CN103078582A - 一种变频异步电机的控制方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供一种变频异步电机的控制方法和装置，该方法包括：根据转子角频率实测值ω_r以及电机转矩计算值T_e计算出磁链最优值

将所述计算出的磁链最优值

与磁链计算值ψ_r比较后经过PI调节器输出定子d轴电流给定值

将定子q轴电流给定值

和所述定子d轴电流给定值进行二相同步旋转坐标系到二相静止坐标系的变换，并进一步进行从二相静止坐标系到三相静止坐标系的变换，得到定子a相电流给定值b相电流给定值

c相电流给定值由电压源型逆变器VSI根据定子a相电流给定值

b相电流给定值

c相电流给定值

对电机进行控制。

Description

一种变频异步电机的控制方法和装置

技术领域

本发明属于电动机技术领域，尤其涉及一种变频异步电机的控制方法和装置。

背景技术

普通的变频调速装置大多采用恒U/f控制，一旦选定U/f曲线，通常不能在线修改，这使得在轻载时会造成电机损耗的增加，不能使电机处于最经济的运行状态。磁场定向矢量控制变频调速是一种高性能的调速方式，该方法尤其能够满足驱动系统宽调速范围和低速转矩响应的要求。

矢量控制变频调速采用恒磁通控制，即在一定的转子角频率ω_r下，所对应的转子磁链大小是一定的。图1示出了传统的矢量控制系统的原理框图，其中，

为转子角频率给定值，ω_r为转子角频率实测值，

为电机转矩给定值，T_e为电机转矩计算值，

分别为dq坐标系下定子d轴电流给定值、定子q轴电流给定值，VR^-1表示二相同步旋转坐标系到二相静止坐标系的变换，2/3表示二相静止坐标系到三相静止坐标系的变换，

分别为αβ坐标系下定子α轴电流给定值、定子β轴电流给定值，VSI表示电压源型逆变器，

分别为定子a相、b相、c相电流给定值。图1中示出的矢量控制系统采用双闭环控制，内环为转矩环，外环为速度环。转子角频率给定值

与实测值ω_r比较后经PI调节器输出转矩给定值

与转矩计算值T_e比较后经PI调节器输出定子q轴电流给定值

定子三相电流实测值i_a，i_b，i_c经磁链观测器输出转子磁链计算值ψ_r，ψ_r经PI调节器输出定子d轴电流给定值经一系列的坐标变换输出定子三相电流给定值

与定子三相电流实测值i_a，i_b，i_c进行比较后输出控制信号给电压源逆变器以控制元器件的开关。该控制系统当电机轻载运行时，产生的铁耗以及由励磁电流产生的定子铜耗仍然保持不变，使得电机的运行效率及功率因数下降，电机的性能指标降低。负载越轻，这种情况越严重。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种变频异步电机的控制方法和装置，能够将在给定电机的转速和转矩的前提下，通过使用最优磁链值降低电机的可控损耗。

为实现上述目的，本发明的一个实施例提供一种变频异步电机的控制方法，包括：

根据转子角频率实测值ω_r以及电机转矩计算值T_e计算出磁链最优值

将所述计算出的磁链最优值

与磁链计算值ψ_r比较后经过PI调节器输出定子d轴电流给定值

将定子q轴电流给定值和所述定子d轴电流给定值

进行二相同步旋转坐标系到二相静止坐标系的变换，并进一步进行从二相静止坐标系到三相静止坐标系的变换，得到定子a相电流给定值b相电流给定值

c相电流给定值

由电压源型逆变器VSI根据定子a相电流给定值

b相电流给定值

c相电流给定值

对电机进行控制。

另一方面，本发明实施例还提供一种变频异步电机的控制装置，包括：

磁链最优值确定单元，用于根据转子角频率实测值ω_r以及电机转矩计算值T_e计算出磁链最优值

比较单元，用于将所述计算出的磁链最优值与磁链计算值ψ_r进行比较；

PI调节器，用于根据比较单元的输出结果输出定子d轴电流给定值

第一坐标系变换单元，用于将定子q轴电流给定值

和所述PI调节器输出的所述定子d轴电流给定值

进行二相同步旋转坐标系到二相静止坐标系的变换；

第二坐标系变换单元，用于将第一坐标系变换单元输出的结果进行二相静止坐标系到三相静止坐标系的变换，得到定子a相电流给定值

b相电流给定值

c相电流给定值

电压源型逆变器，用于根据定子a相电流给定值

b相电流给定值

c相电流给定值

对电机进行控制。

在本发明实施例中，通过转子角频率实测值和电机转矩计算值确定磁链最优值，根据该磁链最优值反馈回来确定电机的三相电流给定值，使得电机运行在不同的转速点，不同负载输出，电机的可控损耗最小，效率最优。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是传统的矢量控制系统的原理框图；

图2是异步变频异步电机的q轴等效电路；

图3是异步变频异步电机的d轴等效电路；

图4是反映本发明提供的变频异步电机的控制方法所基于的矢量控制系统原理框图；

图5是本发明提供的变频异步电机的控制方法的流程图；

图6是引入参数辨识过程后的矢量控制系统原理框图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明提供一种变频异步电动机的控制方法，在实现本发明的过程中，发明人对变频异步电动机的损耗模型进行了分析。

目前，建立变频异步电机的损耗模型通常采用电机动态数学模型的状态方程或者未分方程来进行推导。在同步旋转dq坐标系中，考虑铁耗并忽略漏磁链的异步变频异步电机的q轴等效电路和d轴等效电路分别如图2和图3所示。

在同步旋转坐标系中，dq轴电流均为直流，电感Lm两端的感应电压为零。当q轴按转子磁场定向时，有ψ_dr＝ψ_r，由图2可得：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{qr}}=-\frac{{\mathrm{\ω}}_s{\mathrm{\ψ}}_r}{R_r}\\ i_{\mathrm{qfe}}=\frac{{\mathrm{\ω}}_1}{R_{\mathrm{fe}}}{\mathrm{\ψ}}_r\end{array}\right.$ (式子1)

由上式可以得到：

${\mathrm{\ω}}_s=-\frac{R_r{i}_{\mathrm{qr}}}{{\mathrm{\ψ}}_r}=\frac{R_r}{{\mathrm{\ψ}}_r}(i_{\mathrm{qs}}-i_{\mathrm{qfe}})=(\frac{i_{\mathrm{qs}}}{{\mathrm{\ψ}}_r}-\frac{{\mathrm{\ω}}_r}{R_{\mathrm{fe}}})\frac{R_r{R}_{\mathrm{fe}}}{R_r+R_{\mathrm{fe}}}$ (式子2)

异步电动机的可控损耗可以由以下几个部分组成：

定子铜耗：

$P_{\mathrm{cus}}=R_s(i_{\mathrm{ds}}^2+i_{\mathrm{qs}}^2)$ (式子3)

转子铜耗：

$P_{\mathrm{cur}}=R_r{i}_{\mathrm{qr}}^2=\frac{R_r}{{(R_r+R_{\mathrm{fe}})}^2}{(i_{\mathrm{qs}}{R}_{\mathrm{fe}}-{\mathrm{\ω}}_s{\mathrm{\ψ}}_r)}^2$ (式子4)

定子铁耗：

$P_{\mathrm{fe}}=i_{\mathrm{qfe}}^2{R}_{\mathrm{fe}}=\frac{{\mathrm{\ω}}_1^2}{R_{\mathrm{fe}}}{\mathrm{\ψ}}_r^2$ (式子5)

由式子5可知，电机的铁耗随频率和磁链变化，因此通过控制转子磁链可以降低铁耗。将式子2和ω₁＝ω_s+ω_r代入式子5，可得：

$P_{\mathrm{fe}}=\frac{R_{\mathrm{fe}}}{{(R_r+R_{\mathrm{fe}})}^2}(R_r^2{i}_{\mathrm{qs}}^2+2R_r{i}_{\mathrm{qs}}{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_r+{\mathrm{\ω}}_r^2{\mathrm{\ψ}}_r^2)$ (式子6)

式中，ω_r为转子旋转角频率。

总可控损耗可以表述为：

P_loss＝P_cus+P_fe+P_cur    (式子7)

将式子3、式子4和式子6代入式子7，并将i_ds、i_qs替换为T_e和ψ_r的表达式，可得：

$P_{\mathrm{loss}}=(a_1+a_2{\mathrm{\ω}}_r^2){\mathrm{\ψ}}_r^2+a_3\frac{T_e^2}{{\mathrm{\ψ}}_r^2}$ (式子8)

式中： $a_1=\frac{R_s}{L_m^2},$ $a_2=\frac{1}{R_r+R_{\mathrm{fe}}},$ $a_3=\frac{L_r^2}{n_p^2{L}_m^2}(R_s+\frac{R_r{R}_{\mathrm{fe}}}{R_r+R_{\mathrm{fe}}})$

由式子8可知，假定电机参数不变，在一定的转子角频率ω_r和一定的负载转矩T_e条件下，变频异步电机的可控损耗与转子磁链ψ_r的大小有关。

进一步忽略机械损耗和杂散损耗等不可控损耗，变频异步电机的效率可以表示为：

$\mathrm{\η}=\frac{P_2}{P_{\mathrm{loss}}+P_2}=\frac{{\mathrm{\ω}}_r{T}_e}{(a_1+a_2{\mathrm{\ω}}_r^2){\mathrm{\ψ}}_r^2+a_3\frac{T_e^2}{{\mathrm{\ψ}}_r^2}+{\mathrm{\ω}}_r{T}_e}$ (式子9)

由式子8可以看出，变频异步电机的可控损耗P_loss是一个凸函数，该函数对于给定的转矩和转速，由式子8对磁链求导数并令其等于零，得到：

$\frac{{\∂P}_{\mathrm{loss}}}{{\∂\mathrm{\ψ}}_r}{|}_{{\mathrm{\ψ}}_r={\mathrm{\ψ}}_r^{\mathrm{op}}}=2(a_1+a_2{\mathrm{\ω}}_r^2){\mathrm{\ψ}}_r-2a_3{T}_e^2{\mathrm{\ψ}}_r^{-3}=0$ (式子10)

而P_loss的二阶导数

$2(a_1+a_2{\mathrm{\ω}}_r^2)+6a_3{T}_e^2{\mathrm{\ψ}}_r^{-4}>0$

所以求解式子10可得最小损耗控制对应的最优定子磁链为：

${\mathrm{\ψ}}_r^{\mathrm{op}}=\sqrt[4]{\frac{a_3}{a_1+a_2{\mathrm{\ω}}_r^2}}\sqrt{T_e}$ (式子11)

由式子11表明，可控损耗最小时对应的转子磁链是转矩和转速的函数。对于变频异步电机的每一个转速点，都存在一个特殊的负载转据点。当负载转矩小于这个特殊的负载转据点时，最优磁链小于额定磁链，而且负载越轻，最优转子磁链与额定磁链的差值越大。当负载转矩大于这个负载转据点时，最优磁链大于额定的磁链。

图4为反映本发明提供的变频异步电机的控制方法所基于的矢量控制系统原理框图，与图1中示出的变频异步电机的传统控制方法相比，本发明的控制方法引入了磁链优化计算环节。

同时参见图5示出的流程图，本发明提供的变频异步电机的控制方法包括如下步骤：

步骤S501：根据转子角频率实测值ω_r以及电机转矩给定值T_e计算出磁链最优值

上述步骤S501中计算磁链最优值的过程可以参照式子11的形式。

步骤S502：将步骤S501中计算出的磁链最优值与磁链计算值ψ_r比较后经过PI调节器输出定子d轴电流给定值

步骤S503：将定子q轴电流给定值

和步骤S502中的定子d轴电流给定值进行二相同步旋转坐标系到二相静止坐标系的变换，并进一步进行从二相静止坐标系到三相静止坐标系的变换，得到定子a相电流给定值

b相电流给定值

c相电流给定值

步骤S504：由电压源型逆变器VSI根据定子a相电流给定值

b相电流给定值

c相电流给定值

对电机进行控制。

由此可见，本发明实施例提供的异步变频异步电机的控制方法中，通过转子角频率实测值和电机转矩计算值确定磁链最优值，根据该磁链最优值反馈回来确定电机的三相电流给定值，使得电机运行在不同的转速点，不同负载输出，电机的可控损耗最小，效率最优。

此外，本发明实施例中还可以考虑电机参数变化对控制过程的影响。实际上，电机的定转子电阻、电感等参数在不同工况下往往变化明显，会在一定程度上影响对异步变频异步电机的控制精度。

由式子11中示出的磁链最优值可以看出，磁链最优值与R_r、R_s、L_m、L_r、n_p等电机参数有关，而这些参数中除了电机极对数n_p与运行条件无关外，其他参数均不同程度地受运行频率、温升或磁场饱和等因素的影响。参数变化将使最小损耗对应的转子磁链偏离计算出的磁链最优值。

基于上面因素的考虑，需要准确跟踪电机参数的动态变化。本发明实施例中采用渐消记忆递归最小二乘辨识算法辨识相关参数。为避免由于持续激励条件不满足导致的病态辨识问题，需要某种与输入输出映射关系有关的先验信息。为此，可以把待最小化的代价函数扩展为两部分之和，即：

(式子12)

上式中，δ为遗忘因子，Г是一个正实数，称为正则化参数；除了因子Γδⁿ外，上式的第二项只取决于参数向量θ(n)，将这一项包含在代价函数中，以便通过平滑作用来稳定递归最小二乘问题的解；权重矩阵W(n)定义为：

可以推得：参数向量的估计值

可由下面的迭代公式计算：

(式子13)

其中参数向量 $\widehat{\mathrm{\θ}}=[{\hat{a}}_1,{\hat{a}}_2,{\hat{a}}_3].$

由此渐消记忆递归最小二乘辨识算法可以在线辨识得到损耗模型的参数向量

通过该辨识过程确定的参数向量，可以用于计算磁链最优值，利用辨识后的参数向量中的各个参数计算的磁链最优值，能够改进控制精度，反映了电机参数的时变性对磁链最优值的影响。

引入上述参数辨识过程后的矢量控制系统原理框图如图6所示，可见，本发明一个优选的实施例中，根据电机转矩给定值T_e和磁链计算值ψ_r、以及电机转矩实测值，通过渐消记忆递归最小二乘辨识算法辨识得到参数向量

并将其参数向量中三个分量分别作为计算磁链最优值式子11中的电机参数a₁、a₂、a₃。这样就可以使得计算出的磁链最优值反映了电机参数的时变性。

本发明另一个实施例还提供一种变频异步电机的控制装置，该装置包括：

磁链最优值确定单元，用于根据转子角频率实测值ω_u以及电机转矩计算值T_e计算出磁链最优值

比较单元，用于将所述计算出的磁链最优值

与磁链计算值ψ_r进行比较；

PI调节器，用于根据比较单元的输出结果输出定子d轴电流给定值

第一坐标系变换单元，用于将定子q轴电流给定值

和所述PI调节器输出的所述定子d轴电流给定值

进行二相同步旋转坐标系到二相静止坐标系的变换；

第二坐标系变换单元，用于将第一坐标系变换单元输出的结果进行二相静止坐标系到三相静止坐标系的变换，得到定子a相电流给定值

b相电流给定值c相电流给定值

电压源型逆变器，用于根据定子a相电流给定值b相电流给定值

c相电流给定值

对电机进行控制。

其中，磁链最优值确定单元可以具体通过下式计算磁链最优值

${\mathrm{\ψ}}_r^{\mathrm{op}}=\sqrt[4]{\frac{a_3}{a_1+a_2{\mathrm{\ω}}_r^2}}\sqrt{T_e}$

其中，电机参数 $a_1=\frac{R_s}{L_m^2},$ $a_2=\frac{1}{R_r+R_{\mathrm{fe}}},$ $a_3=\frac{L_r^2}{n_p^2{L}_m^2}(R_s+\frac{R_r{R}_{\mathrm{fe}}}{R_r+R_{\mathrm{fe}}})$

此外，优选地，该控制装置还可以包括：参数辨识单元，用于通过渐消记忆递归最小二乘辨识算法辨识参数向量

并将辨识得到的参数向量中的三个分量分别作为计算磁链最优值式子中的电机参数a₁、a₂、a₃。

本发明实施例提供的控制装置通过转子角频率实测值和电机转矩计算值确定磁链最优值，根据该磁链最优值反馈回来确定电机的三相电流给定值，使得电机运行在不同的转速点，不同负载输出，电机的可控损耗最小，效率最优。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种变频异步电机的控制方法，其特征在于，包括：

根据转子角频率实测值ω_r以及电机转矩计算值T_e计算出磁链最优值

将所述计算出的磁链最优值

与磁链计算值ψ_r比较后经过PI调节器输出定子d轴电流给定值

将定子q轴电流给定值

和所述定子d轴电流给定值

进行二相同步旋转坐标系到二相静止坐标系的变换，并进一步进行从二相静止坐标系到三相静止坐标系的变换，得到定子a相电流给定值

b相电流给定值

c相电流给定值

由电压源型逆变器VSI根据定子a相电流给定值

b相电流给定值c相电流给定值

对电机进行控制。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据转子角频率实测值ω_r以及电机转矩计算值T_e计算出磁链最优值

具体通过下式计算：

${\mathrm{\ψ}}_r^{\mathrm{op}}=\sqrt[4]{\frac{a_3}{a_1+a_2{\mathrm{\ω}}_r^2}}\sqrt{T_e}$

其中，电机参数 $a_1=\frac{R_s}{L_m^2},$ $a_2=\frac{1}{R_r+R_{\mathrm{fe}}},$ $a_3=\frac{L_r^2}{n_p^2{L}_m^2}(R_s+\frac{R_r{R}_{\mathrm{fe}}}{R_r+R_{\mathrm{fe}}}).$

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

通过渐消记忆递归最小二乘辨识算法辨识参数向量

并将辨识得到的参数向量

中的三个分量分别作为计算磁链最优值式子中的电机参数a₁、a₂、a₃。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述通过渐消记忆递归最小二乘辨识算法辨识参数向量具体是通过下述迭代公式进行辨识的：

5.一种变频异步电机的控制装置，其特征在于，包括：

磁链最优值确定单元，用于根据转子角频率实测值ω_r以及电机转矩计算值T_e计算出磁链最优值

比较单元，用于将所述计算出的磁链最优值

与磁链计算值ψ_r进行比较；

PI调节器，用于根据比较单元的输出结果输出定子d轴电流给定值

第一坐标系变换单元，用于将定子q轴电流给定值

和所述PI调节器输出的所述定子d轴电流给定值

进行二相同步旋转坐标系到二相静止坐标系的变换；

第二坐标系变换单元，用于将第一坐标系变换单元输出的结果进行二相静止坐标系到三相静止坐标系的变换，得到定子a相电流给定值

b相电流给定值

c相电流给定值

电压源型逆变器，用于根据定子a相电流给定值

b相电流给定值c相电流给定值

对电机进行控制。

6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，所述磁链最优值确定单元具体通过下式计算磁链最优值

${\mathrm{\ψ}}_r^{\mathrm{op}}=\sqrt[4]{\frac{a_3}{a_1+a_2{\mathrm{\ω}}_r^2}}\sqrt{T_e}$

其中，电机参数 $a_1=\frac{R_s}{L_m^2},$ $a_2=\frac{1}{R_r+R_{\mathrm{fe}}},$ $a_3=\frac{L_r^2}{n_p^2{L}_m^2}(R_s+\frac{R_r{R}_{\mathrm{fe}}}{R_r+R_{\mathrm{fe}}}).$

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，还包括：

参数辨识单元，用于通过渐消记忆递归最小二乘辨识算法辨识参数向量

并将辨识得到的参数向量

中的三个分量分别作为计算磁链最优值式子中的电机参数a₁、a₂、a₃。

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