种共振模式对扫描镜控制电路130提出了挑战。例如，为产生斜坡波形210（图2），扫描镜控制电路除在795Hz的共振外，可以驱动60Hz（60Hz、120Hz、180Hz，…）的谐波。在795Hz的镜子显示出的机械增益使得以一些谐波振动被衰减，由此使得斜坡被失真。 

本发明的各个实施例提供反馈回路，其改变扫描镜驱动信号以在存在高机械增益和产生另外的运动失真的非线性特性时，产生所需的扫描镜行为。在一些实施例中，响应所测量的镜子的行为，改变每个谐波驱动信号的振幅和相位。此外，可以以不同比率（“学习率”）来改变每一谐波信号。通常地，在高机械增益的区域中的谐波信号比在低机械增益的区域中的谐波信号更缓慢地改变（具有更低的学习率）。在一些实施例中，学习率是自适应的。 

图7示出了扫描镜慢扫控制回路，其使用谐波系数加权阵列来迭代地确定谐波系数。慢扫控制回路700包括迭代谐波系数确定块710、输入波形生成器712、数模转换器（DAC）720、低通滤波器730和740、扫描镜732、模数转换器（ADC）750、加法缓冲器760、和快速傅里 叶变换（FFT）块770。扫描镜732可以是任何扫描镜，包括上述参考图3所述的例子。 

操作中，将谐波驱动系数提供给输入波形生成器712。谐波驱动系数被表示为： 

${\stackrel{\‾}{D}}_n=D_R+{\mathrm{iD}}_I---\left(1\right)$

其中，n是谐波数，

是复数，D_R是实数，以及iD_I是虚数。输入波形生成器712执行快速傅里叶逆变换（IFFT）或其等效变换，由谐波驱动系数产生时域数字波形，并且由DAC720将时域数字波形转换成模拟信号，并在730处进行低通滤波。最终的模拟慢扫驱动信号驱动扫描镜732。 

扫描镜732包括慢扫方向中的位置检测器。这些传感器提供对应于慢扫方向中的镜子的实际角位移的信号。将模拟慢扫位置信号从传感器提供给低通滤波器740。低通滤波器740可以具有任何适当的截止频率。例如，当扫描镜732具有与图6所示类似的响应时，滤波器截止频率可能为约几kHz的量级，以便消除由镜子的较高频振动模式产生的任何信号能量。 

由ADC750将低通滤波的慢扫位置信号转换成数字形式，并且加法缓冲器760对N个周期上的慢扫位置波形进行求和（平均），以便增加信噪比（SNR）。能在任意多个周期上平均慢扫位置波形，而不背离本发明的范围。平均的慢扫位置波形由FFT770处理，以便产生如下表示的返回谐波系数： 

${\stackrel{\‾}{R}}_n=R_R+i{R}_I...\left(2\right)$

其中，n是谐波数，

是复数，R_R是实数，iR_I是虚数。迭代谐波系数确定数710接收返回谐波系数

以及谐波系数目标和谐波系数加权阵列α_n。谐波系数目标示出为： 

${\stackrel{\‾}{T}}_n=T_R+{\mathrm{iT}}_I...\left(3\right)$

其中，n是谐波数，

是复数，T_R是实数，iT_I是虚数。迭代谐波系数确定数710如下表示地确定返回系数中的误差： 

${\stackrel{\‾}{E}}_n={\stackrel{\‾}{T}}_n-{\stackrel{\‾}{R}}_n...\left(4\right)$

然后将谐波驱动系数更新为 

${\stackrel{\‾}{D}}_n^{k+1}={\stackrel{\‾}{D}}_n^k+\mathrm{\β}{\mathrm{\α}}_n{\stackrel{\‾}{E}}_n^k...\left(5\right)$

其中，等式（5）中的上标k指第k次迭代，k+1上标是指下一迭代，β是0至1的范围中的全局增益值（学习率）。阿尔法，α_n是固定的加权阵列，其提供适当的幅度和相缩放（矢量方向），用于误差量E_n的连续缩减。 

在一些实施例中，加权阵列是在主频率（60Hz）处，标准化到1的镜增益（传递函数）的倒数。能特征化一个或多个镜子，并且由所测量的传递函数来确定加权阵列。另外，能在设备启动时或在设备的操作期间，测量和学习镜子的线性传递函数。例如，假定对于17个谐波，以60Hz间隔的测量镜增益（见图6）如下： 

镜增益=［0.0562，0.0595，0.0630，0.0653，0.0668，0.0724，0.0812，0.0912，0.1122，0.1496，0.2511，1.0，1.0，0.2511，0.1412，0.0944，0.0668］ 

其中，镜增益的第一项对应于60Hz的增益，以及镜增益的最后一项对应于1.02kHz的增益。其被示为实系数（仅有幅度），但其也能是复数值（幅度和相位）。能使用下述算法，确定加权阵列α_n（Alpha(n)）： 

${\mathrm{Alpha}}^{\′}\left(n\right)=\frac{\mathrm{MirrorGain}\left(n\right)}{\mathrm{MirrorGain}\left(1\right)}$ //标准化到第一谐波 

//每一离散谐波（频率）处的线性增益 的倒数 

应注意到Alpha加权不一定必须符合MEMS增益属性。通过闭环反馈系统，能修改MEMS传递函数，以及能使用组合系统的复合增益来计算α_n（Alpha(n)）。 

能根据下述伪代码，执行等式（5）中所示的谐波驱动系数更新和输入波形生成器712的操作，其中，Return(n)是

Dold(n)为

Dnew(n)为

Targ(n)为

以及Timepts是对应于斜坡波形中的点的数量的整数： 

图8示出使用牛顿法近似来迭代地确定谐波系数的扫描镜慢扫控制回路。慢扫控制回路800包括：输入波形生成器712、数模转换器（DAC）720、低通滤波器730和740、扫描镜732、模数转换器（ADC）750、加法缓冲器760、和快速傅里叶变换（FFT）块770，所有均参考图7描述。 

慢扫控制电路800还包括牛顿法谐波系数确定块810。与图7中块710类似，块810接收返回谐波系数

以及目标

以及产生谐波驱动系数

牛顿法块810不同于块710之处在于块810不接收加权阵列。相反，如下所述，块810自适应地修改每一谐波系数的学习率。 

在数值分析中，牛顿法用于逐步查找对于实值函数的零（或根）的近似。当应用于当前问题时，牛顿法能示出为： 

${\stackrel{\‾}{D}}_n^{k+1}={\stackrel{\‾}{D}}_n^k-{\left[\frac{d{\stackrel{\‾}{E}}_n^k}{d{\stackrel{\‾}{D}}_n^k}\right]}^{-1}{\stackrel{\‾}{E}}_n^k...\left(6\right)$

将牛顿法应用于当前问题的离散近似能示出为： 

${\stackrel{\‾}{D}}_n^{k+1}\≈{\stackrel{\‾}{D}}_n^k+\left[\frac{{\stackrel{\‾}{D}}_n^k-{\stackrel{\‾}{D}}_n^{k-1}}{{\stackrel{\‾}{R}}_n^k-{\stackrel{\‾}{R}}_n^{k-1}}\right]{\stackrel{\‾}{E}}_n^k...\left(7\right)$

其中，

示出前一迭代的驱动变化，以及 

$G_n^k=\left[\frac{{\stackrel{\‾}{D}}_n^k-{\stackrel{\‾}{D}}_n^{k-1}}{{\stackrel{\‾}{R}}_n^k-{\stackrel{\‾}{R}}_n^{k-1}}\right]...\left(8\right)$

示出对第n个谐波的第k迭代的增益（加权）。注意，方程7中的 

取代方程5中的a_n（Alpha），并且

是驱动系数的之前变化以及返回系数的之前变化的函数。因此，对每一谐波系数的加权在由图8所示的实施例中是自适应的，而对每一谐波系数的加权在图7所示的实 施例中是固定的。在一些实施例中，固定的Alpha值和

都被用来计算每一迭代的新加权系数。 

下述算法示出在每一迭代期间牛顿法离散近似的使用： 

可以周期性地执行迭代。例如，可以每秒一次或每多秒一次地执行上述算法一次。 

图7和8所示的功能块可以以任何方式实现，而不背离本发明的范围。例如，可以利用硬件和/或软件的任何组合，以及任何集成度。在一些实施例中，实现完全的硬件解决方案。例如，一个或多个专用集成电路(ASIC)或现场可编程阵列(FPGA)可以实现大多数或所有所示的块。 

在其他实施例中，处理器执行指令，以实现与图7和8有关的动作。例如，图9示出包括数字信号处理器(DSP)的慢扫控制回路。DSP910可以是能执行在此所述的动作的任何类型的处理器。例如，DSP910可以是商业上可获得的处理器或可以是定制处理器。此外，DSP910可以是独立的集成电路，或可以是包括在ASIC中的“内核”。 

DSP910从ADC750接收数字样本，并且将用于斜坡波形的数字数据提供给DAC720。DSP910根据图7或图8所示的实施例，执行迭代谐波系数调整。具体地，DSP910可以使用固定的加权阵列来对每一谐波提供不同学习率，或DSP910可以使用用于每一谐波系数的自适应学习率。 

存储器920是在其上存储指令的计算机可读介质。例如，存储器920可以是易失存储器，诸如静态或动态随机存取存储器(SRAM或DRAM)或可以是非易失存储器，诸如闪速存储器。在一些实施例中， DSP910和存储器920被包括在通用的集成电路中，诸如ASIC中。存储器920也可以是适用于分布式的介质，诸如盘片(硬、软、压缩或其他盘)或具有可下载文件的服务器。 

DSP910从存储器920存取指令，以及执行本发明的各种方法的实施例。例如，可以由DSP910执行迭代谐波系数确定实施例的任何一个。此外，DSP910可以参考镜增益阵列，特征化如上所述的扫描镜732的响应。 

图10示出包括两个回路的扫描镜慢扫控制系统。图10的系统包括低增益“内回路”，以修改如由“外回路”所看到的扫描镜的传递函数。内回路在时域中进行操作，并基本上实时更新，而外回路在频域中进行操作，并更缓慢地更新。 

由加法器1012、补偿器1020、DAC720、低通滤波器730和740、扫描镜732、ADC750、快扫消音块1040、附加消音块1050、和增益级1060形成内回路。补偿器1020被包括，以补偿扫描镜传递函数增益和相位特性，因此如由外回路所看到的，修改扫描镜的传递函数。补偿器1020可以采用任何形式，包括任意阶的模拟或数字滤波器。在下文中，进一步描述示例性补偿器。内回路能包括任何类型的补偿电路，而不背离本发明的范围。可以至少基于扫描镜的传递函数，确定补偿电路的类型和阶。在一些实施例中，补偿器1020实现为模拟电路，并且DAC720在信号路径中位于补偿器1020前。 

由输入波形生成器712、加法器1012、补偿器1020、DAC720、低通滤波器730和740、扫描镜732、ADC750、加法缓冲器760、FFT770和谐波系数确定块1010形成外回路。 

谐波系数确定块可以是系数确定块710(图7)或810(图8)。例如，在一些实施例中，谐波系数确定块1010可以利用加权阵列来确定每一 谐波系数的学习率，以及在其他实施例中，系数确定块1010可以使用牛顿法近似来自适应地确定学习率。 

图11示出包括两个回路的扫描镜慢扫控制系统。图11的控制系统示出桥接T型补偿器1022和滤波器1030，以代替图10的补偿器1020。桥接T型补偿器用于消除由扭转共振所引起的运动控制系统中的不稳定性。参见Gregory J.Schneider所著的Taming Resonance inServos,Machine Design,(1985年2月7日)。 

在本发明的各个实施例中，桥接T型补偿器1022补偿干扰慢扫驱动的带内镜共振。例如，再参考回图6，扫描镜线性响应示出了795Hz处的共振，其在谐波驱动信号的频率范围内。调整桥接T型补偿器1022，以补偿该带内共振，由此降低由谐波系数块1010处理的增益变化。桥接T型补偿器1022可以实现为有限脉冲响应(FIR)数字滤波器。 

图12示出桥接T型补偿器1022的操作的根轨迹图。两个扫描镜极导致图6中795Hz处所示的共振。桥接T型补偿器在实轴提供两个极点，以及抵消两个扫描镜极点的两个零点。在一些实施例中，桥接T型零点直接叠加在扫描镜极点上，以及在一些实施例中，桥接T型零点处于与扫描镜极点相同的角度偏移。通过如图12所示，设置桥接T型零点，来增加相位余量。零点位于离作为镜极点的实轴较小角度上和较小半径上，导致零点的Q和频率比对镜极点的更低。 

现在再参考图11，滤波器1030在信号路径中，在桥接T型补偿器后。滤波器1030可以是陷波滤波器或低通滤波器，其被调整，以消除在由谐波驱动系数占据的频带之外的共振模式的频率的频谱能量。例如，在一些实施例中，滤波器1030可以是如下的陷波滤波器，其被调整到6.5kHz，以便滤除6.5kHz的辅助振动模式(图6)。在其他实施例中，滤波器1030可以是如下的低通滤波器，其具有适合于消除不期望的频谱能量的截止频率。各个扫描镜设计可以在除6.5kHz之外的频 率处显示出辅助共振，并且也可以对滤波器1030进行调整，以便消除在这些其他频率的频谱能量。 

内回路还包括快扫消音块1040。快扫消音块1040消除由扫描镜中的非有意的电气和/或机械串扰所引起的在快扫频率的频谱能量。快扫消音块1040接收用来激励快扫轴上的扫描镜的快扫音的副本。在图13中示出了示例性的快扫消音块。图13示出包括同相（in phase）和正交电路以便在复合信号样本上进行操作的最小均方(LMS)消音器。同相电路包括：加法器1310和1370、乘法器1320和1380、低通滤波器(LPF)1330，以及包括比例块(P)、积分器块(I)、和导数块(D)的比例/积分/导数(PID)控制器。 

在操作中，乘法器1380的输出重新产生在输入信号上存在的快扫串扰的I信道。从输入信号中减去重建的I信道，以在1312处生成I信道。由乘法器1320将I信道输出与I信道快扫参考音混合，并且由LPF1330对结果进行低通滤波。LPF1330的DC输出是表示在快扫频率处的频谱内容的误差项。PID控制器进行操作，以将该误差驱动为零。PID块的输出在1370处被求和，并且结果被通过混合器1380而混合回快扫频率，以重新产生在输入信号上存在的快扫串扰的I信道。Q信道电路以与如上所述的I信道的相同的方式进行操作。 

在一些实施例中，快扫消音快1040没有实现比例块（P）或者导数块（D）。在这些实施例中，积分器块(I)将误差项积分，以达到重造快扫音频谱内容的输出。 

参考回图10，附加消音块1050也可以执行用于其他音的消音。例如，从1.9kHz共振处（图6）产生的音可以通过附加消音块1050而消除。在一些实施例中，消音块1040和1050中的一个或其两者可以包括陷波滤波器或者LMS消音器。LMS消音器不产生任何相位延迟，并且因此保护了回路中的相位余量。在1012处将内回路数据流和外回路 数据流组合之前，内回路增益块1060向内反馈回路提供增益。 

图14和图15示出了图11的内回路的开环响应以及闭环响应。如图中所示，桥接T型补偿器修改闭环响应，由此改善了回路稳定性。该回路稳定性（即，相位余量）的改善防止了不期望的慢扫的频率分量存在于慢扫驱动信号上。因为消除了在慢扫频率的扫描镜极点处的180度的相位的突然跳变，并且引入了在更宽的频率范围上分布的两个实极点的较慢变化地相位响应，所以产生了该相位改善。 

图16示出了组合单/双回路慢扫控制系统。在图16中示出的系统包括在图10中所示出的所有元素，并且还包括开关1610。当开关1610处在位置1614处时，图16的系统以如图10中的系统相同的方式，利用两个回路进行操作。当开关1610在位置1612时，旁路该内回路，然后与图7和8所示的那些类似，图16的系统通过单一回路进行操作。 

在一些实施例中，图16的系统可以通过一个回路进行操作，以便特征化扫描镜，然后通过两个回路进行操作，同时控制扫描镜的移动。图16的系统也可以基于操作条件，在外回路和两个回路间来回地切换。 

图17示出根据本发明的各个实施例的移动设备。移动设备1700可以是具有或不具有通信功能的手持投影设备。例如，在一些实施例中，移动设备1700可以是具有少量或没有其他功能的手持投影仪。例如，在一些实施例中，移动设备1700可以是用于通信的设备，包括例如蜂窝电话、智能电话、个人数字助理(PDA)、全球定位系统(GPS)接收机等等。此外，移动设备1700可以经无线(例如WiMax)或蜂窝连接而连接到更大的网络，或该设备能经不受束频谱(例如WiFi)连接而接受数据消息或视频内容。 

移动设备1700包括扫描投影设备1701，以利用光1708来创建图像。与上述投影系统的其他实施例类似，移动设备1700包括具有扫描 镜和慢扫控制系统的投影仪。 

在一些实施例中，移动设备1700包括天线1706和电子部件1705。在一些实施例中，电子部件1705包括接收机，以及在其他实施例中，电子部件1705包括收发信机。例如，在GPS实施例中，电子部件1705可以是GPS接收机。在这些实施例中，由扫描投影设备1701显示的图像可以与移动设备的位置关联。同样，例如，电子部件1705可以是适用于双向通信的收发信机。在这些实施例中，移动设备1700可以是蜂窝电话、双向无线电、网络接口卡（NIC）等等。 

移动设备1700还包括存储卡槽1704。在一些实施例中，插入存储卡槽1704的存储卡可以提供将由扫描投影设备1701显示的视频数据源。存储卡槽1704可以接收任何类型的固态存储设备，包括例如多媒体存储卡（MMC）、存储棒DUO、安全数码（SD）存储卡和智能媒体卡。上述列表是示例性的，而不是穷举。 

移动设备1700还包括数据连接器1720。在一些实施例中，数据连接器1720能连接到一个或多个电缆来接收用于由扫描投影设备1701投影的模拟或数字视频数据。在其他实施例中，数据连接器1720可以与发起视频数据的设备上的连接器直接配合。 

图18示出根据本发明的各个实施例的流程图。在一些实施例中，由扫描光束投影系统执行方法1800或其一部分，其实施例在前面的图中示出。在其他实施例中，由电子系统中的硬件/软件组合来执行方法1800的全部或部分。方法1800不受执行该方法的装置的特定类型限定。方法1800中的各个动作可以按所提出的顺序执行，或可以按不同的顺序执行。此外，在一些实施例中，从方法1800省略图18中列出的一些动作。 

从块1810开始，示出了方法1800，其中，通过以不同频率激励镜 子以及测量响应来特性化扫描镜。测量的响应在任何频率范围上。例如，在一些实施例中，可以在由慢扫驱动系数包含的频率范围上测量响应。同样，例如，在一些实施例中，激励可以横跨期望发现共振模式的很大的频率范围，直到并包括快扫共振模式。结果将是与图6所示类似的响应。 

在1820，确定与扫描镜响应的倒数成比例的加权阵列。这对应于上述镜增益阵列的计算。在1830，使用加权阵列来加权反馈回路中的谐波驱动系数的学习率。谐波驱动系数用来产生慢扫方向中的扫描镜的角位移。这对应于迭代谐波驱动系数确定块710的操作（图7）。 

在1840，在时域中操作第二反馈回路，第二反馈回路包括对在由谐波驱动系数占用的频带内的扫描镜的共振模式的补偿。例如，桥接T型补偿器1022（图11）补偿在795Hz获得的共振模式。第二反馈回路也可以包括用于其他辅助共振模式的附加滤波，以及消除不期望的音（例如，快扫频率音）的LMS自适应消音。 

图19示出根据本发明的各个实施例的流程图。在一些实施例中，由扫描光束投影系统执行方法1900或其一部分，其实施例在前述图中示出。在其他实施例中，可以由电子系统中的硬件/软件组合执行方法1900的全部或一部分。方法1900不受执行该方法的装置的特定类型限定。方法1900中的各个动作可以按所提出的顺序执行，或可以按不同的顺序执行。此外，在一些实施例中，从方法1900省略图19中列出的一些动作。 

从块1910开始，示出了方法1900，其中，检测扫描镜的循环运动以产生位置信息。在一些实施例中，这对应于检测MEMS扫描镜的角位移的压阻位置传感器。在1920，执行FFT，以产生描述位置信息的频率内容的返回谐波系数。在一些实施例中，在执行FFT前，平均化多帧位置信息。 

在1930，将返回谐波系数与谐波系数目标相比以获得误差值。如参考前述图所述，这对应于比较

和

在1940，响应误差值，修改多个驱动系数。以不同的比率来修改所述多个驱动系数中的每一个。例如，可以使用与镜响应的倒数成比例的加权阵列来设置学习率。同样，例如，可以使用牛顿法离散近似来自适应修改驱动系数的学习率。 

在1950，由驱动系数产生时域波形。这可以通过对每一驱动系数创建时域波形并对其进行求和，或通过执行逆FFT等等来执行。在1960，时域波形通过桥接T型补偿器，以补偿由驱动系数占用的频带中的镜子的共振模式，以及在1970，由时域波形驱动扫描镜。 

尽管结合某些实施例，描述了本发明，应理解到在不背离本发明的范围的情况下，可以对其进行改进和变形。这些改进和变形视为在本发明和附加权利要求的范围内。 

Claims (11)

1.一种装置，包括：

扫描镜，所述扫描镜具有快扫轴和慢扫轴，所述慢扫轴具有位置检测器；

外控制回路，所述外控制回路在频域中进行操作，以响应从所述位置检测器接收的位置信息，来确定驱动信号的谐波系数；以及

内控制回路，所述内控制回路在时域中进行操作，以便对在由驱动信号的谐波系数占用的频带内的频率的扫描镜共振模式进行补偿。

2.如权利要求1所述的装置，其中，所述内回路包括对所述扫描镜共振模式进行补偿的桥接T型补偿器。

3.如权利要求1所述的装置，其中，所述内回路包括滤波，以消除在由所述驱动信号的谐波系数占用的频带外的一个或多个共振频率的频谱能量。

4.如权利要求3所述的装置，其中，所述内回路进一步包括最小均方（LMS）消音电路，所述最小均方（LMS）消音电路消除对应于所述快扫轴上的扫描镜运动的频谱能量。

5.如权利要求1所述的装置，其中，所述外回路包括迭代谐波确定块，所述迭代谐波确定块在每次迭代时，按不等量修改所述驱动系数。

6.如权利要求5所述的装置，其中，按与扫描镜频率响应的倒数成比例的量，修改所述驱动系数的每一个。

7.如权利要求5所述的装置，其中，所述迭代谐波确定块利用牛顿法离散近似来修改所述驱动系数的每一个。

8.一种移动设备，包括：

通信收发信机；

扫描镜；以及

慢扫扫描镜控制系统，所述慢扫扫描镜控制系统具有在频域中操作的外回路，和在时域中操作的内回路。

9.如权利要求8所述的移动设备，其中，所述外回路使用牛顿法离散近似来确定扫描镜谐波驱动系数。

10.如权利要求8所述的移动设备，其中，所述内回路包括补偿电路，所述补偿电路对在用来驱动扫描镜的慢扫轴的频带内的扫描镜共振模式进行补偿。

11.如权利要求8所述的移动设备，其中，所述内回路包括最小均方（LMS）消音电路，所述最小均方（LMS）消音电路消除快扫频率处的频谱能量。

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