CN103141037B - 光传送系统、光发送装置以及光接收装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的光传送系统在光发送部（100）中生成在时间轴上各偏振波分量交替存在，同时存在的时间大致为零，各偏振波分量的光信号的码元重复周期成为Ts的光信号，在光接收部（300）中，在使本地振荡光和接收光信号干涉之后，将干涉后的光信号变换为电信号，在接收电信号处理部（400）中，进行电信号的模拟/数字变换、各偏振波信号分量之间的Ts/2的延迟差的去除、以及该延迟差以外的畸变的自适应均衡。

Description

光传送系统、光发送装置以及光接收装置
技术领域
本发明涉及使用了数字相干方式的光传送系统、光发送装置以及光接收装置。
背景技术
为了以40Gbit/s、100Gbit/s那样的大容量光传送，光信号对噪声功率界限的克服、高密度波分复用成为课题。作为克服光信号对噪声功率界限的技术，相对于以往的通断键控（On－OffKeying：OOK），已知2值相移调制（BinaryPhase－ShiftKeying：BPSK，二相移键控）、4值PSK（QuaternaryPhase－ShiftKeying：QPSK，四相相移键控）的利用。另外，为了高密度波分复用，已知通过对正交的2个偏振波分量分配独立的信号的偏振波复用而将每1码元的传送比特数增加至2倍的方式，如QPSK、16值正交振幅调制（QuadratureAmplitudeModulation：QAM）那样提高信号复用度而增加每1码元的传送比特数的方式。在QPSK、16QAM中，在光发送器中，对同相位轴（In－Phase轴：I轴）、和正交相位轴（Quadrature－Phase轴：Q轴）分配信号而传送。
另外，对同步检波方式组合数字信号处理来接收这些光调制信号的数字相干方式得到了瞩目。在该方式中，能够通过利用同步检波的线性的光电变换、利用数字信号处理的固定的、半固定的以及自适应的线性均衡，实现接收器中的稳定的复用信号分离、和向原来的信号的复原。因此，能够实现针对在传送路径中产生的波长色散、偏振波模式色散（Polarization－ModeDispersion：PMD）等引起的线性的波形畸变的优良的均衡特性、优良的噪声耐力。
通常，在数字相干方式中，使用对正交的2个偏振波分量（X偏振波分量以及Y偏振波分量）分配独立的信号分量（Ex以及Ey）的偏振波复用方式。图23、图24是示出在以往技术的偏振波复用方式中通常使用的偏振波复用信号的时间轴表现的图。图23是Ex和Ey在时间轴上完全比特同步了的例子。图24是Ex和Ey在时间轴上偏离了半码元的例子（例如，参照非专利文献1、非专利文献2）。
非专利文献1：SebJ.Savory，“DigitalFiltersforCoherentOpticalReceivers”，OpticsExpress，vol.16，no.2，pp.804－817，2008.
非专利文献2：OpticalInternetworkingForum，“100GUltraLongHaulDWDMFrameworkDocument”，http：//www.oiforum.com/public/documents/OIF－FD－100G－DWDM－01.0.pdf，June2009.
发明内容
但是，根据上述以往技术，在时间轴上同时对正交的X偏振波分量和Y偏振波分量复用了同一波长的信号分量Ex、Ey，所以存在由于光纤中的非线性光学效果，而在Ex-Ey之间产生非线性的相互作用这样的课题。另外，存在在Ex-Ey之间产生的非线性干涉在接收器中的线性自适应均衡器中无法均衡，导致信号质量过度劣化这样的问题。
例如，在图23所示的时间波形中，Ex和Ey在时间轴上完全实现了比特同步，所以Ex-Ey之间的非线性干涉导致传送质量劣化。另外，在图24所示的时间波形中，Ex和Ey的波形的峰值在时间上偏离，所以非线性的相互作用所致的传送质量劣化被降低，但在Ex与Ey之间存在重叠时间，所以产生光纤非线性效果所致的Ex-Ey之间的非线性干涉。
本发明是为了解决上述课题而完成的，其目的在于降低在正交偏振波复用信号中产生的非线性干涉，提高传送质量。
本发明提供一种光传送系统，其特征在于，具备光发送部、光接收部、以及接收电信号处理部，该光发送部具有：脉冲信号生成部，针对码元重复周期Ts，生成成为Ts/2以下的脉冲宽度的脉冲信号；数据调制部，根据发送数据信号，生成数据调制信号；以及偏振波交织部，生成大致正交的2个偏振波分量之间的延迟差成为码元重复周期Ts的一半（Ts/2）的偏振波复用信号，该光接收部具有：本地振荡光源，生成与从所述光发送部接收到的光信号的中心波长对应的光；光干涉部，使由所述本地振荡光源生成的光、和从所述光发送部接收到的光信号干涉；以及光电变换部，将来自所述光干涉部的输出变换为电信号，该接收电信号处理部具有：模拟/数字变换部，将从所述光接收部输出的电信号变换为数字信号；以及数字信号处理部，对所述数字信号进行偏振波信号分量之间的Ts/2的延迟差的去除、和该延迟差以外的畸变的自适应均衡，所述光发送部生成在时间轴上各偏振波分量交替存在，同时存在的时间大致为零，各偏振波分量的光信号的重复周期成为Ts的光信号。
根据本发明，能够降低在正交偏振波复用信号之间产生的非线性干涉，提高传送质量。
附图说明
图1是示出本发明的实施方式1的光传送系统的结构例的图。
图2是示出本发明的实施方式1的偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器的结构例的图。
图3是示出本发明的实施方式1的偏振波交织器的结构例的图。
图4是示出本发明的实施方式1的偏振波复用交织型调制器的结构例的图。
图5是示出由本发明的实施方式1的光发送部生成的CW光的时间波形的例子的图。
图6是示出由本发明的实施方式1的光发送部生成的脉冲化光信号的时间波形的例子的图。
图7是示出由本发明的实施方式1的光发送部生成的X偏振波脉冲化QPSK光信号的时间波形的例子的图。
图8是示出由本发明的实施方式1的光发送部生成的Y偏振波脉冲化QPSK光信号的时间波形的例子的图。
图9是示出由本发明的实施方式1的光发送部生成的偏振波复用QPSK光信号的时间波形的例子的图。
图10是示出由本发明的实施方式1的光发送部生成的偏振波复用交织QPSK光信号的时间波形的例子的图。
图11是示出本发明的实施方式1的数字信号处理部的结构例的图。
图12是示出本发明的实施方式1的偏振波复原部的结构例的图。
图13是示出本发明的实施方式2的光传送系统的结构例的图。
图14是示出由本发明的实施方式2的光发送部生成的CW光的时间波形的例子的图。
图15是示出由本发明的实施方式2的光发送部生成的CSRZ光信号的时间波形的例子的图。
图16是示出由本发明的实施方式2的光发送部生成的CSRZ－QPSK光信号的时间波形的例子的图。
图17是示出由本发明的实施方式2的光发送部生成的偏振波复用交织QPSK光信号的时间波形的例子的图。
图18是示出变更了图13的光发送部的配置的光传送系统的结构例。
图19是示出由图18中的光发送部生成的CW光的时间波形的例子的图。
图20是示出由图18中的光发送部生成的QPSK光信号的时间波形的例子的图。
图21是示出由图18中的光发送部生成的CSRZ－QPSK光信号的时间波形的例子的图。
图22是示出由图18中的光发送部生成的偏振波复用交织QPSK光信号的时间波形的例子的图。
图23是示出以往的方法的偏振波复用信号的时间波形的图中的、对信号成分进行了比特同步了的例子。
图24是示出以往的方法的偏振波复用信号的时间波形的图中的、在时间轴上将信号成分偏离了半码元的例子。
（符号说明）
100、800：光发送部；101、801：第1电信号源；102、802：第2电信号源；103-A、103-B、103-C、103-D、103-E、803-A、803-B、803-C、803-D：电放大器；104、804：光源；105、805：马赫曾德尔调制器；106：偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器；107：偏振波交织器；108：偏振波复用交织型调制器；200：光传送部；300：光接收部；301：本地振荡光源；302：光90度混合；303-A、303-B、303-C、303-D：平衡型光电变换器；400：接收电信号处理部；401-A、401-B、401-C、401-D：模拟/数字变换器；402：数字信号处理部；511：光分支部；512：偏振波变换部；513：光耦合部；514-A、514-B：数据调制部；515：延迟部；611：偏振波分支部；612：非延迟部；613：延迟部；614：偏振波耦合部；701：固定失真调整部；702-A、702-B：波长色散补偿部；703：偏振波复原部；704-A、704-B：载波频率偏移补偿部；705-A、705-B：载波相位偏移补偿部；706-A、706-B：识别部；806：双并行马赫曾德尔调制器；807：偏振波调制器；1000：光接收装置。
具体实施方式
以下，根据附图，详细说明本发明的光传送系统的实施方式。另外，以下说明的实施方式是使本发明具体化时的一个方式，本发明不限于该范围内。
实施方式1.
图1是示出本发明的实施方式1的光传送系统的结构例的图。如图1所示，本实施方式的光传送系统具备光发送部（光发送装置）100、光传送部200、以及光接收装置1000。光接收装置1000具备光接收部300和接收电信号处理部400。在以下的实施方式所示的光传送系统中也同样。从光发送部100送出的光信号经由光传送部200而到达光接收部300。针对接收到的光信号，在通过光接收部300变换为电信号之后，通过接收电信号处理部400电气地进行信号处理。
光发送部100具备第1电信号源101、第2电信号源102、电放大器103-A、103-B、103-C、103-D、103-E、光源104、马赫曾德尔调制器105、偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106、以及偏振波交织器107。
光传送部200连接光发送部100和光接收部300。在光传送部200中，例如也可以包括光纤、光复用/解复用装置、波长色散补偿装置、光放大装置等在通常的光传送系统中设想的各种装置。
光接收部300具备本地振荡光源301、光90度混合302、以及平衡型光电变换器303-A、303-B、303-C、303-D。
接收电信号处理部400具备模拟/数字变换器401-A、401-B、401-C、401-D、以及数字信号处理部402。
以下，说明本实施方式的光传送系统的动作。以下，说明生成40Gbit/s偏振波复用QPSK光信号的例子。40Gbit/s偏振波复用QPSK光信号能够针对每1码元进行4比特的通信，码元重复频率fs是10GHz。另外，码元重复周期是Ts（=1/fs）。另外，本实施方式能够应用于其他传送速率、各种调制方式，不限于该例子。另外，在本实施方式中，使偏振波复用QPSK光信号的各偏振波分量交织而生成偏振波复用交织QPSK光信号。
第1电信号源101根据从外部输入的发送数据信号，生成时钟信号、4个体系的数据信号、即X偏振波/I轴电信号exI、X偏振波/Q轴电信号exQ、Y偏振波/I轴电信号eyI、以及Y偏振波/Q轴电信号eyQ。4个体系的数据信号例如被分别并行展开而低速化为实际比特率40Gbit/s的1/16。时钟信号也同样地低速化。第1电信号源101将低速化为1/16的速度的4个体系的数据信号和时钟信号输出到第2电信号源102。利用上述比率的低速化是一个例子，本发明不限于此。另外，4个体系的数据信号相当于本发明中的第1电信号的一个例子，时钟信号相当于本发明中的第2电信号的一个例子。
第2电信号源102根据所输入的4个体系的数据信号和时钟信号，生成码元速率fs（=10Gsymbol/s）的4个体系的数据信号、和使周期成为Ts/2（=50ps）并在2周期中仅一次具有Ts/2（=50ps）的脉冲宽度的脉冲信号。另外，第2电信号源102将所生成的X偏振波/I轴电信号输出到电放大器103-B，将所生成的X偏振波/Q轴电信号输出到电放大器103-C，将所生成的Y偏振波/I轴电信号输出到电放大器103-D，将所生成的Y偏振波/Q轴电信号输出到电放大器103－E，将所生成的脉冲信号输出到电放大器103-A。另外，在本实施方式中，脉冲宽度是Ts/2，但为了进一步降低偏振波分量之间的非线性干涉，也可以成为Ts/2以下。另外，所生成的4个体系的数据信号相当于本发明中的第3电信号的一个例子，所生成的脉冲信号相当于本发明中的第4电信号的一个例子。
上述脉冲信号能够通过例如取频率fs/2（=5GHz）与频率fs（10GHz）的时钟信号的逻辑与来得到。作为一个例子，如以下那样得到频率fs/2（=5GHz）的逻辑时钟信号d1与频率fs（=10GHz）的逻辑时钟信号d2的逻辑与d3。
d1=0，0，1，1，0，0，1，1，0，0，···（1）
d2=0，1，0，1，0，1，0，1，0，1，···（2）
d3=0，0，0，1，0，0，0，1，0，0，···（3）
其中，1个逻辑所占的时间宽度相当于Ts/2（=50ps）。逻辑时钟信号d1以及d2分别被视为典型的、占空比50%的逻辑RZ（ReturntoZero，归零）信号，另一方面，d3成为相对d2的周期Ts/2（=50ps）在2个周期中具有一次脉冲的、占空比25%的逻辑RZ信号。
电放大器103-A将从第2电信号源102输入的脉冲信号放大至与马赫曾德尔调制器105的半波长电压大致等同，并输出到马赫曾德尔调制器105。电放大器103－B将从第2电信号源102输入的X偏振波/I轴电信号放大至偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106的半波长电压的大致2倍，并输出到偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106。电放大器103-C将从第2电信号源102输入的X偏振波/Q轴电信号放大至偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106的半波长电压的大致2倍，并输出到偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106。电放大器103-D将从第2电信号源102输入的Y偏振波/I轴电信号放大至偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106的半波长电压的大致2倍，并输出到偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106。电放大器103-E将从第2电信号源102输入的Y偏振波/Q轴电信号放大至偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106的半波长电压的大致2倍，并输出到偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106。
光源104生成CW光，并输出到马赫曾德尔调制器105。
马赫曾德尔调制器105针对从光源104输入的CW光通过从电放大器103-A输入的放大了的脉冲信号进行脉冲调制而生成脉冲化光信号，并将脉冲化光信号输出到偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106。马赫曾德尔调制器105相当于本发明中的脉冲信号生成部的一个例子。另外，脉冲信号生成部也可以使用马赫曾德尔调制器以外的其他方法。例如，也可以是电场吸收型光调制器等。
图2是示出本实施方式的偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器的结构例的图。如图所示，偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106具备光分支部511、偏振波变换部512、光耦合部513、以及数据调制部514-A、514-B。偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106生成2个体系的空分复用了的单一偏振波信号，并对所生成的2个体系的光信号进行偏振波复用。
偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106对从马赫曾德尔调制器105输入的脉冲化光信号进行QPSK调制以及偏振波复用而生成偏振波复用QPSK光信号，并将偏振波复用QPSK光信号输出到偏振波交织器107。在偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106中的偏振波复用QPSK调制中，使用从电放大器103-B输入的、放大了的X偏振波/I轴电信号、从电放大器103-C输入的、放大了的X偏振波/Q轴信号、从电放大器103－D输入的、放大了的Y偏振波/I轴电信号、以及从电放大器103-E输入的、放大了的Y偏振波/Q轴信号。
接下来，说明图2中的偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106的动作。光分支部511在对所输入的光信号的偏振波状态进行保持的同时进行二分支，将二分支了的各个光信号输出到数据调制部514-A以及514-B。数据调制部514-A针对从光分支部511输入的光信号通过从外部输入的数据调制用电信号进行调制，将调制后的光信号输出到偏振波变换部512。偏振波变换部512将从数据调制部514-A输入的光信号的偏振波状态进行变换，以使所输入的光信号的偏振波状态与输出的光的偏振波状态成为正交关系，将偏振波状态被变换的光信号输出到光耦合部513。数据调制部514-B将从光分支部511输入的光信号通过从外部输入的数据调制用电信号进行调制，将调制后的光信号输出到光耦合部513。光耦合部513在保持偏振波状态的同时使从偏振波变换部512输入的光信号、和从数据调制部514-B输入的光信号耦合，并输出到外部。
此处，在生成40Gbit/s偏振波复用QPSK光信号的情况下，例如，能够在数据调制部514-A中使用X偏振波用双并行马赫曾德尔调制器，在数据调制部514-B中使用Y偏振波用双并行马赫曾德尔调制器。10Gsymbol/s的X偏振波/I轴电信号以及10Gsymbol/s的X偏振波/Q轴电信号被并行地输入到X偏振波用双并行马赫曾德尔调制器。10Gsymbol/s的Y偏振波/I轴电信号以及10Gsymbol/s的Y偏振波/Q轴电信号被并行地输入到Y偏振波用双并行马赫曾德尔调制器。X偏振波用双并行马赫曾德尔调制器依照X偏振波/I轴电信号和X偏振波/Q轴电信号进行QPSK调制。Y偏振波用双并行马赫曾德尔调制器依照Y偏振波/I轴电信号和Y偏振波/Q轴电信号进行QPSK调制。
另外，也可以在数据调制部514-A中，并非使用2个马赫曾德尔调制器并行地连接的双并行马赫曾德尔调制器，而使用通常的马赫曾德尔调制器。数据调制部514－B也是同样的。数据调制部514-A、514-B中使用的马赫曾德尔调制器能够根据调制方式、所需的传送质量等适宜选择。
第2电信号源102进行用于使马赫曾德尔调制器105中的脉冲化调制和偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106中的各QPSK调制的定时进行比特同步的同步控制。对于比特同步的方法，例如，也可以为了防止温度变化所致的相移，准备保存了使温度变化量和相位调整量对应起来的信息的表格，第2电信号源102从表格抽出与温度变化量对应的相位调整量，进行同步控制。或者，第2电信号源102也可以接收从偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106输出的光信号的一部分，进行相位调整以使光功率最佳化而进行同步控制。作为使光功率最佳化的方法，也可以对驱动偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106的电信号重叠低频分量，接收从偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106输出的光信号的一部分，根据从接收到的光信号抽出的低频分量进行同步控制。同步控制的方法不限于上述，也可以使用其他方法。
根据输入到马赫曾德尔调制器105的脉冲信号决定上述同步的定时。例如，不应将处于脉冲信号波形的两端的、从0上升到1的状态、或者、从1下降到0的状态（以下称为迁移区域）作为同步的定时，而应将并非迁移区域的脉冲信号波形的中央和其附近的1或者0的状态（以下称为非迁移区域）作为同步的定时。在使非迁移区域成为同步的定时的情况下，脉冲信号的非迁移区域、和从数据调制部514-A、514-B输出的QPSK光信号的中央部分大致一致。在使用迁移区域的情况下数据的中央部分的光功率极小，产生大幅的性能劣化。
图3是示出本实施方式的偏振波交织器107的结构例的图。如图所示，偏振波交织器107具备偏振波分支部611、非延迟部612、延迟部613、以及偏振波耦合部614。
偏振波交织器107对从偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106输入的偏振波复用QPSK光信号的X偏振波光信号与Y偏振波光信号之间，提供与大致与Ts/2（=50ps）相当的延迟差，对各偏振波分量进行复用。例如，通过使光信号通过偏振波保持光纤等双折射介质，能够提供期望的延迟。偏振波交织器107相当于本发明中的偏振波交织部的一个例子。
接下来，说明图3中的偏振波交织器107的动作。偏振波分支部611使所输入的偏振波复用QPSK光信号（例如，在X偏振波和Y偏振波中具有独立的信号）分支为X偏振波光信号和Y偏振波光信号，将X偏振波光信号输出到非延迟部612，将Y偏振波光信号输出到延迟部613。非延迟部612将从偏振波分支部611输入的X偏振波光信号输出到偏振波耦合部614。延迟部613对从偏振波分支部611输入的Y偏振波光信号，相对于通过非延迟部612的X偏振波光信号相对地提供Ts/2（=50ps）的延迟，将提供了延迟的Y偏振波光信号输出到偏振波耦合部614。在偏振波耦合部614中，使从非延迟部612输入的X偏振波光信号、与从延迟部613输入的提供了延迟的Y偏振波光信号保持偏振波状态的同时进行耦合，并输出到外部。
另外，偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106和偏振波交织器107也可以是集成化的结构。图4是示出本实施方式的偏振波复用交织型调制器的结构例的图。偏振波复用交织型调制器108在图2的结构中添加了延迟部515。
接下来，说明图4中的偏振波复用交织型调制器108的动作。对具有与图2相同的功能的结构附加同一符号，省略重复的说明。延迟部515对从数据调制部514-B输入的光信号提供大致Ts/2（=50ps）的延迟，将提供了延迟的光信号输出到光耦合部513。由此，对在通过数据调制部514-A的路径中得到的X偏振波光信号、与在通过数据调制单元514-B的路径中得到的Y偏振波光信号之间，提供Ts/2（=50ps）的延迟差。
图5～图10是示出由本实施方式的光发送部100生成的光信号的时间波形的变化的样子的图。图5是示出从光源104输出的CW光的时间波形的图。针对CW光，通过马赫曾德尔调制器105进行脉冲调制，而变化为图6所示的脉冲化光信号。针对脉冲化光信号的X偏振波光信号和Y偏振波光信号，通过偏振波复用型双并行马赫曾德尔调制器106，分别进行QPSK调制而变化为图7以及图8所示的QPSK光信号，并且进行偏振波复用而变化为图9所示的偏振波复用QPSK光信号。针对偏振波复用QPSK光信号，通过偏振波交织器107进行偏振波交织，变化为图10所示的偏振波复用交织QPSK光信号。
在图10所示的偏振波复用交织QPSK光信号中，对大致正交的X偏振波分量以及Y偏振波分量分配独立的信号分量Ex、Ey，Ex和Ey在时间轴上同时存在的时间大致为零，在时间轴上Ex和Ey交替存在，Ex和Ey存在的周期分别为Ts。其中，在将比特率设为B，将调制方式的多值度设为m时，用m/B来表示码元重复周期Ts。另外，对于Ex和Ey的时间轴上的重叠，Ex和Ey同时存在的时间大致为零。即，Ex和Ey同时存在的时间成为零是理想的，但也可以产生针对所需的传送送号质量容许的程度的Ex和Ey的重叠。
从偏振波交织器107输出的偏振波复用交织光信号经由光传送部200，到达光接收部300的光90度混合302。
本地振荡光源301生成具有与传送后的光信号的中心波长大致一致的中心波长的CW光，将CW光输出到光90度混合302。
光90度混合302使从光传送部200输入的传送后的光信号、和从本地振荡光源301输入的CW光干涉，而生成由与X’偏振波分量和Y’偏振波分量各自的I’轴分量、Q’轴分量对应的和分量、差分量决定的8个分量，将各个分量输出到平衡型光电变换器303-A、303-B、303-C、303-D。例如，X’偏振波/I’轴的和分量以及差分量被输出到平衡型光电变换器303-A，X’偏振波/Q’轴的和分量以及差分量被输出到平衡型光电变换器303-B，Y’偏振波/I’轴的和分量以及差分量被输出到平衡型光电变换器303-C，Y’偏振波/Q’轴的和分量以及差分量被输出到平衡型光电变换器303-D。另外，本发明不限于这些对应关系。
另外，由于光传送部200中的偏振波状态变化、相位变化的影响，X’偏振波分量和Y’偏振波分量与光发送部100输出点处的X偏振波分量和Y偏振波分量一般不一致。另外，对于I’轴分量和Q’轴分量，发送器输出点处的I轴分量和Q轴分量一般也不一致。光90度混合302相当于本发明中的光干涉部的一个例子。
平衡型光电变换器303-A对从光90度混合302输入的干涉后的光信号的和分量以及差分量进行光电变换，将X’偏振波/I’轴电信号输出到模拟/数字变换器401-A。平衡型光电变换器303-B对从光90度混合302输入的干涉后的光信号的和分量以及差分量进行光电变换，将X’偏振波/Q’轴电信号输出到模拟/数字变换器401-B。平衡型光电变换器303-C对从光90度混合302输入的干涉后的光信号的和分量以及差分量进行光电变换，将Y’偏振波/I’轴电信号输出到模拟/数字变换器401-C。平衡型光电变换器303-D对从光90度混合302输入的干涉后的光信号的和分量以及差分量进行光电变换，将Y’偏振波/Q’轴电信号输出到模拟/数字变换器401-D。平衡型光电变换器303-A、303-B、303-C、303-D例如能够通过光检测器（Photodetector）和跨阻放大器（TransimpedanceAmplifier）的组合来实现。这些平衡型光电变换器相当于本发明中的光电变换部的一个例子。
模拟/数字变换器401-A将从平衡型光电变换器303-A输入的X’偏振波/I’轴电信号变换为数字信号，输出到数字信号处理部402。模拟/数字变换器401-B将从平衡型光电变换器303-B输入的X’偏振波/Q’轴电信号变换为数字信号，输出到数字信号处理部402。模拟/数字变换器401-C将从平衡型光电变换器303-C输入的Y’偏振波/I’轴电信号变换为数字信号，输出到数字信号处理部402。模拟/数字变换器401-D将从平衡型光电变换器303-D输入的Y’偏振波/Q’轴电信号变换为数字信号，输出到数字信号处理部402。在模拟/数字变换中，进行连续时间信号的离散时间化、和振幅电平的量化这双方。利用离散时间化的采样速度相对码元速率之比被设定为1采样/码元(Sample/symbol)以上，一般被设定为2采样/码元(Sample/symbol)的情况较多。模拟/数字变换器401-A、401-B、401-C、401-D相当于本发明中的模拟/数字变换部的一个例子。
数字信号处理部402根据从模拟/数字变换器401-A、401-B、401-C、402-D输入的各数字信号，进行接收电信号处理。图11是示出本发明的实施方式的数字信号处理部的结构例的图。如图所示，数字信号处理部402具备固定失真调整部701、波长色散补偿部702-A、702-B、偏振波复原部703、载波频率偏移补偿部704-A、704-B、载波相位偏移补偿部705-A、705-B、以及识别部706-A、706-B。数字信号处理部402例如能够通过数字信号处理器（DigitalSignalProcessor）、FPGA（FieldProgrammableGateArray，现场可编程门阵列）、ASIC（ApplicationSpecificIntegratedCircuit，专用集成电路）等数字信号处理装置实现。
接下来，说明图11中的数字信号处理部402的动作。固定失真调整部701对从外部输入的X’偏振波/I’轴数字信号、X’偏振波/Q’轴数字信号、Y’偏振波/I’轴数字信号、以及Y’偏振波/Q’轴数字信号，进行在光传送系统内的光电电路中固有的固定延迟差调整，生成延迟对齐的数字数据。固定失真调整部701将延迟调整了的X’偏振波分量输出到波长色散补偿部702-A，将延迟调整了的Y’偏振波分量输出到波长色散补偿部702-B。
波长色散补偿部702-A针对从固定失真调整部701输入的X’偏振波/I’轴以及X’偏振波/Q’轴数字数据，补偿在传送过程中产生的波长色散，将波长色散补偿了的X’偏振波/I’轴以及X’偏振波/Q’轴数字数据输出到偏振波复原部703。波长色散补偿部702-B针对从固定失真调整部701输入的Y’偏振波/I’轴以及Y’偏振波/Q’轴数字数据，补偿在传送过程中产生的波长色散，将波长色散补偿了的Y’偏振波/I’轴以及Y’偏振波/Q’轴数字数据输出到偏振波复原部703。
波长色散补偿部702-A、702-B例如通过频率区域均衡、有限长脉冲响应（FiniteImpulseResponse：FIR）滤波器进行时间区域均衡。如果是变动周期长的波形畸变，则波长色散以外的波形畸变也能够均衡。
偏振波复原部703根据从波长色散补偿部702-A输入的X’偏振波/I’轴以及X’偏振波/Q’轴数字数据、和从波长色散补偿部702-B输入的Y’偏振波/I’轴以及Y’偏振波/Q’轴数字数据，复原原来的X偏振波信号以及Y偏振波信号，对由光发送部100交织了的偏振波分量进行解交织。另外，偏振波复原部703使未由波长色散补偿部702-A、702-B补偿而残留的波长色散、在传送过程中产生的PMD、各设备中的频带不足等所引起的劣化等至少部分性地均衡。处理后的X偏振波分量被输出到载波频率偏移补偿部704-A，处理后的Y偏振波分量被输出到载波频率偏移补偿部704-B。
例如，偏振波复原部703的处理也可以是通过非专利文献1记载的蝶型FIR滤波器一并实现的处理。通过将上述蝶型FIR滤波器的抽头长n设定为数码元以上，能够补偿Ts/2（=50ps）以上的PMD。偏振波交织等于发生大致Ts/2（=50ps）的固定的DGD（DifferentialGroupDelay，差分群时延），所以只要能够补偿Ts/2（=50ps）以上的PMD，就能够无问题地解调。偏振波复原部703识别在成为处理对象的数字数据中预先包含成为Ts/2的PMD，进行各偏振波信号分量之间的Ts/2的延迟差的去除、和该延迟差以外的畸变的自适应均衡。
图12是示出本实施方式的偏振波复原部的结构例的图。说明如图所示，作为偏振波复原部703的例子使用了蝶型FIR滤波器的例子。蝶型FIR滤波器具备复数信号生成部901-A、901-B、复数加法部902-1、902-2、902-3、···、902-（n-1）、903-1、903-2、903-3、···、903-（n-1）、904-1、904-2、904-3、···、904-（n-1）、905-1、905-2、905-3、···、905-（n-1）、906-A、906-B、延迟部907-1、907-2、907-3、···、907-（n-1）、908-1、908-2、908-3、···、908-（n-1）、909-1、909-2、909-3、···、909-（n-1）、910-1、910-2、910-3、···、910-（n-1）、复数乘法部911-1、911-2、911-3、911-4···、911-n、912-1、912-2、912-3、912-4···、912-n、913-1、913-2、913-3、913-4···、913-n、914-1、914-2、914-3、914-4···、914-n、抽头系数保持部915-A、915-B、915-C、915-D、抽头系数生成部916、以及输出数据选择部917-A、917-B。在上述中n是自然数。以下相同。
复数信号生成部901-A生成以从外部输入的X’偏振波/I’轴数字数据为实部、以从外部输入的X’偏振波/Q’轴数字数据为虚部的复数，分别输出到复数乘法部911-1以及913-1和延迟部907-1以及909-1。复数信号生成部901-B生成以从外部输入的Y’偏振波/I’轴数字数据为实部、以从外部输入的Y’偏振波/Q’轴数字数据为虚部的复数，分别输出到复数乘法部912-1以及914-1和延迟部908-1以及910-1。
在延迟部907-1中将从复数信号生成部901-A输入的数字数据保持规定的时间τ，在经过时间τ之后向复数乘法部911-2和延迟部907-2输出数字数据。在延迟部908-1中将从复数信号生成部901-B输入的数字数据保持规定的时间τ，在经过时间τ之后向复数乘法部912-2和延迟部908-2输出数字数据。在延迟部909-1中将从复数信号生成部901-A输入的数字数据保持规定的时间τ，在经过时间τ之后向复数乘法部913-2和延迟部909-2输出数字数据。在延迟部910-1中将从复数信号生成部901-B输入的数字数据保持规定的时间τ，在经过时间τ之后向复数乘法部914-2和延迟部910-2输出数字数据。
在延迟部907-k（k=2，3，···，n-2）中，将从延迟部907-（k-1）输入的数字数据保持规定的时间τ，在经过时间τ之后向复数乘法部911-（k+1）和延迟部907-（k+1）输出数字数据。在延迟部908-k（k=2，3，···，n-2）中，将从延迟部908-（k-1）输入的数字数据保持规定的时间τ，在经过时间τ之后向复数乘法部912-（k+1）和延迟部908-（k+1）输出数字数据。在延迟部909-k（k=2，3，···，n-2）中，将从延迟部909-（k-1）输入的数字数据保持规定的时间τ，在经过时间τ之后向复数乘法部913-（k+1）和延迟部909-（k+1）输出数字数据。在延迟部910-k（k=2，3，···，n-2）中，将从延迟部910-（k-1）输入的数字数据保持规定的时间τ，在经过时间τ之后向复数乘法部914-（k+1）和延迟部910-（k+1）输出数字数据。
在延迟部907-（n-1）中，将从延迟部907-（n-2）输入的数字数据保持规定的时间τ，在经过时间τ之后向复数乘法部911-n输出数字数据。在延迟部908-（n-1）中，将从延迟部908-（n-2）输入的数字数据保持规定的时间τ，在经过时间τ之后向复数乘法部912-n输出数字数据。在延迟部909-（n-1）中，将从延迟部909-（n-2）输入的数字数据保持规定的时间τ，在经过时间τ之后向复数乘法部913-n输出数字数据。在延迟部910-（n-1）中，将从延迟部910-（n-2）输入的数字数据保持规定的时间τ，在经过时间τ之后向复数乘法部914-n输出数字数据。
在复数乘法部911-1中，对从复数信号生成部901-A输入的数字数据、和从抽头系数保持部915-A输入的抽头系数进行复数乘法，将运算结果输出到复数加法部902-1。在复数乘法部912-1中，对从复数信号生成部901-B输入的数字数据、和从抽头系数保持部915-B输入的抽头系数进行复数乘法，将运算结果输出到复数加法部903-1。在复数乘法部913-1中，对从复数信号生成部901-A输入的数字数据、和从抽头系数保持部915-C输入的抽头系数进行复数乘法，将运算结果输出到复数加法部904-1。在复数乘法部914-1中，对从复数信号生成部901-B输入的数字数据、和从抽头系数保持部915-D输入的抽头系数进行复数乘法，将运算结果输出到复数加法部905-1。
在复数乘法部911-k（k=2，3，···，n）中，对从延迟部907-（k-1）输入的数字数据、和从抽头系数保持部915-A输入的抽头系数进行复数乘法，将运算结果输出到复数加法部902-（k-1）。在复数乘法部912-k（k=2，3，···，n）中，对从延迟部908-（k-1）输入的数字数据、和从抽头系数保持部915-B输入的抽头系数进行复数乘法，将运算结果输出到复数加法部903-（k-1）。在复数乘法部913-k（k=2，3，···，n）中，对从延迟部909-（k-1）输入的数字数据、和从抽头系数保持部915-C输入的抽头系数进行复数乘法，将运算结果输出到复数加法部904-（k-1）。在复数乘法部914-k（k=2，3，···，n）中，对从延迟部910-（k-1）输入的数字数据、和从抽头系数保持部915-D输入的抽头系数进行复数乘法，将运算结果输出到复数加法部905-（k-1）。
在复数加法部902-1中，进行从复数乘法部911-1输入的数字数据、和从复数乘法部911-2输入的数字数据的复数加法，将运算结果输出到复数加法部902-2。在复数加法部903-1中，进行从复数乘法部912-1输入的数字数据、和从复数乘法部912-2输入的数字数据的复数加法，将运算结果输出到复数加法部903-2。在复数加法部904-1中，进行从复数乘法部913-1输入的数字数据、和从复数乘法部913-2输入的数字数据的复数加法，将运算结果输出到复数加法部904-2。在复数加法部905-1中，进行从复数乘法部914-1输入的数字数据、和从复数乘法部914-2输入的数字数据的复数加法，将运算结果输出到复数加法部905-2。
在复数加法部902-k（k=2，3，···，n-2）中，进行从复数加法部902-（k-1）输入的数字数据、和从复数乘法部911-（k+1）输入的数字数据的复数加法，将运算结果输出到复数加法部902-（k+1）。在复数加法部903-k（k=2，3，···，n－2）中，进行从复数加法部903-（k-1）输入的数字数据、和从复数乘法部912-（k+1）输入的数字数据的复数加法，将运算结果输出到复数加法部903-（k+1）。在复数加法部904-k（k=2，3，···，n-2）中，进行从复数加法部904-（k-1）输入的数字数据、和从复数乘法部913-（k+1）输入的数字数据的复数加法，将运算结果输出到复数加法部904-（k+1）。在复数加法部905-k（k=2，3，···，n-2）中，进行从复数加法部905-（k-1）输入的数字数据、和从复数乘法部914-（k+1）输入的数字数据的复数加法，将运算结果输出到复数加法部905-（k+1）。
在复数加法部902-（n-1）中，进行从复数加法部902-（n-2）输入的数字数据、和从复数乘法部911-n输入的数字数据的复数加法，将运算结果输出到复数加法部906-A。在复数加法部903-（n-1）中，进行从复数加法部903-（n-2）输入的数字数据、和从复数乘法部912-n输入的数字数据的复数加法，将运算结果输出到复数加法部906-A。在复数加法部904-（n-1）中，进行从复数加法部904-（n-2）输入的数字数据、和从复数乘法部913-n输入的数字数据的复数加法，将运算结果输出到复数加法部906-B。在复数加法部905-（n-1）中，进行从复数加法部905-（n-2）输入的数字数据、和从复数乘法部914-n输入的数字数据的复数加法，将运算结果输出到复数加法部906-B。
在复数加法部906-A中，进行从复数加法部902-（n-1）输入的数字数据、和从复数加法部903-（n-1）输入的数字数据的复数加法，将运算结果输出到抽头系数生成部916和输出数据选择部917-A。在复数加法部906-B中，进行从复数加法部904-（n-1）输入的数字数据、和从复数加法部905-（n-1）输入的数字数据的复数加法，将运算结果输出到抽头系数生成部916和输出数据选择部917-B。
在抽头系数生成部916中，对从复数加法部906-A输入的数字数据、和从复数加法部906-B输入的数字数据，例如，应用包络线恒模算法（ConstantModulusAlgorithm：CMA）、判定指向型LMS（LeastMeanSquare，最小均方）算法，逐次更新抽头系数，将更新了的抽头系数分别输出到抽头系数保持部915-A、915-B、915-C、915-D。此处，通过CMA的遗漏捕捉，复数加法部906-A、906-B输出信号有可能分别收敛于同一偏振波分量，所以监视来自复数加法部906-A、906-B的输入信号的相关值，设定抽头系数以使各信号独立。抽头系数一般是复数。将X’偏振波分量中的、与X偏振波分量相当的分量输出到抽头系数保持部915-A，将X’偏振波分量中的、与Y偏振波分量相当的分量输出到抽头系数保持部915-C，将Y’偏振波分量中的、与X偏振波分量相当的分量输出到抽头系数保持部915-B，将Y’偏振波分量中的、与Y偏振波分量相当的分量输出到抽头系数保持部915-D。
在抽头系数保持部915-A中，保持从抽头系数生成部916输入的抽头系数，输出到复数乘法部911-1、911-2、911-3、···、911-n。输出到各复数乘法部的抽头系数一般取不同的值。在抽头系数保持部915-B中，保持从抽头系数生成部916输入的抽头系数，输出到复数乘法部912-1、912-2、912-3、···、912-n。输出到各复数乘法部的抽头系数一般取不同的值。在抽头系数保持部915-C中，保持从抽头系数生成部916输入的抽头系数，输出到复数乘法部913-1、913-2、913-3、···、913-n。输出到各复数乘法部的抽头系数一般取不同的值。在抽头系数保持部915-D中，保持从抽头系数生成部916输入的抽头系数，输出到复数乘法部914-1、914-2、914-3、···、914-n。输出到各复数乘法部的抽头系数一般取不同的值。
在输出数据选择部917-A中，选择从复数加法部906-A输入的数据，将所选择出的数据信号作为X偏振波信号输出到外部。在输出数据选择部917-B中，选择从复数加法部906-B输入的数据，将所选择出的数据信号作为Y偏振波信号输出到未图示的外部。以下，假设为对外部输出1Sample/symbol的采样速度比的数字数据。但是，本发明不对该采样速度比施加限制。
设为使用码元重复周期Ts通过τ=Ts/p表示延迟部907-k、908-k、909-k、910-k（k=1，2，···，n-1）的延迟量τ。在p=1的情况下，输出数据选择部917-A以及917-B选择全部输入数据并输出。在p>1的情况下，在使采样速度成为1/p之后，即将采样速度比向1Sample/symbol进行了速率变换之后输出。
考虑在输出数据选择部917-A以及917-B中向1/p进行速率变换时输出相同时刻的数据的情况、和输出不同时刻的数据的情况。例如，假设如果设为p=2，并将向输出数据选择部917-A的输入数据列e’xin、向输出数据选择部917-B的输入数据列e’yin分别表示为下式，
e’xin=e’x00，e’x01，e’x10，e’x11，···，e’xk0，e’xk1，···（4）
e’yin=e’y00，e’y01，e’y10，e’y11，···，e’yk0，e’yk1，···（5）
则来自输出数据选择部917-A的输出数据列e’xout、来自输出数据选择部917-B的输出数据列e’yout如
e’xout=e’x00，e’x10，···，e’xk0，···（6）
e’yout=e’y00，e’y10，···，e’yk0，···（7）
那样，输出相同的时刻的数据的情况、以及如
e’xout=e’x00，e’x10，···，e’xk0，···（8）
e’yout=e’y01，e’y11，···，e’yk1，···（9）
那样，输出不同的时刻的数据的情况。此处，在如本实施方式那样，在光发送部中对X偏振波与Y偏振波之间提供了Ts/2的延迟差的情况下，相比于式（8），优选通过类似于式（9）的形式处理。其原因为，在抽头系数生成部916中，如果生成抽头系数以在X偏振波与Y偏振波之间残留Ts/2的DGD，并通过输出数据选择部917-A、917-B补偿剩余的Ts/2的DGD，则由于是已知的DGD补偿，不需要分割蝶型FIR的均衡能力。
以下，说明在p=2的情况下，进行抽头系数的生成/更新以使Ts/2的DGD残留的方法。
通常，在使用CMA来进行偏振波复原时，将包络线的目标值设为a（>0），使X偏振波的输出信号的包络线值和Y偏振波的输出信号的包络线值始终接近a来更新抽头系数。
（X偏振波的包络线目标值）=a（10）
（Y偏振波的包络线目标值）=a（11）
此处，在对脉冲化了的信号进行偏振波复原的情况下，例如，也可以如下式那样设定包络线目标值（一般a≠b、a>0、b>0）。
（m=2n下的X偏振波的包络线目标值）=a（12）
（m=2n+1下的X偏振波的包络线目标值）=b（13）
（m=2n下的Y偏振波的包络线目标值）=a（t=2tk）（14）
（m=2n+1下的Y偏振波的包络线目标值）=b（t=2tk+1）（15）
其中，m、n是整数，m表示离散时间编号。在m=2n是脉冲中心的定时，m=2n+1是脉冲与脉冲的中间的定时时，考虑将包络线目标值设定为a=1并且b=0、或者、设定为a=1并且b=1/2等方法。
式（10）～（15）记载的包络线目标值设定方法是还包括Ts/2的DGD而通过蝶型FIR进行均衡的情况下的抽头系数生成/更新方法。为了使Ts/2的DGD有意地残留，如式（16）～（19）那样修正式（12）～（15）即可。
（m=2n下的X偏振波的包络线目标值）=a（t=2tk）（16）
（m=2n+1下的X偏振波的包络线目标值）=b（t=2tk+1）（17）
（m=2n下的Y偏振波的包络线目标值）=b（t=2tk）（18）
（m=2n+1下的Y偏振波的包络线目标值）=a（t=2tk+1）（19）
其原因为，在使Ts/2的DGD残留时，X偏振波的脉冲中心点（m=2n）相当于Y偏振波的脉冲与脉冲的中间点，Y偏振波的脉冲中心点（m=2n+1）相当于X偏振波的脉冲与脉冲的中间点。
载波频率偏移补偿部704－A根据从偏振波复原部703输入的X偏振波/I’轴以及X偏振波/Q’轴的数字数据，进行本地振荡光和接收信号光的中心频率偏移补偿，将补偿后的X偏振波/I’轴以及X偏振波/Q’轴数字数据输出到载波相位偏移补偿部705-A。载波频率偏移补偿部704-B根据从偏振波复原部703输入的Y偏振波/I’轴以及Y偏振波/Q’轴的数字数据，进行本地振荡光和接收信号光的中心频率偏移补偿，将补偿后的Y偏振波/I’轴以及Y偏振波/Q’轴数字数据输出到载波相位偏移补偿部705-B。
载波相位偏移补偿部705-A通过根据从载波频率偏移补偿部704-A输入的X偏振波/I’轴以及X偏振波/Q’轴的数字数据，进行信号光的相位偏移补偿，复原I轴/Q轴，将补偿后的X偏振波/I轴以及X偏振波/Q轴数字数据输出到识别部706-A。载波相位偏移补偿部705-B通过根据从载波频率偏移补偿部704-B输入的Y偏振波/I’轴以及Y偏振波/Q’轴的数字数据，进行信号光的相位偏移补偿，复原I轴/Q轴，将补偿后的Y偏振波/I轴以及Y偏振波/Q轴数字数据输出到识别部706-B。
识别部706-A根据从载波相位偏移补偿部705-A输入的X偏振波/I轴以及X偏振波/Q轴数字数据，识别X偏振波的I轴信号、Q轴信号，将识别后的数据输出到外部。在识别部706-B中，根据从载波相位偏移补偿部705-B输入的Y偏振波/I轴以及Y偏振波/Q轴的数字数据，识别Y偏振波的I轴信号、Q轴信号，将识别后的数据输出到外部。
在上述内容中，示出了从本地振荡光源301输出CW光，并使CW光和传送后的信号光干涉的例子，但也可以并非CW光，而也可以使脉冲化了的光与传送后的信号光干涉。
在上述内容中，作为数据调制方式示出了QPSK的情况，但当然还能够应用于进行BPSK、16QAM那样的其他调制方式、预均衡、差动编码的情况。
另外，为了传送性能最佳化，在光发送部100、光传送部200、光接收部300、接收电信号处理部400的各部分中，进行频带限制的最佳化是重要的。如比较图10、17以及图23、24可知，从偏振波交织器107输出的光信号具有以往的1/2倍的脉冲宽度，具有2倍的频率频谱宽度。例如，通常，对于平衡型光电变换器303-A、303-B、303-C、303-D中内置的电气电路的频带，相对于数据信号的码元重复频率fs，将3dB频带宽度设定为0.5fs～1.0fs。在本实施方式中，假设在平衡型光电变换器303-A、303-B、303-C、303-D的上游，未以使信号的频率频谱变化的程度进行频带限制的情况下，在平衡型光电变换器303-A、303-B、303-C、303-D中，接收具有通常的2倍的频谱宽度的信号。此时，推测为平衡型光电变换器303-A、303-B、303-C、303-D中内置的电气电路的3dB频带宽度在0.5fs下稍微过小，根据情况存在超过fs的条件变得最佳的可能性，所以特别是接收电路的频带最佳化比较重要。例如，在光传送系统起动时，使平衡型光电变换器的频带最佳化，以使接收电信号处理后的符号错误率为最小，在运用时对传送质量进行周期监视，通过监视频带最佳性，并更新设定以始终成为最佳来实现。
还能够通过并用单边带（SingleSideband：SSB）调制、残留边带（VestigialSideband：VSB）调制来实现窄频带。另外，例如，还能够通过在利用光传送部200中包含的光复用/解复用装置进行窄频带化时，在20Gbit/s、即一般的双边带（DoubleSideband：DSB）调制中，针对40GHz相当的频带宽度，进行50GHz以下（码元速率的2.5倍以下）的通过频带宽度那样的严格的窄频带化，或者使窄频带化的中心频率与信号光的中心频率错开，而虚拟地VSB化之后接收。但是，为了不使接收器中的数字信号处理复杂而确保性能，需要最低限10GHz（码元速率的0.5倍相当）的通过频带。通过进行这些窄频带化，能够高密度地进行波分复用，实现高的频率利用效率。
如以上那样，在本实施方式中，在光发送部100中，生成在时间轴上各偏振波分量交替存在，同时存在的时间大致为零，各偏振波分量的光信号的码元重复周期成为Ts的光信号；在光接收部300中，使本地振荡光和接收光信号干涉之后，将干涉后的光信号变换为电信号；在接收电信号处理部400中，进行电信号的模拟/数字变换、各偏振波信号分量之间的Ts/2的延迟差的去除、以及该延迟差以外的畸变的自适应均衡。由此，能够降低在正交偏振波复用信号之间产生的非线性干涉所致的传送质量劣化，提高传送质量。
实施方式2.
在本发明的实施方式2中，成为在上述实施方式1中的脉冲调制中使用CSRZ（CarrierSuppressedReturntoZero，载波抑制归零）调制的结构。
图13是示出本实施方式的光传送系统的结构例的图。对具有与实施方式1的图1相同的功能的结构附加同一符号，省略重复的说明。本实施方式的光传送系统具备光发送部（光发送装置）800、光传送部200、以及光接收装置1000。如图所示，光发送部800具备第1电信号源801、第2电信号源802、电放大器803-A、803-B、803-C、803-D、光源804、以及马赫曾德尔调制器805。光传送部200、光接收部300、接收电信号处理部400的功能与实施方式1相同，所以省略说明。
以下，说明本实施方式的光传送系统的动作。以下，说明生成40Gbit/s偏振波复用交织QPSK光信号的例子。另外，本实施方式能够应用于其他传送速率、各种调制方式，不限于该例子。
在第1电信号源801中，根据从外部输入的信号，生成用于生成X偏振波光信号Ex的电信号ex、用于生成Y偏振波光信号Ey的电信号ey、以及时钟信号，将时钟信号、以及并行展开了的电信号ex和电信号ey输出到第2电信号源802。假设为ex由I轴信号exI和Q轴信号exQ构成，ey由I轴信号eyI和Q轴信号eyQ构成。
exI=xI1，xI2，···（20）
exQ=xQ1，xQ2，···（21）
eyI=yI1，yI2，···（22）
eyQ=yQ1，yQ2，···（23）
但是，本发明不限于这些假设。另外，电信号ex和电信号ey相当于本发明中的第1电信号的一个例子，时钟信号相当于本发明中的第2电信号的一个例子。
第2电信号源802根据从第1电信号源801输入的、并行展开了的电信号ex、和电信号ey，生成2fs（=20Gsymbol/s）的数据信号2个体系（I轴信号以及Q轴信号），将I轴信号输出到电放大器803-B，将Q轴信号输出到电放大器803-C。另外，第2电信号源802根据从第1电信号源801输入的时钟信号生成fs（=10GHz）的时钟信号2个体系，将其中1个体系输出到电放大器803-A，将其中1个体系输出到电放大器803-D。此处，设为I轴信号eI、Q轴信号eQ都具有交替时分复用了ex和ey的信号exy。例如，能够假设为例如如以下那样得到I轴信号eI、Q轴信号eQ。即，设定比特顺序（bitordering）以成为下式。
eI=xI1，yI1，xI2，yI2，···（24）
eQ=xQ1，yQ1，xQ2，yQ2，···（25）
但是，本发明不限于这些假设。另外，2个体系的数据信号相当于本发明中的第3电信号的一个例子，2个体系的时钟信号相当于本发明中的第4电信号的一个例子。
电放大器803-A将从第2电信号源802输入的fs（=10GHz）的时钟信号放大至马赫曾德尔调制器805的半波长电压的大致2倍，输出到马赫曾德尔调制器805。电放大器803-B将从第2电信号源802输入的2fs（=20Gsymbol/s）的I轴信号放大至双并行马赫曾德尔调制器806的半波长电压的大致2倍，输出到双并行马赫曾德尔调制器806。电放大器803-C将从第2电信号源802输入的2fs（=20Gsymbol/s）的Q轴信号放大至双并行马赫曾德尔调制器806的半波长电压的大致2倍，输出到双并行马赫曾德尔调制器806。电放大器803-D将从第2电信号源802输入的fs（=10GHz）的时钟信号放大至与偏振波调制器807的半波长电压大致等同，输出到偏振波调制器807。
在光源804中，生成CW光，并输出到马赫曾德尔调制器805。
在马赫曾德尔调制器805中，针对从光源804输入的CW光，通过从电放大器803-A输入的、放大了的fs（=10GHz）时钟信号进行CSRZ调制而生成CSRZ光信号，将CSRZ光信号输出到双并行马赫曾德尔调制器806。马赫曾德尔调制器805相当于本发明中的脉冲信号生成部的一个例子。
双并行马赫曾德尔调制器806针对从马赫曾德尔调制器805输入的CSRZ光信号，通过从电放大器803-B输入的放大了的2fs（=20Gsymbol/s）的I轴信号、和从电放大器803-C输入的放大了的2fs（=20Gsymbol/s）的Q轴信号进行QPSK调制而生成CSRZ-QPSK光信号，将CSRZ-QPSK信号输出到偏振波调制器807。双并行马赫曾德尔调制器806相当于本发明中的数据调制部的一个例子。
偏振波调制器807针对从双并行马赫曾德尔调制器806输入的CSRZ-QPSK光信号，通过从电放大器803-D输入的、放大了的fs（=10GHz）的时钟信号进行偏振波调制而生成偏振波复用交织QPSK光信号，将偏振波复用交织QPSK光信号输出到光传送部200。因此，通过双并行马赫曾德尔调制器806、和偏振波调制器807，生成在X偏振波光信号与Y偏振波光信号之间具有Ts/2（50ps）的延迟差的偏振波复用交织QPSK光信号。偏振波调制器807相当于本发明中的偏振波交织部的一个例子。此处，驱动偏振波调制器807的电信号波形是峰值振幅等于偏振波调制器的半波长电压的正弦波，但能够通过使其成为相同的振幅的矩形波而缩短偏振波的切换时间，有助于接收侧的偏振波分离、传送时的波形畸变抑制。为了设为矩形波，能够采用例如作为电放大器803-D使用极限型的驱动器的、在电放大器803-D中使电放大器成为多级结构的、在电放大器803-D前级中通过未图示的触发器对电气波形进行矩形化等方法。
图14～图17是示出由本实施方式的光发送部800生成的光信号的时间波形的变化的样子的图。图14是示出从光源804输出的CW光的时间波形的图。针对CW光通过马赫曾德尔调制器805进行CSRZ调制而变化为图15所示的CSRZ光信号。CSRZ光信号波形的光相位针对每个脉冲交替反转，但在光功率的观点中，以重复频率2fs（=20GHz）对CW光进行脉冲化。针对CSRZ光信号，通过双并行马赫曾德尔调制器806进行QPSK调制，而变化为图16所示的CSRZ-QPSK光信号。针对CSRZ-QPSK光信号，通过偏振波调制器807进行偏振波调制，变化为图17所示的偏振波复用交织QPSK光信号。如图17所示，偏振波调制器807通过对2个偏振波分量针对每1码元交替分配单一偏振波信号分量（图16），生成偏振波复用交织QPSK光信号。
第2电信号源802进行用于使CSRZ调制、QPSK调制、偏振波调制的定时比特同步的同步控制。比特同步的方法与实施方式1相同。另外，根据输入到马赫曾德尔调制器805、偏振波调制器807的时钟信号，决定上述定时。与实施方式1同样地，根据时钟信号的非迁移区域决定定时。在使非迁移区域成为同步的定时的情况下，输入到偏振波调制器的时钟信号的非迁移区域、和从双并行马赫曾德尔调制器806输出的CSRZ-QPSK光信号的中央部分大致一致。
在上述例子中，示出了作为脉冲化调制使用CSRZ调制的例子，但即使使用50%RZ调制、33%RZ调制等其他RZ化调制也当然具有等同效果。
如以上那样，在本实施方式中，通过马赫曾德尔调制器805进行CSRZ调制，通过双并行马赫曾德尔调制器806进行数据调制，通过偏振波调制器807进行偏振波复用调制。由此，能够得到与实施方式1同样的偏振波复用交织QPSK光信号。
另外，如根据图1和图13的对比可知，为了数据调制而输入的电信号从4个体系成为2个体系。因此，相比于生成4个体系的电数据信号的情况，能够实现第1电信号源和第2电信号源的电路的简化、低价格化。
另外，通过组合单一偏振波信号生成、和偏振波的交替分配，即使在为了数据调制而生成2m个体系（m≧3）的光信号的情况下，也能够通过m个体系的第1电信号源和第2电信号源来应对，即使在将来体系增加了的情况下，也能够实现电信号源的电路的简化以及低价格化。
另外，在实施方式1、2中，对于脉冲信号生成部、数据调制部、以及偏振波交织部的位置关系，按照脉冲信号生成部、数据调制部、以及偏振波交织部的顺序进行了配置，但不限于上述顺序，即使是上述顺序以外的配置，也起到同样的功能。
图18是示出变更了实施方式2的光发送部的配置的光传送系统的结构例。在该例子中，将数据调制部配置于脉冲信号生成部的前级。该配置能够提高DC偏置控制的灵敏度，而使传送质量成为良好的状态。进而，光部件的控制变得容易，能够使控制电路简化以及低价格化。
为了确保良好的传送质量，数据调制用光调制器的DC偏置控制是必须的。DC偏置控制的灵敏度依赖于输入到光调制器的平均光功率。数据调制的DC偏置控制需要相比于脉冲化调制高10倍至100倍的控制增益，所以上述平均光功率越大，在控制灵敏度这点越有利。如果在脉冲化调制的前级中进行数据调制，则能够避免脉冲化调制用光调制器的插入损失以及调制损失。由此，能够增大输入到数据调制用光调制器的平均光功率，数据调制的DC偏置控制的灵敏度提高。其结果，光部件的控制变得容易，能够使控制电路简化以及低价格化。
图19～图22是示出从图18的配置中的光发送部输出的光信号的时间波形的变化的样子的图。图19是示出从光源804输出的CW光的时间波形的图。针对CW光，通过双并行马赫曾德尔调制器806进行QPSK调制，变化为图20所示的QPSK光信号。针对QPSK光信号，通过马赫曾德尔调制器805进行CSRZ调制，变化为图21所示的CSRZ-QPSK光信号。针对CSRZ-QPSK信号，通过偏振波调制器807进行偏振波调制，变化为图22所示的偏振波复用交织QPSK光信号。
在实施方式1中，也能够将数据调制部配置于脉冲信号生成部的前级。但是，在脉冲信号生成部中使用了广泛普及的铌酸锂调制器的情况下，根据调制器的偏振波依赖性，有时仅对偏振波复用信号的一方的偏振波分量进行脉冲化调制。为了避免该现象，在脉冲信号生成部中使用无偏振波依赖的光调制器即可。
在实施方式2中，相比于非专利文献1、2记载的以往技术，码元速率成为2倍，所以接收器要求的电气频带成为大致2倍相当。在数字相干方式中，接收电气频带优选为码元速率的40～70%左右，其中特别优选为50～60%的范围内，所以在传送速率是40Gb/s的情况下，在非专利文献1、2记载的以往技术中5～6GHz是最佳，在实施方式2中10～12GHz左右的频带是最佳。在电气频带过宽的情况下，波形畸变几乎不变化而仅产生混入噪声的增加，所以性能劣化。在电气频带过窄的情况下，混入的噪声变小，但波形畸变非常大，所以性能仍劣化。
在附加了通过纠错编码形成的冗余比特的情况下，即使有效负载的传送速率是40Gb/s，行速率有时也上升至50Gb/s左右。在该情况下，在非专利文献1、2记载的以往技术中6.25～7.5GHz是最佳，在实施方式1中12.5～15GHz左右的频带是最佳。
在实施方式2中，特别在有效负载的传送速率是40Gb/s相当的情况下，针对第2电信号源802的输入信号一般是16个并行化了的SFI-5（SerdesFrameInterfaceLevel5，并串转换器结构接口等级5）信号，作为电信号源2使用16：2复用器。40Gb/s级的16：2复用器是在光通信中一般能够取得的部件。
产业上的可利用性
如以上那样，本发明的光传送系统对使用了数字相干方式的光传送系统是有用的，特别适用于进行长距离通信的光传送系统。

Claims (16)

1.一种光传送系统，通过数字相干方式进行光传送，该光传送系统的特征在于，具备光发送部、光接收部、以及接收电信号处理部，
该光发送部具有：
脉冲信号生成部，针对码元重复周期Ts，生成成为Ts/2以下的脉冲宽度的脉冲信号；
数据调制部，根据发送数据信号，通过针对每个Ts生成1个码元的多值调制方式来调制所述脉冲信号，从而生成数据调制信号；以及
偏振波交织部，根据所述数据调制信号，生成正交的2个偏振波分量之间的延迟差成为码元重复周期Ts的一半即Ts/2的偏振波复用信号，
该光接收部具有：
本地振荡光源，生成与从所述光发送部接收到的光信号的中心波长对应的光；
光干涉部，使由所述本地振荡光源生成的光、和从所述光发送部接收到的光信号干涉；以及
光电变换部，将来自所述光干涉部的输出变换为电信号，
该接收电信号处理部具有：
模拟/数字变换部，将从所述光接收部输出的电信号变换为数字信号；以及
数字信号处理部，根据所述数字信号，复原作为各偏振波分量的信号的偏振波信号，进行偏振波分量之间的Ts/2的延迟差的去除、和该延迟差以外的畸变的自适应均衡，
所述光发送部生成在时间轴上各偏振波分量交替存在、同时存在的时间为零、且在时间轴上各偏振波分量都不存在的时间为零、各偏振波分量的光信号的重复周期成为Ts的光信号。
2.根据权利要求1所述的光传送系统，其特征在于，
具备连接所述光发送部和所述光接收部的光传送部，
所述光传送部通过码元速率的0.5～2.5倍的通过频带进行窄频带化。
3.一种光发送装置，在通过数字相干方式进行光传送的光传送系统中，向进行偏振波分离的光接收装置发送光信号，该光发送装置的特征在于，具备：
第1电信号源，生成与正交的2个偏振波分量对应的第1电信号和第2电信号；
第2电信号源，根据所述第1电信号和所述第2电信号，生成第3电信号和与该第3电信号同步的1个体系或者多个体系的第4电信号；
数据调制部，根据发送数据信号，通过针对每个Ts生成1个码元的多值调制方式来调制脉冲信号，从而生成数据调制信号；以及
偏振波交织部，根据所述数据调制信号，生成正交的2个偏振波分量之间的延迟差成为码元重复周期Ts的一半即Ts/2的偏振波复用信号，
生成在时间轴上各偏振波分量交替存在、同时存在的时间为零、且在时间轴上各偏振波分量都不存在的时间为零、各偏振波分量的光信号的重复周期成为Ts的光信号。
4.根据权利要求3所述的光发送装置，其特征在于，
所述第2电信号源输出与I轴分量和Q轴分量对应的至少2个体系的所述第3电信号。
5.根据权利要求4所述的光发送装置，其特征在于，
所述数据调制部对单一偏振波的光信号进行数据调制，
所述偏振波交织部对2个偏振波分量交替分配数据调制了的单一偏振波的光信号。
6.根据权利要求5所述的光发送装置，其特征在于，
所述偏振波交织部利用从所述第2电信号源输入的所述第4电信号，对2个偏振波分量交替分配所述单一偏振波的光信号。
7.根据权利要求5或者6所述的光发送装置，其特征在于，
所述第2电信号源在有效负载的传送速率是40Gb/s时，进行16：2的复用。
8.根据权利要求6所述的光发送装置，其特征在于，
所述偏振波交织部包括偏振波调制器，
所述偏振波调制器由所述第4电信号驱动，所述第4电信号的速度是比特率的1/4，驱动所述偏振波调制器的所述第4电信号的振幅等于偏振波调制器的半波长电压。
9.根据权利要求3～6、8中的任意一项所述的光发送装置，其特征在于，
所述第4电信号的非迁移区域与所述数据调制信号的数据中央一致。
10.根据权利要求3～6、8中的任意一项所述的光发送装置，其特征在于，
所述第4电信号是矩形波。
11.根据权利要求3～6、8中的任意一项所述的光发送装置，其特征在于，
还具有生成成为Ts/2以下的脉冲宽度的脉冲信号的脉冲信号生成部。
12.根据权利要求11所述的光发送装置，其特征在于，
所述脉冲信号生成部由所述第4电信号驱动。
13.根据权利要求11所述的光发送装置，其特征在于，
所述脉冲信号生成部进行CSRZ调制，其中，CSRZ代表载波抑制归零。
14.根据权利要求11所述的光发送装置，其特征在于，
所述数据调制部、所述脉冲信号生成部、所述偏振波交织部是依照所述数据调制部、所述脉冲信号生成部、所述偏振波交织部的顺序配置的。
15.一种光接收装置，通过数字相干方式接收从权利要求3～14中任一项所记载的光发送装置所发送的偏振波复用信号，该光接收装置的特征在于，具备光接收部和接收电信号处理部，
该光接收部具有：
本地振荡光源，生成与所接收到的光信号的中心波长对应的光；
光干涉部，使由所述本地振荡光源生成的光、和所述接收到的光信号干涉；以及
光电变换部，将来自所述光干涉部的输出变换为电信号，
该接收电信号处理部具有：
模拟/数字变换部，将从所述光接收部输出的电信号变换为数字信号；以及
数字信号处理部，对所述数字信号，进行各偏振波分量之间的Ts/2的延迟差的去除和该延迟差以外的畸变的自适应均衡。
16.根据权利要求15所述的光接收装置，其特征在于，
电气频带是码元速率的40～70％。
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