CN103138263A - 一种电能质量综合治理装置的控制方法 - Google Patents

Abstract

一种电能质量综合治理装置的控制方法，包括如下步骤：(1)采用“参考电流”计算方法构建正弦波，通过对采样系统实时采集的负荷信号对比分析出谐波动态变化、无功实时需求；(2)采用“预测算法”计算方法得到需要的目标输出电流量，将目标输出电流进行脉宽调制PWM调制，得到PWM脉冲信号，经过自动跟踪式谐波滤除方法控制绝缘栅双极型晶体管IGBT实时逆变出输出电压。采用本发明的工作算法精度高、响应时间快，可有效地解决电能质量综合治理装置在处理谐波畸变度和数字化控制系统中问题。

Description

一种电能质量综合治理装置的控制方法

技术领域

本发明涉及有源电力滤波技术领域，特别是一种电能质量综合治理装置的控制方法。

背景技术

随着现代工业发展，电力负荷越来越复杂，非线性负载、变频调速装置和可控硅设备的广泛应用，电网的谐波污染问题也日益突出，形成了电力系统谐波容量大、时变特点。传统的LC无源滤波器越来越不能满足现代工业应用和电力系统的要求，有源电力技术的出现，为治理电网电能质量提供了一个重要途径。

电能质量综合治理装置利用最先进的信息技术和电力电子技术优异地实现了对谐波的滤除。它通过超高速采样和智能检测技术分析出负荷电流的无功、谐波及不平衡程度，向电网系统中注入一定量补偿电流来抵消负载所产生的谐波电流和补偿无功量。它克服了LC滤波器等传统的谐波抑制方法和补偿无功的一些缺点，既可补偿非线性负载产生的高次部分，又能适应电网阻抗和频率的快速变化，且具有高可控性和快速响应性。

电能质量综合治理装置在处理谐波畸变度和数字化控制系统中存在以下问题：

1)按照各次谐波含量的大小去滤除谐波，由于存在延时及参照选择问题会造成谐波滤除量低，电流畸变率处理效果不佳；

2)延时问题：一方面电能质量综合治理装置数字化控制器的信号在每个环节的信号处理中都会引起电能质量综合治理装置补偿电流相位滞后问题；一方面数字化控制的指令每隔一定的周期都要更新一次，控制指令更行周期大于等于系统的采样周期，在每次控制指令更新完整之前，系统的控制信号保持不变，并不是随系统采样对象的变化而变化，这会引起数字化控制的误差。

发明内容

本发明的目的在于提供一种电能质量综合治理装置的控制方法。这套算法能够解决电能质量综合治理装置在处理谐波畸变度和数字化控制系统中的延时问题，实现电能质量完全治理。

本发明通过以下技术方案达到上述目的：一种电能质量综合治理装置的

控制方法，包括如下步骤：

(1)采用“参考电流”计算方法算法构建正弦波，通过对采样系统实时采集的负荷信号对比分析出谐波动态变化、无功实时需求；

(2)采用“预测算法”计算方法得到需要的目标输出电流量，将目标输出电流进行脉宽调制PWM调制，得到PWM脉冲信号，经过自动跟踪式谐波滤除方法控制绝缘栅双极型晶体管IGBT实时逆变出输出电压。

所述‘参考电流”计算方法是将超高速的采样系统采集到的负荷电流经过分解得到谐波分量，参照目标正弦波进行电能质量治理，得到目标补偿电流，然后经过预测算法修正。

所述“预测算法”计算方法是将当前时刻电网中负载电流信号经过分解后得到基波量和各次谐波分量，利用预测滤波器预测获得下一时刻电网中负载电流信号中基波量，将当前电网中负载电流信号中谐波分量与下一时刻电流的基波量相减，得到下一时刻电网负载电流中谐波分量，将得到的谐波分量进行PWM调制，得到PWM脉冲信号，即可得到目标补偿电流。

研究表明，电流谐波次数越高、谐波频率变化越快，补偿残余度越大。解决电能质量综合治理装置在处理谐波畸变度和数字化控制系统中问题最佳途径为：“参考电流”计算方法和“预测算法”计算方法。通过“参考电流”计算方法构建目标正弦波，采用“预测算法”计算方法预测到后一频率的谐波分量，对目标补偿电流进行预测修正，实现无延时同步补偿，降低电流畸变度，达到电能质量理想的治理效果。

“参考电流”计算方法的核心是构建目标正弦波并对目标补偿电流进行预测修正，实现无延时同步补偿；“预测算法”计算方法的核心是基于当前时刻电网中负载电流信号经过分解后得到基波量和各次谐波分量，利用预测滤波器预测获得下一时刻电网中负载电流信号基波量，将当前电网中负载电流信号中谐波分量与下一时刻电流的基波量相减，得到下一时刻电网负载电流中谐波分量，将得到的谐波分量进行PWM调制，得到PWM脉冲信号，然后经过自动跟踪式谐波滤除方法控制IGBT实时逆变出输出电压。

系统等效图如附图2。图2交流侧等值电路为：

其中

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}=V_{\mathrm{sa}}-V_{\mathrm{ga}}-{\mathrm{ri}}_a-L_n\frac{{\mathrm{di}}_n}{\mathrm{dt}}-r_n{i}_n\\ L\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}=V_{\mathrm{sb}}-V_{\mathrm{gb}}-{\mathrm{ri}}_b-L_n\frac{{\mathrm{di}}_n}{\mathrm{dt}}-r_n{i}_n\\ L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}=V_{\mathrm{sc}}-V_{\mathrm{gc}}-{\mathrm{ri}}_c-L_n\frac{{\mathrm{di}}_n}{\mathrm{dt}}-r_n{i}_n\end{array}\right.$ $C\frac{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=i_{\mathrm{dc}}$

1)构建目标正弦波

${i^{*}}_{s_{a,b,c}}=\frac{P_L}{\underset{j=a,b,c}{\mathrm{\Σ}}{v}_{s_j+}^2}\·v_{s_{a,b,c}+\max }\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\α}}_{a,b,c})$

其中

为幅值，ω为频率，α_a，b，c为相位。

对上式进一步处理：

处理原则：功率平衡P_source＝P_L+P_APF，条件为ΔV_dc＝0，ΔV_dc为功率P的压差变量。

处理方法：直流电压偏差的PI反馈闭环调整

${i^{*}}_{s_{ab,c}}=\frac{{\stackrel{\‾}{P}}_L-(k_p\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{dc}}+k_i\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{dc}})}{\underset{j=a,b,c}{\mathrm{\Σ}}{\hat{v}}_{s_j+}^2}\·{\hat{v}}_{s_{a,b,c}+\max }\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\α}}_{a,b,c})$

k_p和k_i为PI反馈闭环系数

2)逆变输出电压

abc坐标下系统模型：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}}{\mathrm{dt}}=V_{\mathrm{ga}}-V_{\mathrm{sa}}-{\mathrm{ri}}_{\mathrm{ca}}-L_n\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{cn}}}{\mathrm{dt}}-r_n{i}_{\mathrm{cn}}\\ L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{cb}}}{\mathrm{dt}}=V_{\mathrm{gb}}-V_{\mathrm{sb}}-{\mathrm{ri}}_{\mathrm{cb}}-L_n\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{cn}}}{\mathrm{dt}}-r_n{i}_{\mathrm{cn}}\\ L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{cc}}}{\mathrm{dt}}=V_{\mathrm{gc}}-V_{\mathrm{sc}}-{\mathrm{ri}}_{\mathrm{cc}}-L_n\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{cn}}}{\mathrm{dt}}-r_n{i}_{\mathrm{cn}}\end{array}\right.$

转化到alfa-beta-O坐标下

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{c\α}}}{\mathrm{dt}}=V_{\mathrm{g\α}}-V_{\mathrm{s\α}}-{\mathrm{ri}}_{\mathrm{c\α}}\\ L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{c\β}}}{\mathrm{dt}}=V_{\mathrm{g\β}}-V_{\mathrm{s\β}}-{\mathrm{ri}}_{\mathrm{c\β}}\\ L_0\frac{{\mathrm{di}}_{c0}}{\mathrm{dt}}=V_{g0}-V_{s0}-r_0{i}_{c0}\end{array}\right.$

其中 $\left\{\begin{array}{c}{L}_0=L+3L_n\\ r_0=r+3r_n\\ i_0=i_n/\sqrt{3}\end{array}\right.$

一阶离散化并用目标补偿电流代替i_k，可得到：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{g\α}}\left(k\right)=V_{\mathrm{s\α}}(k-1)+{\mathrm{ri}}_{\mathrm{c\α}}(k-1)+L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{c\α}}\left(k\right)-i_{\mathrm{c\α}}(k-1)}{T}\\ V_{\mathrm{g\β}}\left(k\right)=V_{\mathrm{s\β}}(k-1)+{\mathrm{ri}}_{\mathrm{c\β}}(k-1)+L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{c\β}}\left(k\right)-i_{\mathrm{c\β}}(k-1)}{T}\\ V_{g0}\left(k\right)=V_{s0}(k-1)+r_0{i}_{c0}(k-1)+L_0\frac{{\mathrm{di}}_{c0}\left(k\right)-i_{c0}(k-1)}{T}\end{array}\right.$

转化到abc坐标下，可得到逆变输出电压：

$V_{\mathrm{ref}}^{\′}=\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ga}}\left(k\right)\\ V_{\mathrm{gb}}\left(k\right)\\ V_{\mathrm{gc}}\left(k\right)\end{array}\right]=C_{\mathrm{\α\β}0}^{-1}\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{g\α}}\left(k\right)\\ V_{\mathrm{g\β}}\left(k\right)\\ V_{g0}\left(k\right)\end{array}\right]=C_{\mathrm{\α\β}0}^{-1}{V}_{\mathrm{ref}}$

3)产生相应的PWM输出

$V_{\mathrm{ref}}\·T=\mathrm{Vt}=\left[\begin{array}{ccc}{V}_1& V_2& V_3\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{t}_1\\ t_2\\ t_3\end{array}\right]$ $V_i=\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{i\α}}\\ V_{\mathrm{i\β}}\\ V_{i0}\end{array}\right]=C_{\mathrm{\α\β}0}\·\left[\begin{array}{c}{G}_{1i}-G_{4i}\\ G_{2i}-G_{4i}\\ G_{3i}-G_{4i}\end{array}\right]V_{\mathrm{dc}}$

第一步：确定V_ref所在的分区(共24个区)

第二步：根据V_ref所在分区确定等效电压向量V₁，V₂，V₃

第三步：根据V_ref和V₁，V₂，V₃确定等效作用是时间t₁，t₂，t₃

$\left[\begin{array}{c}{t}_1\\ t_2\\ t_3\end{array}\right]={\left[\begin{array}{ccc}{V}_1& V_2& V_3\end{array}\right]}^{-1}{V}_{\mathrm{ref}}\·T={\left[\begin{array}{ccc}{V}_{1\mathrm{\α}}& V_{2\mathrm{\α}}& V_{3\mathrm{\α}}\\ V_{1\mathrm{\β}}& V_{2\mathrm{\β}}& V_{3\mathrm{\β}}\\ V_{10}& V_{20}& V_{30}\end{array}\right]}^{-1}{V}_{\mathrm{ref}}\·T$

第四步：确定零向量作用时间t₀₀，t₁₁，零向量采用对称方式插入

第五步：根据V₁，V₂，V₃确定开关状态G_1i，G_2i，G_3i，G_4i

编号	开关状态G4	开关状态G1G2G3	编号	开关状态G4	开关状态G1G2G3
						0	0	000	8	1	000
1	0	001	9	1	001
						2	0	010	11	1	010
3	0	011	11	1	011
						4	0	100	12	1	100
5	0	101	13	1	101
						6	0	110	14	1	110
7	0	111	15	1	111

第六步：确定各开关元件的导通时间t′₁，t′₂，t′₃，t′₄

$\left[\begin{array}{c}{t}_1^{\′}\\ t_2^{\′}\\ t_3^{\′}\\ t_4^{\′}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}1& G_{11}& G_{12}& G_{13}\\ 1& G_{21}& G_{22}& G_{23}\\ 1& G_{31}& G_{32}& G_{33}\\ 1& G_{41}& G_{42}& G_{43}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{t}_0/2\\ t_1\\ t_2\\ t_3\end{array}\right]$

4)目标补偿电流的生成-预测修正

问题：生成的目标补偿电流必须要等到下一个控制周期才能实现，因此实际补偿比预期补偿电流总是至少落后一个控制周期。

修正方法：预测算法进行校正，即采用前几个点预测下一个点，并采用预测值来代替目标补偿电流。

经过预测修正后，将得到近似完美正弦波。

目标补偿电流的生成仿真实例图如附图5。

附图说明

图1是算法原理总体结构图。

图2是系统简化等效结构图。

图3是“参考电流”计算方法原理流程图。

图4是“预测算法”计算方法原理流程图。

图5是目标补偿电流的生成仿真实例图。

图6是预测算法对目标补偿电流进行校正图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明所述的电能质量综合治理装置的控制方法进一步说明。

图1是算法原理总体结构图。超高速的采样系统1采集到的负荷电流2经过分解得到谐波分量，参照目标预期电流3进行电能质量治理，采用“参考电流”计算方法和“预测算法”计算方法进行处理得到目标补偿电流量4，根据所得到的目标补偿电流量4推演出逆变器所需的输出电压5，进一步得到IGBT的导通时间和状态6，进行PWM(脉宽调制)调制，得到PWM脉冲信号，然后通过预测算法与三维空间矢量脉宽调制技术结合，从而保证PWM输出7的实时响应得到所需的逆变输出电压。

图2是系统简化等效结构图。1为电网系统电压侧，2为电压电流(U-I)转换部分(等效阻抗Z)，3为PWM逆变输出电压侧。其中1电网系统电压侧为已知量，2为固定量，3为可控制逆变输出电压量。1电网系统电压与3可控逆变输出电压在2固定量两端产生电压差U_&，补偿电流I＝U_&/Z。

图3是“参考电流”算法原理流程图。超高速的采样系统1采集到的负荷电流2经过分解得到谐波分量，参照目标正弦波3进行电能质量治理，得到目标补偿电流4，然后经过预测算法修正5，达到电能质量治理的完美效果。

图4是“预测电流”算法原理流程图。基于当前时刻电网中负载电流信号2经过分解后得到基波量4和各次谐波分量5，利用预测滤波器预测获得下一时刻电网中负载电流信号3中基波量6，将当前电网中负载电流信号中谐波分量4与下一时刻电流的基波量6相减，得到下一时刻电网负载电流中谐波分量7，将得到的谐波分量进行PWM调制，得到PWM脉冲信号，即可得到目标补偿电流8。

图5是目标补偿电流的生成仿真实例图。这是在不对称负荷下的补偿效果，第一幅图是三相负荷电流和B相电压波形图，此时A相负荷断线，B、C相有较大的无功负载。第二幅图是补偿后的三相系统电流和B相系统电压波形图，由图可见三相系统电流基本正弦对称平衡，并且与电压同相位。第三幅图是系统和负荷的中线电流曲线图，绿色的是负荷的中线电流，由于存在严重的不平衡(单相断线)，中线电流非常大，而在由装置进行补偿之后，中线电流变得接近于零。

Claims (3)

1.一种电能质量综合治理装置的控制方法，其特征在于包括如下步骤：

(1)采用“参考电流”计算方法算法构建正弦波，通过对采样系统实时采集的负荷信号对比分析出谐波动态变化、无功实时需求；

(2)采用“预测算法”计算方法得到需要的目标输出电流量，将目标输出电流进行脉宽调制PWM调制，得到PWM脉冲信号，经过自动跟踪式谐波滤除方法控制绝缘栅双极型晶体管IGBT实时逆变出输出电压。

2.根据权利要求1所述的电能质量综合治理装置的控制方法，其特征在于：所述‘参考电流”计算方法是将超高速的采样系统采集到的负荷电流经过分解得到谐波分量，参照目标正弦波进行电能质量治理，得到目标补偿电流，然后经过预测算法修正。

3.根据权利要求1所述的电能质量综合治理装置的控制方法，其特征在于：所述“预测算法”计算方法是将当前时刻电网中负载电流信号经过分解后得到基波量和各次谐波分量，利用预测滤波器预测获得下一时刻电网中负载电流信号中基波量，将当前电网中负载电流信号中谐波分量与下一时刻电流的基波量相减，得到下一时刻电网负载电流中谐波分量，将得到的谐波分量进行PWM调制，得到PWM脉冲信号，即可得到目标补偿电流。

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