CN103117972B - 一种矢量信号分析方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种矢量信号分析方法和装置，采用固定采样的A/D变换，将矢量调制信号数字化，再经过基于∑-Δ调制变换成形技术的小数抽取模块变换数据速率，实现数据重采样，使得数据速率等于码元速率与码元点数的整数倍，再经过FIR成形滤波以消除码间干扰及由∑-Δ调制变换带来的数字化尾数调制干扰，最后进行矢量解调和数据恢复，最终得到出接收的原始信息。本发明利用∑-Δ调制变换成形技术实现采样率变换，实现不同码元速率的矢量调制信号的接收和信号质量分析，提升接收机性能。

Description

一种矢量信号分析方法和装置

技术领域

本发明涉及通信系统的信号分析技术领域，尤其涉及一种矢量信号分析方法和装置。

背景技术

在多种调制格式、大范围的码元速率的接收机中，对于不同码元速率的调制信号接收需要可配置的、可编程的硬件设备。一般采用可变的高采样频率的A/D(analog to digital，模拟到数字)转换，使采样数据为码元速率乘上每个码元点数的整数倍。然后经过抽取滤波器，使速率降低为码元速率乘上每个码元点数，再经过FIR滤波成形，最后送给软件分析，算出接收的原始信息。该方法对硬件要求很高，要求高频率、高精度、大范围的时钟发生器，并且要有大范围抽取的滤波抽取器。目前实现高频率、高精度、大范围的时钟发生器可基于∑-Δ调制噪声成形技术的小数N频率合成器来实现，该方法技术要求很高，实现很困难；另一种方法是用DDS(Direct Digital Frequency Synthesis，直接数字频率合成)技术来实现，方法简单，但是DDS杂散很难消除。另外，采用可变的高采样频率的A/D转换，这样后续处理模块的时钟也需要同步改变，模块内部时延很难控制，因此，该方法主要运用在固定几种码元速率下的调制分析，在多种调制格式、大范围的码元速率的接收机中，采用上述方法的局限性非常明显。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，提供一种矢量信号分析方法和装置，使接收机能够对接收到的多种调制格式下的不同码元速率的调制信号进行解调分析。

本发明采用的技术方案是，所述矢量信号分析方法，包括：

将矢量调制信号经过A/D变换得到数字信号，再经过IQ分离后得到I、Q两路数据流；

按照每路数据流对应的预期抽取率对所述数据流进行小数抽取，预期抽取率=A/D变换的时钟频率/(码元速率×码元点数)；再对经过小数抽取后输出的数据流进行载波同步和位同步，然后经过FIR(Finite Impulse Response，有限长单位冲激响应)成形滤波处理以消除码间干扰以及数字化尾数调制干扰；

接下来将经过FIR成形滤波处理后的I、Q两路数据流进行矢量解调和数据恢复，得到原始数据流。

进一步的，所述按照每路数据流对应的预期抽取率对所述数据流进行小数抽取，具体包括：

基于所述数据流对应的预期抽取率，采用∑-Δ调制变换的方式获得在每个A/D变换的时钟周期内对所述数据流的抽取率，然后在每个A/D变换的时钟周期内根据相应的抽取率对所述数据流进行数据抽取，通过在时间上的累积效果实现按照所述数据流对应的预期抽取率对所述数据流进行小数抽取。

进一步的，所述基于所述数据流对应的预期抽取率，采用∑-Δ调制变换的方式获得在每个A/D变换的时钟周期内对所述数据流的抽取率，具体包括：

设所述预期抽取率的整数部分为N，小数部分为.F；

在离散时域中，Z为拉普拉斯变量，将预期抽取率的的整数部分N和小数部分.F带入下面m个循环迭代的等式中按照A/D变换的时钟周期进行运算，m=1、2、3、4或5，i为变量：

N₁(Z)=.F(Z)+(1-Z^-1)E_q1(Z)；

N₂(Z)=-E_q1(Z)+(1-Z^-1)E_q2(Z)；

N_m(Z)=-E_qm-1(Z)+(1-Z^-1)E_qm(Z)；

$N_{\mathrm{div}}\left(Z\right)=N\left(Z\right)+\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{(1-Z^{-1})}^{i-1}{N}_i\left(Z\right)=N.F\left(Z\right){\left({1-Z}^{-1}\right)}^m{E}_{\mathrm{qm}};$ 其中，N₁~N_m、以及N_div为中间变量，E_q1~E_qm为量化噪声；

则，每个A/D变换的时钟周期内的抽取率N_out为：N_out=[N_div(Z)]，此处[]为保留整数部分的含义。

优选的，所述方法还包括：在进行载波同步和位同步之后且进行FIR成形滤波之前，按照降速抽取率对数据流进行数据抽取，所述降速抽取率=A/D变换的时钟频率/(码元速率×码元点数×预期抽取率)。

本发明还提供一种矢量信号分析装置，包括：A/D变换模块、IQ分离模块、小数抽取模块、同步模块、FIR成形滤波模块、矢量解调模块和恢复数据流模块，其中，

矢量调制信号经过A/D变换模块形成数字信号，再经过IQ分离模块后得到I、Q两路数据流；

小数抽取模块按照每路数据流对应的预期抽取率对每路数据流进行小数抽取，预期抽取率=A/D变换的时钟频率/(码元速率×码元点数)；经过小数抽取后输出的数据流通过同步模块进行载波同步和位同步，然后经过FIR成形滤波模块消除码间干扰以及数字化尾数调制干扰；

经过FIR成形滤波模块处理后的I、Q两路数据流再经过矢量解调模块和恢复数据流模块处理后得到原始数据流。

进一步的，所述小数抽取模块包括：∑-Δ调制变换模块和可变抽取模块，其中，所述∑-Δ调制变换模块基于所述数据流对应的预期抽取率，对可变抽取模块在每个A/D变换的时钟周期内的抽取率进行控制，所述可变抽取模块在A/D变换的每个时钟周期内均根据相应的抽取率对所述数据流进行数据抽取，通过在时间上的累积效果实现按照每路数据流对应的预期抽取率对每路数据流进行小数抽取。

进一步的，所述预期抽取率的整数部分为N，小数部分为.F；

所述∑-Δ调制变换模块由m个一阶回路级联组成，m=1、2、3、4或5；

在第一阶回路中：预期抽取率的小数部分作为输入信号与由输出信号反馈回来且经过信号延迟器延迟一个A/D变换时钟周期后取反的信号经过累加器累加，然后经过积分器处理，积分器输出的信号与本阶回路的量化噪声信号经过累加器累加得到本阶回路的输出信号；

在第二~m阶回路中，上一阶回路中的输出信号取反后与上一阶回路中经过积分器处理后输出的信号经过累加器累加后得到的数据作为本阶回路的输入信号，本阶回路的输入信号与由本阶回路的输出信号反馈回来且经过信号延迟器延迟一个A/D变换时钟周期后取反的信号经过累加器累加，然后经过积分器处理，积分器输出的信号与本阶回路的量化噪声信号经过累加器累加，然后经过微分器处理得到本阶回路的输出信号；在任意一阶回路中，输出信号取反，与经过积分器处理后输出的信号经过累加器累加，对累加器处理后输出的数据取反即得到本阶回路的量化噪声信号；

预期抽取率的整数部分作为输入信号与m个一阶回路的输出信号经过累加器累加并取整即得到可变抽取模块在每个A/D变换的时钟周期内的抽取率。

优选的，在同步模块与FIR成形滤波模块之间接入整数抽取模块，所述整数抽取模块按照降速抽取率对同步模块输出的数据流进行数据抽取，所述降速抽取率=A/D变换的时钟频率/(码元速率×码元点数×预期抽取率)。

进一步的，可变抽取模块为CIC滤波器或者线性滤波器；

整数抽取模块包括：相互连接的CIC(Cascade Integrator Comb，级联积分梳状)滤波器和半带滤波器，其中，数据流依次经过CIC滤波器和半带滤波器进行处理。

进一步的，FIR成形滤波模块为：根升余弦滤波器、升余弦滤波器、高斯滤波器或者IS95滤波器。

采用上述技术方案，本发明至少具有下列优点：

本发明所述矢量信号分析方法和装置，采用固定采样的A/D变换，将矢量调制信号数字化，再经过基于∑-Δ调制变换成形技术的小数抽取模块变换数据速率，实现数据重采样，使得数据速率等于码元速率与码元点数的整数倍，再经过FIR成形滤波以消除码间干扰及由∑-Δ调制变换带来的数字化尾数调制干扰，最后进行矢量解调和数据恢复，最终得到出接收的原始信息。本发明利用∑-Δ调制变换成形技术实现采样率变换，实现不同码元速率的矢量调制信号的接收和信号质量分析，提升接收机性能。本发明具体的工作码元速率范围为100Hz~100MHz，码元速率分辨率为0.1Hz，满足国际通信标准信号质量分析要求，满足通信设备、芯片、终端等研发、生产和维修时信号的质量分析、认证机构的数字调制信号认证、通信器件的测试要求，可以用于查找系统、设备、芯片、器件等研发、生产中存在的问题。

附图说明

图1为本发明第一实施例的矢量信号分析方法流程图；

图2为本发明第一实施例优选的矢量信号分析方法流程图；

图3为本发明第二实施例的矢量信号分析装置组成示意图；

图4为本发明第二实施例的矢量信号分析装置的具体组成示意图；

图5为本发明第二实施例的∑-Δ调制变换模块中m个一阶回路构成的级联形式对应在离散时域中的具体模型示意图；

图6为本发明第二实施例优选的矢量信号分析装置组成示意图；

图7为本发明应用实例的矢量信号分析装置组成示意图；

图8为本发明应用实例中在离散时域中∑-Δ调制变换单元的具体模型；

图9为本发明应用实例中对GSM调制格式下I路数据流或Q路数据流进行测量的眼图显示效果；

图10为本发明应用实例中对WCDMA调制格式下I路数据流或Q路数据流进行测量的矢量图显示效果；

图11为本发明应用实例中对GSM调制格式下I路数据流或Q路数据流进行测量的星座图显示效果。

具体实施方式

为更进一步阐述本发明为达成预定目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及较佳实施例，对本发明进行详细说明如后。

本发明第一实施例，一种矢量信号分析方法，如图1所示，包括以下步骤：

步骤S101，将矢量调制信号经过A/D变换得到数字信号，再经过IQ分离后得到I、Q两路数据流。

步骤S102，按照每路数据流对应的预期抽取率对所述数据流进行小数抽取，预期抽取率=A/D变换的时钟频率/(码元速率×码元点数)，抽取后输出数据流的速率为矢量调制信号的码元速率与码元点数乘积的整数倍。

具体的，基于所述数据流对应的预期抽取率，采用∑-Δ调制变换的方式获得在每个A/D变换的时钟周期内对所述数据流的抽取率，然后在每个A/D变换的时钟周期内根据相应的抽取率对所述数据流进行数据抽取，通过在时间上的累积效果实现按照所述数据流对应的预期抽取率对所述数据流进行小数抽取。

更进一步的，基于所述数据流对应的预期抽取率，采用∑-Δ调制变换的方式获得在每个A/D变换的时钟周期内对所述数据流的抽取率，具体包括：

设所述预期抽取率的整数部分为N，小数部分为.F；

在离散时域中，Z为拉普拉斯变量，将预期抽取率的整数部分N和小数部分.F带入下面m个循环迭代的等式中按照A/D变换的时钟周期进行运算，m=1、2、3、4或5，i为变量：

N₁(Z)=.F(Z)+(1-Z^-1)E_q1(Z)；

N₂(Z)=-E_q1(Z)+(1-Z^-1)E_q2(Z)；

N_m(Z)=-E_qm-1(Z)+(1-Z^-1)E_qm(Z)；

$N_{\mathrm{div}}\left(Z\right)=N\left(Z\right)+\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{(1-Z^{-1})}^{i-1}{N}_i\left(Z\right)=N.F\left(Z\right)+{(1-Z^{-1})}^m{E}_{\mathrm{qm}};$ 其中，N₁~N_m、以及N_div为中间变量，E_q1～E_qm为量化噪声，这些中间变量的初始值均为0，当有输入量(比如小数部分.F)后就会产生相应的数值；

则，每个A/D变换的时钟周期内的抽取率N_out为：N_out=[N_div(Z)]，此处[]为保留整数部分的含义。

步骤S103，对经过数据抽取后的输出数据流进行载波同步和位同步。

步骤S104，对经过载波同步和位同步后的数据流，经过FIR成形滤波处理以消除码间干扰以及由小数抽取引入的数字化尾数调制干扰。

步骤S105，接下来将经过FIR成形滤波处理后的I、Q两路数据流进行矢量解调和数据恢复，得到原始数据流。

由于步骤S103~S105中的载波同步、位同步、FIR成形滤波、以及矢量解调和数据恢复过程均为本领域的公知技术，本发明在接收机侧对这些内容并未做改进，故此处不详述。

优选的，如图2所示，该矢量信号分析方法还包括：在步骤S103进行载波同步和位同步之后且在步骤S104进行FIR成形滤波之前，执行步骤S103a：按照降速抽取率对数据流进行数据抽取，降速抽取率=A/D变换的时钟频率/(码元速率×码元点数×预期抽取率)。在接收机侧，用户可以选择的码元点数一般为1、4、8、16等。由于在步骤S102中，抽取后输出数据流的速率为矢量调制信号的码元速率与码元点数乘积的整数倍，如果按照该整数倍的数值对数据流进行抽取，则以达到数据流降速的目的，从而减少后续矢量解调的运算量，故，此处采用该整数倍的数值，即降速抽取率对数据流进行数据抽取。

本发明第二实施例，一种矢量信号分析装置，如图3所示，包括：A/D变换模块、IQ分离模块、小数抽取模块、同步模块、FIR成形滤波模块、矢量解调模块和恢复数据流模块，其中，

矢量调制信号经过A/D变换模块形成数字信号，再经过IQ分离模块后得到I、Q两路数据流；

小数抽取模块按照每路数据流对应的预期抽取率对所述数据流进行小数抽取，预期抽取率=A/D变换的时钟频率/(码元速率×码元点数)，经过小数抽取后输出数据流的速率为矢量调制信号的码元速率与每个码元点数乘积的整数倍；经过小数抽取后输出的数据流通过同步模块进行载波同步和位同步，然后经过FIR成形滤波模块消除码间干扰以及由小数抽取模块引入的数字化尾数调制干扰；

经过FIR成形滤波模块处理后的I、Q两路数据流再经过矢量解调模块和恢复数据流模块处理后得到原始数据流。

进一步的，如图4所示，小数抽取模块包括：∑-Δ调制变换模块和可变抽取模块，其中，∑-Δ调制变换模块基于数据流对应的预期抽取率，对可变抽取模块在每个A/D变换的时钟周期内的抽取率进行控制，可变抽取模块在A/D变换的每个时钟周期内均根据相应的抽取率对所述数据流进行数据抽取，通过在时间上的累积效果实现按照每路数据流对应的预期抽取率对每路数据流进行小数抽取。

更进一步的，下面对∑-Δ调制变换模块怎样基于数据流对应的预期抽取率，对可变抽取模块在每个A/D变换的时钟周期内的抽取率进行控制，进行详细描述：

预期抽取率包括整数部分和小数部分；

一方面，从电路组成的角度来看，∑-Δ调制变换模块由m个一阶回路级联组成，m=1、2、3、4或5；

在第一阶回路中：预期抽取率的小数部分作为输入信号与由输出信号反馈回来且经过信号延迟器延迟一个A/D变换时钟周期后取反的信号经过累加器累加，然后经过积分器处理，积分器输出的信号与本阶回路的量化噪声信号经过累加器累加得到本阶回路的输出信号；

在第二~m阶回路中，上一阶回路中的输出信号取反后与上一阶回路中经过积分器处理后输出的信号经过累加器累加后得到的数据作为本阶回路的输入信号，本阶回路的输入信号与由本阶回路的输出信号反馈回来且经过信号延迟器延迟一个A/D变换时钟周期后取反的信号经过累加器累加，然后经过积分器处理，积分器输出的信号与本阶回路的量化噪声信号经过累加器累加，然后经过微分器处理得到本阶回路的输出信号；在任意一阶回路中，输出信号取反，与经过积分器处理后输出的信号经过累加器累加，对累加器处理后输出的数据取反即得到本阶回路的量化噪声信号；

预期抽取率的整数部分作为输入信号与m个一阶回路的输出信号经过累加器累加并取整即得到可变抽取模块在每个A/D变换的时钟周期内的抽取率。

另一方面，∑-Δ调制变换模块中m个一阶回路构成的级联形式对应在离散时域中的具体模型如图5所示，输入预期抽取率的整数部分N和小数部分.F，E_q1~E_qm是量化噪声，每一阶回路中均会产生量化噪声。在离散时域中，Z是离散时域中的Laplace变量，1/(1-Z^-1)为积分器的传递函数，1-Z^-1为微分器的传递函数，积分器运用累加器完成，满量溢出作为其输出，该过程是一个取模运算，反馈量是一个单位时延Z^-1，i为变量，与m个一阶回路对应的离散时域表达式如下：

N₁(Z)=.F(Z)+(1-Z^-1)E_q1(Z)；

N₂(Z)=-E^q1(Z)+(1-Z^-1)E_q2(Z)；

N_m(Z)=-E_qm-1(Z)+(1-Z^-1)E_qm(Z)；

$N_{\mathrm{div}}\left(Z\right)=N\left(Z\right)+\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{(1-Z^{-1})}^{i-1}{N}_i\left(Z\right)=N.F\left(Z\right)+{(1-Z^{-1})}^m{E}_{\mathrm{qm}};$

则，每个A/D变换的时钟周期内的抽取率N_out为：N_out=[N_div(Z)]，此处[]为取整的含义。

进一步的，可变抽取模块可以为：CIC滤波器或者线性滤波器。

由于同步模块、FIR成形滤波模块、矢量解调模块、以及数据恢复模块的功能及执行过程均为本领域的公知技术，本发明在接收机侧对这些模块并未做改进，故此处不详述。FIR成形滤波模块可以选用：根升余弦滤波器、升余弦滤波器、高斯滤波器、IS95滤波器等。

优选的，如图6所示，在同步模块与FIR成形滤波模块之间接入整数抽取模块，整数抽取模块按照降速抽取率对同步模块输出的数据流进行数据抽取，对数据流降速，从而减少后续矢量解调的运算量。降速抽取率=A/D变换的时钟频率/(码元速率×码元点数×预期抽取率)。在接收机侧，用户可以选择的码元点数一般为1、4、8、16等。

整数抽取模块包括：相互连接的级联积分梳状CIC滤波器和半带滤波器，其中，数据流依次经过CIC滤波器和半带滤波器进行处理。

为了便于本领域一般技术人员理解与实施本发明，下面介绍一个本发明的应用实例。

针对在多种标准、多种调制格式、大范围码元速率变化的接收机中，解决不同码元速率的调制信号的接收和信号质量分析问题。本应用实例的矢量调制信号分析装置也可参考图7，该装置包含8个模块：A/D变换模块、IQ分离模块、可变抽取模块(采用CIC滤波器)、整数抽取模块、FIR成形滤波模块、矢量解调模块、恢复数据流模块和∑-Δ调制变换模块，其中，∑-Δ调制变换模块的输出与作为可变抽取模块的CIC滤波器的抽取控制因子R的控制端相连，对CIC滤波器的抽取率进行控制。整数抽取模块由CIC滤波器和半带滤波器组成。该装置中除了A/D变换模块，其它模块均可由FPGA(Field-Programmable GateArray，现场可编程门阵列)实现。对接收机接收到的矢量调制信号，按如下步骤进行分析：

S1：通过A/D变换模块从矢量调制信号数字化，形成数据流S_data，并将数据流S_data送给IQ分离模块；

S2：数据流S_data经过IQ分离模块处理时，将矢量调制信号分离为I、Q两路，形成I路数据流I_data、Q路数据流Q_data，分离方法如下：

I_data=S_data×A×sin2πf_ct；

Q_data=S_data×A×cos2πf_ct；

其中，A为载波幅度，fc为载波频率，t为采样时间。

S3：IQ分离模块形成I路数据流I_data、Q路数据流Q_data，分两路处理，都进入可变抽取模块，进行数据采样率变换。假设采样频率为f_s，当前采样的矢量调制信号的码元速率为SR，采样时f_s为固定的，SR是可变的，根据Nyquist采样定理，只要f_s>2×SR，可以不失真采集信号，但是此时f_s与SR之间没有倍数N的关系，即f_s≠N×SR，但是I路数据流I_data、Q路数据流Q_data经过可变抽取模块进行数据抽取后新产生的数据流的速率为SR的整数倍，设整数倍的数值为K；

同时，∑-Δ调制变换单元目的是控制可变抽取模块的抽取抽取率以实现I路数据流I_data、Q路数据流Q_data重采样，以实现数据采样率变换；

在离散时域中∑-Δ调制变换单元的具体模型如图8所示，采用了m=3个稳定的一阶回路构成级连形式，输入预期抽取率的整数部分N和小数部分.F，预期的抽取率由A/D变换的时钟频率、矢量调制信号的调制格式即码元速率、以及接收机侧用户选择的码元点数决定，也就是说，一旦上述三个量确定了，则最终对该调制格式下的信号的预期抽取率也确定了。E_q1~E_q3是量化噪声。在离散时域中，Z是离散时域中的Laplace变量，1/(1-Z^-1)为积分器的传递函数，1-Z^-1为微分器的传递函数，积分器运用累加器完成，满量溢出作为其输出，该过程是一个取模运算，反馈量是输出信号经过信号延迟器处理后得到的具有一个A/D转换时钟周期延迟的输出信号，信号延迟器的传递函数为Z^-1，环路关系如下：

N₁(Z)=.F(Z)+(1-Z^-1)E_q1(Z)；

N₂(Z)=-E_q1(Z)+(1-Z^-1)E_q2(Z)；

N₃(Z)=-E_q2(Z)+(1-Z^-1)E_q3(Z)；

$N_{\mathrm{div}}\left(Z\right)=N\left(Z\right)+{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^3{(1-z^{-1})}^{i-1}{N}_i\left(Z\right)=N.F\left(Z\right)+{(1-Z^{-1})}^3{E}_{q3};$

则，每个A/D变换的时钟周期内的抽取率N_out为：N_out=[N_div(Z)]，此处[]为取整的含义。

这样I路数据流I_data、Q路数据流Q_data经过可变抽取模块后新产生数据流的速率f_snew1=N_out×SR，形成新的I路数据流I_new1data、Q路数据流Q_new1data；

S4：I路数据流I_new1data、Q路数据流Q_new1data经过同步模块，完成载波同步、位同步，消除载波频率误差和相位误差，获取最佳采样数据，形成最佳采样数据I路数据流I_new2data、Q路数据流Q_new2data；

S5：整数抽取模块再按照抽取率K对同步模块输出的最佳采样数据I路数据流I_new2data、Q路数据流Q_new2data进行数据抽取，对数据流降速以降低后续解调运算量。

S6：整数抽取模块输出的数据流再经过FIR成形滤波模块，消除码间干扰和∑-Δ调制变换带来的数字化尾数调制，FIR成形滤波器一般选择根升余弦滤波器、升余弦滤波器、高斯滤波器、IS95滤波器等。优选的组合方案是，对于WCDMA调制格式的矢量调制信号，采用根升余弦滤波器；对于GSM调制格式的矢量调制信号，采用高斯滤波器；对于CDMA2000调制格式的矢量调制信号，采用IS95滤波器。

另外，FIR成形滤波器也可以自己设计，设计主要考虑带内频响、带内纹波、带外抑制等因素，保证信号的分析质量，同时消除∑-Δ调制变换带来的数字化尾数调制干扰。

S7：在矢量解调模块中，对GSM调制格式下、中心频率为1.5GHz、码元速率为270.8333KHz的I路数据流或Q路数据流进行测量的眼图显示效果如图9所示，对WCDMA调制格式下、中心频率为1.5GHz、码元速率为4.096MHz的I路数据流或Q路数据流进行测量的矢量图显示效果如图10所示，对GSM调制格式下、中心频率为1.5GHz、码元速率为270.8333KHz的I路数据流或Q路数据流进行测量的星座图显示效果如图11所示。

S8：在恢复数据流模块中，对I路数据流、Q路数据流进行符号判决，形成测量信号原始数据流，便于用户了解原始数据情况，便于分析问题。

根据目前主流的国际通信标准要求，本应用实例的矢量调制信号分析装置工作码元速率范围为100Hz~100MHz，码元速率分辨率为0.1Hz，满足国际通信标准信号质量分析要求，满足通信设备、芯片、终端等研发、生产和维修时信号的质量分析、认证机构的数字调制信号认证、通信器件的测试要求，可以用于查找系统、设备、芯片、器件等研发、生产中存在的问题。

本发明所述矢量信号分析方法和装置，采用固定采样的A/D变换，将矢量调制信号数字化，再经过基于∑-Δ调制变换成形技术的小数抽取模块变换数据速率，实现数据重采样，使得数据速率等于码元速率与码元点数的整数倍，再经过FIR成形滤波以消除码间干扰及由∑-Δ调制变换带来的数字化尾数调制干扰，最后进行矢量解调和数据恢复，最终得到出接收的原始信息。本发明利用∑-Δ调制变换成形技术实现采样率变换，实现不同码元速率的矢量调制信号的接收和信号质量分析，提升接收机性能。

通过具体实施方式的说明，应当可对本发明为达成预定目的所采取的技术手段及功效得以更加深入且具体的了解，然而所附图示仅是提供参考与说明之用，并非用来对本发明加以限制。

Claims (8)

1.一种矢量信号分析方法，其特征在于，包括：

将矢量调制信号经过A/D变换得到数字信号，再经过IQ分离后得到I、Q两路数据流；

按照每路数据流对应的预期抽取率对所述数据流进行小数抽取，预期抽取率＝A/D变换的时钟频率/(码元速率×码元点数)；再对经过小数抽取后输出的数据流进行载波同步和位同步，然后经过有限长单位冲激响应FIR成形滤波处理以消除码间干扰以及数字化尾数调制干扰；

接下来将经过FIR成形滤波处理后的I、Q两路数据流进行矢量解调和数据恢复，得到原始数据流；

所述按照每路数据流对应的预期抽取率对所述数据流进行小数抽取，具体包括：

基于所述数据流对应的预期抽取率，采用Σ-Δ调制变换的方式获得在每个A/D变换的时钟周期内对所述数据流的抽取率，然后在每个A/D变换的时钟周期内根据相应的抽取率对所述数据流进行数据抽取，通过在时间上的累积效果实现按照所述数据流对应的预期抽取率对所述数据流进行小数抽取。

2.根据权利要求1所述的矢量信号分析方法，其特征在于，所述基于所述数据流对应的预期抽取率，采用Σ-Δ调制变换的方式获得在每个A/D变换的时钟周期内对所述数据流的抽取率，具体包括：

设所述预期抽取率的整数部分为N，小数部分为.F；

在离散时域中，Z为拉普拉斯变量，将预期抽取率的整数部分N和小数部分.F代入下面m个循环迭代的等式中按照A/D变换的时钟周期进行运算，m＝1、2、3、4或5，i为变量：

N₁(Z)＝.F(Z)+(1-Z^-1)E_q1(Z)；

N₂(Z)＝-E_q1(Z)+(1-Z^-1)E_q2(Z)；

……

N_m(Z)＝-E_qm-1(Z)+(1-Z^-1)E_qm(Z)；

$N_{\mathrm{div}}\left(Z\right)=N\left(Z\right)+\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{(1-Z^{-1})}^{i-1}{N}_i\left(Z\right)=N.F\left(Z\right)+{(1-Z^{-1})}^m{E}_{\mathrm{qm}};$ 其中，N₁～N_m、以及N_div为中间变量，E_q1～E_qm为量化噪声；

则，每个A/D变换的时钟周期内的抽取率N_out为：N_out＝[N_div(Z)]，此处[]为保留整数部分的含义。

3.根据权利要求1～2中任一项所述的矢量信号分析方法，其特征在于，所述方法还包括：在进行载波同步和位同步之后且进行FIR成形滤波之前，按照降速抽取率对数据流进行数据抽取，所述降速抽取率＝A/D变换的时钟频率/(码元速率×码元点数×预期抽取率)。

4.一种矢量信号分析装置，其特征在于，包括：A/D变换模块、IQ分离模块、小数抽取模块、同步模块、FIR成形滤波模块、矢量解调模块和恢复数据流模块，其中，

矢量调制信号经过A/D变换模块形成数字信号，再经过IQ分离模块后得到I、Q两路数据流；

小数抽取模块按照每路数据流对应的预期抽取率对每路数据流进行小数抽取，预期抽取率＝A/D变换的时钟频率/(码元速率×码元点数)；经过小数抽取后输出的数据流通过同步模块进行载波同步和位同步，然后经过FIR成形滤波模块消除码间干扰以及数字化尾数调制干扰；

经过FIR成形滤波模块处理后的I、Q两路数据流再经过矢量解调模块和恢复数据流模块处理后得到原始数据流；

所述小数抽取模块包括：Σ-Δ调制变换模块和可变抽取模块，其中，所述Σ-Δ调制变换模块基于所述数据流对应的预期抽取率，对可变抽取模块在每个A/D变换的时钟周期内的抽取率进行控制，所述可变抽取模块在A/D变换的每个时钟周期内均根据相应的抽取率对所述数据流进行数据抽取，通过在时间上的累积效果实现按照每路数据流对应的预期抽取率对每路数据流进行小数抽取。

5.根据权利要求4所述的矢量信号分析装置，其特征在于，所述预期抽取率包括整数部分和小数部分；

所述Σ-Δ调制变换模块由m个一阶回路级联组成，m＝1、2、3、4或5；

在第一阶回路中：预期抽取率的小数部分作为输入信号与由输出信号反馈回来且经过信号延迟器延迟一个A/D变换时钟周期后取反的信号经过累加器累加，然后经过积分器处理，积分器输出的信号与本阶回路的量化噪声信号经过累加器累加得到本阶回路的输出信号；

在第二～m阶回路中，上一阶回路中的输出信号取反后与上一阶回路中经过积分器处理后输出的信号经过累加器累加后得到的数据作为本阶回路的输入信号，本阶回路的输入信号与由输出信号反馈回来且经过信号延迟器延迟一个A/D变换时钟周期后取反的本阶回路输出信号经过累加器累加，然后经过积分器处理，积分器输出的信号与本阶回路的量化噪声信号经过累加器累加，然后经过微分器处理得到本阶回路的输出信号；在任意一阶回路中，输出信号取反，与经过积分器处理后输出的信号经过累加器累加，对累加器处理后输出的数据取反即得到本阶回路的量化噪声信号；

预期抽取率的整数部分作为输入信号与m个一阶回路的输出信号经过累加器累加并取整即得到可变抽取模块在每个A/D变换的时钟周期内的抽取率。

6.根据权利要求4所述的矢量信号分析装置，其特征在于，在所述同步模块与所述FIR成形滤波模块之间接入整数抽取模块，所述整数抽取模块按照降速抽取率对同步模块输出的数据流进行数据抽取，所述降速抽取率＝A/D变换的时钟频率/(码元速率×码元点数×预期抽取率)。

7.根据权利要求6所述的矢量信号分析装置，其特征在于，

所述可变抽取模块为CIC滤波器或者线性滤波器；

所述整数抽取模块包括：相互连接的级联积分梳状CIC滤波器和半带滤波器，其中，数据流依次经过CIC滤波器和半带滤波器进行处理。

8.根据权利要求4～7中任一项所述的矢量信号分析装置，其特征在于，所述FIR成形滤波模块为：根升余弦滤波器、升余弦滤波器、高斯滤波器或者IS95滤波器。