CN103034275B - 电压调节器电路和用于提供调节输出电压的快速稳定的方法 - Google Patents

电压调节器电路和用于提供调节输出电压的快速稳定的方法 Download PDF

Info

Publication number
CN103034275B
CN103034275B CN201210377928.2A CN201210377928A CN103034275B CN 103034275 B CN103034275 B CN 103034275B CN 201210377928 A CN201210377928 A CN 201210377928A CN 103034275 B CN103034275 B CN 103034275B
Authority
CN
China
Prior art keywords
transistor
voltage
electrode
regulation output
coupled
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201210377928.2A
Other languages
English (en)
Other versions
CN103034275A (zh
Inventor
V·V·伊万诺夫
H·维卡塔拉曼
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Texas Instruments Inc
Original Assignee
Texas Instruments Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Texas Instruments Inc filed Critical Texas Instruments Inc
Publication of CN103034275A publication Critical patent/CN103034275A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN103034275B publication Critical patent/CN103034275B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/563—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices including two stages of regulation at least one of which is output level responsive, e.g. coarse and fine regulation
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/575—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices characterised by the feedback circuit

Abstract

一种电压调节器，其通过将调节输出电压（Vout）反馈到接收参考电压（Vref）的差分输入级（13）并且施加输出（3）到被耦合到产生输出电压（Vout）的输出级（15）的跟随器晶体管（M4）的控制电极来控制调节输出电压（Vout）。响应于在正常调节操作期间由跟随器晶体管（M4）产生的信号（6A），输出级操作上拉（M7B）和下拉（M5B）晶体管，并且响应于负载电流（IL）快速增加或下降转换期间产生的信号（6A），通过开启瞬态上拉晶体管（M7A）或瞬态下拉晶体管（M5A）提供输出电压的快速稳定。滤波电阻器（RFLT被耦合在输出电压和瞬态上拉和下拉晶体管的共同电极之间。

Description

电压调节器电路和用于提供调节输出电压的快速稳定的方法
背景技术
本发明总体上涉及低压降电压调节器(LDO电压调节器)，更具体地，涉及在中频和高频提供低噪声、调节输出电压的快速稳定、及低功率消耗的改进。
各种数字逻辑电路和尤其是如模拟前端电路的其他集成电路，使用各种现代集成电路制造工艺能够即刻即在几皮秒至几纳秒内制造，其电力消耗(并且因此功率消耗)在零和最大值例如5至150毫安之间变化。同时，由电压调节器提供到此种数字逻辑电路和如模拟前端电路的其他集成电路的供应电压要求非常精确的调节。对于一些应用(例如，无线电及电容传感器)在调节供应电压中要求在信号频率非常低的噪声水平，因为此噪声可以与主信号混合。遗憾地是，需要降低较高噪声水平的电路也会降低应用调节供应电压的电路或系统的精确度。借助于负载电容器的滤波可以实现在高频的低噪声。为实现此滤波的优点，提供供应电压的电压调节器必须慢速，带宽显著小于信号带，例如低于信号带10至100倍/是信号带的1/10到1/100。同时，对于上述应用的调节供应电压从由这样的应用所要求的负载电流的量中较大的、非常快速的变化的恢复期间应该能够在非常快速地稳定到所要求的供应电压值。
LDO电压调节器输出信号的快速稳定要求使用快速电压反馈回路。遗憾地是，这与上述噪声滤波相反，并要求LDO电压调节器具有较大的电流供应能力，例如约10至100倍于LDO电压调节器的正常或静态电流，以便快速地充电和/或放电在其上施加调节电压的用户应用或负载。
已知的包括2个反馈回路的快速LDO电压调节器可以实现负载稳定时间，该稳定时间主要由LDO电压调节器的最大输出电流能力限制。在这样的已知的快速LDO电压调节器中可以在单个增益级中提供多个电流增益增强路径。现有技术图1示出这样的LDO电压调节器10-1，其可以提供非常快速响应的负载电压调节，具有响应于由一个负载要求的电流的量的阶跃变化的快速反应时间(例如在其上施加调节电压的诸如集成数字逻辑电路的负载或电容触摸传感器)，而没有实质上增加LDO电压调节器的功率消耗，并且没有需要使用较大的外部负载旁通电容器。现有技术图1的快速LDO电压调节器类似于伊万诺夫(Ivanov)等人2009年12月15日提交的题目为“Low Drop Voltage Regulator withInstant LoadRegulations and Method(具有即刻负载调节低压降电压调节器和方法)”的共有的美国专利7,633,280的图2中所示的快速LDO电压调节器。
现有技术图1示出高速、低功率LDO电压调节器10-1，其包括具有差分耦合N-沟道晶体管M0和M1、P沟道有源负载晶体管M2和M3、及尾电流源4的输入级。LDO电压调节器10-1还包括具有P-沟道传输晶体管M7、N-沟道下拉晶体管M5、N-沟道共源共栅晶体管M6、以及在共源共栅晶体管M6的栅极上提供恒定偏压V0的电压源11的输出级。增益级被耦合在差分输入级和输出级之间，并包括P-沟道源极跟随器晶体管M4和电阻器R5。
输入晶体管M0和M1的源极连接到尾电流源4。输入晶体管M0的栅极连接到参考电压Vref，并且输入晶体管M1的栅极由导体5连接到在电阻器R1和R2之间的接头。负载晶体管M2和M3的源极与源极跟随器晶体管M4连接到在其上产生调节输出电压Vout的调节输出电压导体6。输入晶体管M0和M1的漏极由导体2和3分别连接到有源负载晶体管M2和M3的漏极。负载晶体管M2和M3的栅极连接到导体2并且它们的源极连接到输出导体8。电阻器R1连接在输出导体8和导体5之间，导体5连接到输入晶体管M1的栅极，电阻器R2连接在导体5和VSS之间以便电阻器R1和R2形成分压器。源极跟随器晶体管M4的栅极由导体3连接到输入晶体管M1和有源负载晶体管M3的漏极，并且还连接到补偿电容器C0的一个端子。源极跟随器晶体管M4的源极由输出导体8连接到Vout。
输出导体8还连接到传输晶体管M7的漏极，传输晶体管M7的源极连接到VDD。输出导体8还连接到下拉晶体管M5的漏极，下拉晶体管M5的源极连接到VSS。模制为负载电容器CL和负载电流源IL的并联连接的负载电路16被连接到输出导体8。负载电路16可以要求负载电流经受非常快速、大量的转换。传输晶体管M7的栅极由导体9连接到共源共栅晶体管M6的漏极和上拉电阻器器R7的一个端子，上拉电阻器R7的另一个端子连接到VDD。共源共栅晶体管M6的源极由导体6连接到下拉晶体管M5的栅极。共源共栅晶体管M6的栅极由导体18连接以在电压源11的(+)端子上接收一个偏压V0，电压源11的(-)端子连接到VSS。源极跟随器晶体管M4的漏极由导体6连接到电阻器R5的一个端子，电阻器R5的另一个端子连接到VSS。
现有技术图1的LDO电压调节器10-1包括三个反馈回路。第一“精确”反馈回路包括输入晶体管M0和M1以及源极跟随器晶体管M4。第二反馈回路包括共栅极源极跟随器晶体管M4、下拉晶体管M5、共源共栅晶体管M6、及传输晶体管M7。第三反馈回路包括源极跟随器晶体管M4、电阻器R5、共源共栅晶体管M6、及传输晶体管M7。内部电容器C0为第一反馈回路提供补偿。电容器C0还降低包括晶体管M0和M1以及源极跟随器晶体管M4的“精确”反馈回路的带宽，从而降低在电压调节器10-1的输出上的整体峰-峰噪声。
当在导体8上的电压降低到足以关闭下拉晶体管M5时，在导体18上的恒定偏压V0使得在共源共栅晶体管M6中电流充分增加，以便保持在下拉晶体管M5中的最小电流。在LDO电压调节器10-1中，精确度由包括晶体管M0、M1以及M4的“慢速”回路确定。带宽gm0/C0(在该处的“gm0”是晶体管M0的跨导)，高频稳定由包括晶体管M4和M5，以及M4、M6、和M7分别确定。
在负载16所需要的电流的较大阶跃上升期间，大量的电流必须由传输晶体管M7供应。这要求传输晶体管M7的栅极电压快速下降。但是传输晶体管M7非常大并且具有一个较大的栅极电容器，因此大量的电流必须快速地从传输晶体管M7的较大栅极电容器被释放(draw out)，因此其能够供应负载16所要求的电流中的较大阶跃上升。
在所需要的负载电流中的较大阶跃上升促使调节输出电压Vout快速降低，并且这降低通过源极跟随器晶体管M4和电阻器R5的电流。通过电阻器R5的电流的减少降低了共源共栅晶体管M6的源极电压，并且使得其更强烈地(harder)开启，从而增加其漏极电流，并快速使传输晶体管M7的较大栅极电容器放电以便将其开启，并且供应在所需要的负载电流中的阶跃上升。
若负载16要求的负载电流经受较大阶跃下降，这促使Vout快速增加，因为负载突然地不会下沉/减少(sinking)由传输晶体管M7供应的较大电流。因此，源极跟随器晶体管M4的源极电压增加，促使其更强烈地开启。这促使下拉晶体管M5的栅极电压快速增加，因此下拉晶体管M5立刻从与输出导体8相关联的电容器减少(sink)可用的电荷，从而允许传输晶体管M7具有足够的时间降低其漏极电流。由传输晶体管M7产生的放大的漏极电流的速率降低由其电容器和上拉电阻器R7的电阻器确定。这是现有技术图1的电压调节器10-1如何快速响应于在所需要的负载电流从较大值到较小值的阶跃下降。
然而，调节器10-1基于负载电容器CL不具有足够的高频噪声滤波，因此其要求高电流(以及因此的高功率)充分降低噪声。使用负载电容器的高频滤波因为包括源极跟随器晶体管M4和下拉晶体管M5的栅极电容器的快速回路的高速不是有效的。对于滤波无效具有几个原因。为了实现高频噪声滤波(没有本发明的权益)，可以使用一个技术使得负载电容器CL非常大，但这有利地使其有必要使得下拉晶体管M5的尺寸也非常大。然而，下拉晶体管M5的尺寸越大，越高频率的噪声可能通过其电源注入到调节器10-1。这可能显著增加了集成电路芯片的成本。可以减少电阻器R5的电阻以便增加通过源极跟随器晶体管M4的电流。有必要减少通过上拉电阻器R7的电流，并使得上拉晶体管M7和下拉晶体管M5两者非常大。若电阻器R5的电阻减少，然后更多的电流流过源极跟随器晶体管M4和共源共栅晶体管M6。流过源极跟随器晶体管M4的电流来自上拉晶体管M7。来自上拉晶体管M7的电流在源极跟随器晶体管M4和下拉晶体管M5(当然，除了晶体管M2和M3之外)之间分开。因此，在源极跟随器晶体管M4中增加的电流意味着更少的电流流过共源共栅晶体管M5。这增加了下拉晶体管M5的“开(on)”电阻，这是不理想的。因为当电阻器R5增加时在共源共栅晶体管M6中的电流增加，这意味着上拉晶体管M7的栅极电压增加。因为其为P沟道晶体管、上拉晶体管M7的VGS电压(栅极-源极电压)降低，这意味着更少的电流流过上拉晶体管M7。因此，电阻器R5的减少必须伴随电阻器R7的减少以允许更多的电流通过下拉晶体管M5。
遗憾地是，由于快速回路的高速(具有带宽gm4/Cg5，其中gm4是源极跟随器晶体管M4的跨导，Cg5是下拉晶体管M5的栅极电容)，涉及负载电容器CL的高频滤波是无效的，在晶体管M4中要求高静态电流以便充分降低高频噪声。
因此，对于电压调节器和提供在中频和高频的低噪声、调节输出电压的非常快速稳定、以及低功率消耗的组合的方法不能满足需要。
对于低成本电压调节器和提供在中频和高频的低噪声、调节输出电压的非常快速稳定、以及低功率消耗的组合的方法不能满足需要。
对于电压调节器和提供在中频和高频的低噪声、调节输出电压的非常快速稳定、以及低功率消耗，而没有使用外部电阻器以实现从调节输出电压的高频噪声的滤波的组合不能满足需要。
发明内容
本发明的目标是提供一种电压调节器和提供在中频和高频的低噪声、调节输出电压的非常快速稳定、以及低功率消耗的组合的方法。
本发明的目标是提供一种低成本电压调节器和提供在中频和高频的低噪声、调节输出电压的非常快速稳定、以及低功率消耗的组合的方法。
本发明的目标是提供一种电压调节器和提供在中频和高频的低噪声、调节输出电压的非常快速稳定、并且形成低功率消耗而没有使用外部电阻器以完成从调节输出电压的高频噪声的过滤的组合的方法。
简述，根据一个实施例，本发明提供一种电压调节器，其控制调节输出电压(Vout)，通过将其反馈到接收参考电压(Vref)的差分输入级(13)并且施加输出(3)到耦合到产生输出电压(Vout)的输出级(15)的跟随器晶体管(M4)的控制电极。响应于在正常调节操作期间由跟随器晶体管(M4)产生的信号(6A)输出级操作上拉(M7B)晶体管和下拉(M5B)晶体管，并且响应于负载电流(IL)快速增加或下降转换期间产生的信号(6A)，通过开启瞬态上拉晶体管(M7A)或瞬态下拉晶体管(M5A)提供输出电压的快速稳定。滤波电阻器(RFLT)被耦合在输出电压和瞬态上拉和下拉晶体管的共同电极之间。
在一个实施例中，本发明提供电压调节器电路(10-2)，其包括具有耦合以接收参考电压(Vref)的第一输入(1)、耦合到电压调节器电路(10-2)的调节输出导体(8)的第二输入(5)、及输出(3)的差分输入级(13)。用于在调节输出导体(8)上产生调节输出电压(Vout)的输出级(15)包括具有耦合到第一供应电压(VDD)的第一电极和耦合到调节输出导体(8)的第二电极的瞬态上拉晶体管(M7A)，和具有耦合到第二供应电压(VSS)的第一电极和耦合到调节输出导体(8)的第二电极的瞬态下拉晶体管(M5A)。该输出级还包括具有耦合到第一供应电压(VDD)的第一电极和耦合到调节输出导体(8)的第二电极的主要上拉晶体管(M7B)，以及具有耦合到第二供应电压(VSS)的第一电极和耦合到调节输出导体(8)的第二电极的主要下拉晶体管(M5B)。在一个实施例中，该输出级还包括在调节输出导体(8)和主要上拉晶体管(M7B)与主要下拉晶体管(M5B)的第二电极(14)之间耦合的滤波电阻器(RFLT)。增益级(M4、M6、R5A、R5B)包括具有耦合到主要下拉晶体管(M5B)和瞬态下拉晶体管(M5A)的控制电极的第一电极和耦合到主要上拉晶体管(M7B)和瞬态上拉晶体管(M7A)的控制电极的第二电极的共源共栅晶体管(M6)。该增益级还包括具有耦合到调节输出导体(8)的第一电极，耦合到差分输入级(13)的输出(3)的控制电极，及耦合到共源共栅晶体管(M6)的第一电极和主要下拉晶体管(M5B)和瞬态下拉晶体管(M5A)的控制电极的第二电极的跟随器晶体管(M4)。
在一个实施例中，该滤波电阻器(RFLT)结合负载电容(CL)操作以从调节输出电压(Vout)中过滤噪声。
在一个实施例中，该差分输入级(13)、输出级(15)、及增益级(M4、M6、R5A、R5B)操作以在正常的电压调节操作期间通过控制主要上拉晶体管(M7B)和主要下拉晶体管(M7A)，将输出电压(Vout)调节到与调节输出电压(Vout)具有预定关系的预定值，以及根据负载电流(IL)的转换方向/过渡方向(transition)，响应于在调节输出导体(8)中流动的负载电流(IL)的足够大、快速的转换/过渡(transition)，操作以开启瞬态上拉晶体管(M7A)或瞬态下拉晶体管(M5A)，以便促使调节输出电压(Vout)的快速稳定回到预定值。
在一个实施例中，晶体管是MOS(金属氧化物半导体)晶体管，第一电极是源极，第二电极是漏极，以及控制电极是栅极。在一个实施例中，该瞬态上拉晶体管(M7A)、主要上拉晶体管(M7B)和源极跟随器晶体管(M4)是P-沟道晶体管，其中瞬态下拉晶体管(M5A)、主要下拉晶体管(M5B)和共源共栅晶体管(M6)是N-沟道晶体管。
在一个实施例中，输入级(13)包括具有连接到尾电流源(4)的源极、耦合以接收参考电压(Vref)的栅极、以及耦合到第一负载晶体管(M2)的栅极和漏极与第二负载晶体管(M3)的栅极的漏极的第一输入晶体管(M0)，并且还包括具有耦合到尾电流源(4)的源极、耦合到调节输出电压(Vout)导体的栅极、以及耦合到第二负载晶体管(M3)的漏极和差分输入级(13)的输出(3)的漏极的第二输入晶体管(M1)。
在一个实施例中，第二输入晶体管(M1)的栅极借助于电阻分压器电路(R1、R2)耦合到调节输出导体(8)。
在一个实施例中，第一(M2)和第二(M3)负载晶体管的源极耦合到调节输出电压(Vout)。
在一个实施例中，滤波电阻器(RFLT)集成在具有电压调节器电路(10-2)的集成电路芯片上。
在一个实施例中，在负载电流(IL)的第一方向转换期间，瞬态上拉晶体管(M7A)的沟道电阻小于主要上拉晶体管(M7B)的沟道电阻，其中在负载电流(IL)的第二方向转换期间瞬态下拉晶体管(M5A)的沟道电阻小于主要下拉晶体管(M5B)的沟道电阻。
在一个实施例中，预定关系由输出电压(Vout)与参考电压(Vref)的预定比率表示。
在一个实施例中，增益级(M4、M6、R5A、R5B)包括在共源共栅晶体管(M6)的控制电极上产生恒定偏压(V0)的电压源(11)。
在一个实施例中，补偿电容器(C0)被耦合在差分输入级(13)的输出(3)和第二供应电压(VSS)之间。
在一个实施例中，负载电容器(CL)集成在具有电压调节器电路(10-2)的集成电路芯片上，并且耦合到调节输出导体(8)上，并且其中耦合到调节输出导体(8)的负载(16)需要由电压调节器电路(10-2)供应到负载的电流中的阶跃变化。
在一个实施例中，本发明提供一种用于产生由电压调节器产生的调节输出电压(Vout)的快速稳定的方法，该方法包括：控制由电压调节器(10-2)产生的调节输出电压(Vout)的精确度，通过反馈调节输出电压(Vout)到差分输入级(13)的输入(5)，该差分输入级(13)具有施加到差分输入级(13)的参考输入(1)的参考电压(Vref)并且施加差分输入级(13)的输出(3)到跟随器晶体管(M4)的控制电极，该跟随器晶体管(M4)具有耦合到输出级(15)的第一电极，该输出级(15)在调节输出导体(8)上产生调节输出电压(Vout)，及响应于在电压调节器(10-2)的正常调节操作期间在跟随器晶体管(M4)的第二电极上产生的信号(6A)，控制输出级(15)的主要上拉晶体管(M7B)和主要下拉晶体管(M5B)，每个耦合到调节输出导体(8)，以维持调节输出电压(Vout)的预定水平；并且响应于在负载电流(IL)的快速增加转换期间在跟随器晶体管(M4)的第二电极上产生的信号(6A)，通过开启设置在输出级(15)中并且耦合到调节输出导体(8)的瞬态上拉晶体管(M7A)，及响应于在负载电流(IL)的快速减少转换期间在跟随器晶体管(M4)的第二电极上产生的信号(6A)，开启设置在输出级(15)中并且耦合到调节输出导体(8)的瞬态下拉晶体管(M5A)，提供调节输出电压(Vout)的快速稳定。
在一个实施例中，该方法包括提供晶体管作为MOS(金属氧化物半导体)晶体管，其中第一电极是源极，第二电极是漏极，控制电极是栅极，该方法包括耦合滤波电阻器(RFLT)的第一端子到主要上拉晶体管(M7B)和主要下拉晶体管(M5B)的漏极，并且耦合滤波电阻器(RFLT)的第二端子到瞬态上拉晶体管(M7A)和瞬态下拉晶体管(M5A)的漏极以从调节输出电压(Vout)中过滤噪声。
在一个实施例中，该方法包括通过施加调节输出电压(Vout)到跟随器晶体管(M4)的源极以使得跟随器晶体管的漏极快速地更强烈地开启共源共栅晶体管(M6)，并响应于由共源共栅晶体管(M6)产生的漏极电流的增加促使共源共栅晶体管(M6)的漏极开启瞬态上拉晶体管(M7A)，供应在快速转换期间快速增加的负载电流(IL)的量到负载(16)所要求的增加的负载电流(IL)的量。
在一个实施例中，该方法包括通过施加调节输出电压(Vout)到跟随器晶体管的源极以促使跟随器晶体管(M4)的漏极以快速地开启瞬态下拉晶体管(M5A)，在快速转换期间减少快速增加的负载电流(IL)的量到负载(16)所要求的减少的负载电流(IL)的量。
在一个实施例中，本发明提供一种用于产生快速稳定的调节输出电压(Vout)的电压调节器(10-2)，包括用于控制由电压调节器(10-2)产生的调节输出电压(Vout)的精确度的电路，包括用于反馈调节输出电压(Vout)到具有施加到差分输入级(13)的参考输入(1)的参考电压(Vref)的差分输入级(13)的输入(5)的装置(R1、R2)；用于施加差分输入级(13)的输出到具有耦合到在调节输出导体(8)上产生调节输出电压(Vout)的输出级(15)的第一电极的跟随器晶体管(M4)的控制电极的装置(3)；以及响应于在电压调节器的正常调节操作期间在跟随器晶体管(M4)的第二电极上产生的信号(6A)，控制输出级(15)的主要上拉晶体管(M7B)和主要下拉晶体管(M5B)，每个耦合到调节输出导体(8)，以维持调节输出电压(Vout)的预定水平的装置(M6、R7B、R5B)；及用于提供调节输出电压(Vout)的快速稳定的电路，包括响应于在负载电流(IL)的快速增加转换期间在跟随器晶体管(M4)的第二电极上产生的信号(6A)，用于开启设置在输出级(15)中并且耦合到调节输出导体(8)的瞬态上拉晶体管(M7A)的装置(M6、R7B、R7A)，及响应于在负载电流(IL)的快速减少转换期间在跟随器晶体管(M4)的第二电极上产生的信号(6A)，用于开启设置在输出级(15)中并且耦合到调节输出导体(8)的瞬态下拉晶体管(M5A)的装置(M6、R5B、R5A)。
附图说明
图1是现有技术快速稳定LDO电压调节器的示意图；
图2是本发明的优选实施例的低噪声、快速稳定、低功率LDO电压调节器的示意图。
具体实施方式
在图2中的高速、低功率LDO电压调节器10-2包括输入级13，其包括差分耦合的N-沟道输入晶体管M0和M1、P-沟道有源负载晶体管M2和M3、以及尾电流源4。LDO电压调节器10-1还包括输出级15，其包括P-沟道“瞬态上拉”晶体管M7A、N-沟道“瞬态下拉”晶体管M5A、P-沟道“瞬态上拉”晶体管M7B、“主要下拉”晶体管M5B、上拉电阻器R7A和R7B、以及滤波电阻器RFLT。增益级被耦合在输入级13和输出级15之间，并包括P-沟道源极跟随器晶体管M4、下拉电阻器R5A和R5B、共源共栅晶体管M6以及参考电压/基准电压11。
输入晶体管M0和M1的源极连接到尾电流源4。输入晶体管M0的栅极连接到输入或参考电压Vref。电阻器R1和R2串联连接在Vout和VSS之间。输入晶体管M1的栅极由导体5连接到在电阻器R1和R2之间的接头/连接处(junction)，其形成操作以反馈Vout的预定比例到输入晶体管M1的栅极的分压器。(当然，Vout可以直接耦合到输入晶体管M1的栅极。)有源负载晶体管M2和M3和源极跟随器晶体管M4的源极连接到在导体8上的Vout。输入晶体管M0和M1的漏极分别连接到有源负载晶体管M2和M3的漏极。输入晶体管M1的漏极还由导体3连接到补偿电容器C0。负载晶体管M2和M3的栅极连接到输入晶体管M0的漏极。(然而，负载晶体管M2和M3的源极可以连接到VDD而不是输出导体8。此外，还具有能够提供满意的性能的输入级13的多个其他实施。)
输出导体8连接到瞬态上拉晶体管M7A的漏极，其源极连接到VDD。输出导体8还连接到瞬态下拉晶体管M5A的漏极，该瞬态下拉晶体管M5A的源极连接到VSS。输出导体8还连接到被模制为并联连接的负载电容器CL和负载电流源IL的负载电路16。负载电容器CL可以与LDO电压调节器10-2一起集成在相同的集成电路芯片上。负载16所需要的电流可以经受非常快速(例如在零到数十微妙之间)、大幅度(例如0到1-2安培)的转换。
瞬态上拉晶体管M7A的栅极由导体9B连接到上拉电阻器R7B的一个端子。上拉电阻器R7B的另一个端子M6。上拉电阻器R7A耦合在导体9B和VDD之间。共源共栅晶体管M6的栅极由导体18连接以接收在电压源11的(+)端子上的偏压V0，电压源11的负(-)端子连接到VSS。
主要上拉晶体管M7B的源极连接到VDD。主要上拉晶体管M7B的漏极由导体14连接到源极跟随器晶体管M4的源极。源极跟随器晶体管M4的源电极由导体14连接到主要上拉晶体管M7B和主要下拉晶体管M5B的漏极和滤波电阻器RFLT的一个端子，滤波电阻器RFLT的另一个端子由Vout导体8连接到瞬态上拉晶体管M7A和瞬态下拉晶体管M5A的漏极。源极跟随器晶体管M4的栅极连接到导体3。
主要下拉晶体管M5B的栅极由导体6A连接到共源共栅晶体管M6的源极、源极跟随器晶体管M4的漏极、以及电阻器R5B的一个端子。下拉电阻器R5B的另一个端子由导体6B连接到瞬态下拉晶体管M5A的栅极和电阻器R5A的一个端子，电阻器R5A的另一个端子连接到VSS。
在操作中，若负载16突然要求较大增加负载电流IL，则会拉低Vout。电阻分压器R1和R2因此降低了输入晶体管M1的栅极电压。因此，流过输入晶体管M1的尾电流I0越少，流过输入晶体管M0和电流镜像输入(有源负载)晶体管M2越多，因此通过电流镜像输出(有源负载)晶体管M3被镜像。在通过有源负载晶体管M3的电流的上升增加了源极跟随器晶体管M4的栅极电压。这反过来减少了通过源极跟随器晶体管M4的电流，从而降低了在下拉电阻器R5B和R5A两侧产生的电压，因此降低了在导体6A和共源共栅晶体管M6的源极上的电压。这促使共源共栅晶体管M6快速增加通过上拉电阻器R7A和R7B的电流量，到足够高水平以强烈地开启瞬态上拉晶体管M7A。这促使瞬态上拉晶体管M7A迅速供应由负载16要求的剧烈增加的电流量，从而提供调节器10-2快速稳定回到接近于由分压器R1、R2确定的Vref的比例的水平。(在导体6A上的降低的电压还导致通过主要下拉晶体管M5B的电流减少并且保持瞬态下拉晶体管M5A关闭。)在该点，通过输入级13和增益级(包括源极跟随器晶体管M4和共源共栅晶体管M6)的反馈促使调节器10-2借助于主要上拉晶体管M7B、主要下拉晶体管M5B、以及滤波电阻器RFLT重新开始Vout的正常调节。
实质上若负载16所要求的电流突然下降会发生相反的操作。即，若负载16所要求的负载电流IL的量突然下降了较大的量，则由主要上拉晶体管M7B供应到负载16的电流的量促使Vout快速增加。这促使电阻分压器R1、R2增加输入晶体管M1的栅极电压。因此，流过输入晶体管M1的尾电流I0越多，并且因此流过输入晶体管M0、电流镜像输入(有源负载)晶体管M2、以及电流镜像输出(有源负载)晶体管M3的尾电流越少。通过有源负载晶体管M3的电流的减少降低了源极跟随器晶体管M4的栅极电压，这反过来增加了通过源极跟随器晶体管M4的电流。这增加了在下拉电阻器R5B和R5A两侧产生的电压并增加了在导体6A和6B上的电压。在瞬态下拉晶体管M5A的栅极上产生的增加的电压促使其强烈地(hard)开启并且快速将Vout拉回到接近于由分压器R1、R2确定的Vref的比例的水平。(在导体6A上导致的增加的电压还促使共源共栅晶体管M6迅速降低通过上拉电阻器R7A和R7B的电流的量从而关闭瞬态上拉晶体管M7A，并减少通过主要上拉晶体管M7B的电流的量。)在该点，通过输入级13和增益级(包括源极跟随器晶体管M4和共源共栅晶体管M6)的反馈促使调节器10-2借助于主要上拉晶体管M7B、主要下拉晶体管M5B、以及滤波电阻器RFLT重新开始Vout的正常调节。
低电阻(例如5至100欧姆)滤波电阻器RFLT连接到先前提到的包括主要上拉和下拉晶体管M7B和M5B的慢速回路和包括晶体管M7A和M5A的快速回路。这显著改进了基于负载电容CL的高频滤波，并减少了在调节输出电压Vout中的高频噪声。此外，除了减少高频噪声之外，提供滤波电阻器RFLT的电阻有助于稳定从输入到输出的主回路(包括晶体管M0、M1及M4)，以及上述包括晶体管M7A和M5A的快速回路。此外，在从输入到输出的主回路(包括晶体管M0、M1及M4)中提供滤波电阻器RFLT并且与LDO电压调节器10-2集成在相同的电路芯片上避免用户需要提供高成本的外部电阻器以减少现有技术图1的快速稳定的电压调节器10-1所要求的高频噪声。
在正常操作期间瞬态上拉晶体管M7A和瞬态下拉晶体管M5A关闭，因此不影响在该段时间中的Vout。在瞬态操作中，瞬态上拉晶体管M7A和瞬态下拉晶体管M5A用作电阻器M5B或M7B，因为它们是由于通过RFLT的较大的电流在这些时刻的三极管。瞬态上拉晶体管M7A和瞬态下拉晶体管M5A实际上分别稍大于主要上拉晶体管M7B和主要下拉晶体管M5B，因此瞬态上拉晶体管M7A和瞬态下拉晶体管M5A实际上有时更强烈地关闭，它们实质上分别克服或抵抗主要瞬态上拉晶体管M7B和主要瞬态下拉晶体管M5B的高沟道电阻。
图2的LDO电压调节器10-2显著地改进较大的、极其快速回路电流瞬态的响应时间和稳定，同时还提供在Vout中的高频率噪声的低水平，而没有承受实质上额外的成本。这通过具有不同速度的多个反馈回路的组合和从一个回路到另一个的非线性转换以及通过在多回路系统中使用非线性信号滤波完成，以便实现在调节输出电压信号中的快速稳定和低、中、和高频噪声水平。此外，以非常低的电流和功率消耗水平完成非常快速的调节输出电压建立时间和低噪声水平。
瞬态下拉晶体管M5A和瞬态上拉晶体管M7A在较小负载电流水平关闭，并且负载16通过电阻器RFLT从“快速”回路(该回路包括晶体管M4、电阻器R5B、及晶体管M5A，并且该回路包括晶体管M4和M6、电阻器R7B、及晶体管M7A)“分离”。高频噪声由具有时间常数RFLTCL的滤波电路滤波。在滤波电阻器RFLT两侧的电压降较小，例如小于约50-100毫伏。RFLT有助于滤掉在中频和高频的噪声，并且应包括在上述快速回路中，因为然后其可以集成在集成电路芯片的内部。(相比较于在理想的期望输出电压(在先前句子中提到的50-100毫伏)，滤波电阻器RFLT将促使在输出电压中的DC漂移，所以如果阻抗RFLT过大，则将不能维持适当的DC调节。)在该电路中，低频精确度由包括完成DC调节的晶体管M0、M1、及M4的“慢速”主回路限定。当发生在输出级15中的主要操作从主要下拉晶体管M5B转移到瞬态下拉晶体管M5A或从主要上拉晶体管M7B转移到瞬态上拉晶体管M7A时，回路电流分别由在主要下拉电阻器R5B或主要上拉电阻器R7B两侧的电压降确定。此外，滤波电阻器RFLT具有改进包括晶体管M4、电阻器R5B、及晶体管M5A的快速回路和包括M4和M6、电阻器R7B、及晶体管M7A的回路的稳定性的优点.
虽然本发明参考几个具体的实施例描述，但本领域技术人员能够对描述的本发明的实施例进行各种修改而不脱离其正确的精神和范围。应理解所有的元件或步骤与在权利要求中的那些没有实质的区别，但以基本上相同的方式实现与权利要求所述的结果，执行基本上相同的功能，是在本发明的范围内。例如，组件中的一些可以用双极晶体管替代。可以使用稍微不同的输入级，如电流镜像操作放大器或折叠的串联操作放大器。此外，电阻器R5A、R5B、R7A及R7B的一个或多于一个可以由电流源替换。还可以使用电流源和R5A、R5B、R7A及R7B的组合以在速度和稳定性之间找到期望的平衡。共源共栅晶体管M6的栅极可以由一些不同于电压源偏置。

Claims (18)

1.一种电压调节器电路，其包括：
(a)差分输入级，其包括耦合以接收参考电压的第一输入、耦合到所述电压调节器电路的调节输出导体的第二输入和输出；
(b)用于在调节输出导体上产生调节输出电压的输出级，包括：
1)具有耦合到第一供应电压的第一电极和耦合到所述调节输出导体的第二电极的瞬态上拉晶体管，具有耦合到第二供应电压的第一电极和耦合到所述调节输出导体的第二电极的瞬态下拉晶体管，
2)具有耦合到所述第一供应电压的第一电极和耦合到所述调节输出导体的第二电极的主要上拉晶体管，具有耦合到所述第二供应电压的第一电极和耦合到所述调节输出导体的第二电极的主要下拉晶体管，及
3)耦合在所述调节输出导体和所述主要上拉晶体管与所述主要下拉晶体管的第二电极之间的滤波电阻器；及
(c)增益级，包括：
1)具有耦合到所述主要下拉晶体管和所述瞬态下拉晶体管的控制电极的第一电极和耦合到所述主要上拉晶体管和所述瞬态上拉晶体管的控制电极的第二电极的共源共栅晶体管，及
2)具有耦合到所述调节输出导体的第一电极，耦合到所述差分输入级的输出的控制电极，及耦合到所述共源共栅晶体管的第一电极和所述主要下拉晶体管和所述瞬态下拉晶体管的控制电极的第二电极的跟随器晶体管，
其中所述差分输入级、输出级和增益级操作以：
1)在正常的电压调节操作期间通过控制所述主要上拉晶体管和所述主要下拉晶体管，将所述调节输出电压调节到与所述调节输出电压具有预定关系的预定值，
2)根据负载电流的转换方向，响应于在所述调节输出导体中流动的负载电流的足够大、快速的转换，开启所述瞬态上拉晶体管或所述瞬态下拉晶体管，以便促使所述调节输出电压快速稳定回到所述预定值。
2.根据权利要求1所述的电压调节器电路，其中所述滤波电阻器结合负载电容操作以从所述调节输出电压中过滤噪声。
3.根据权利要求1所述的电压调节器电路，其中所述晶体管是金属氧化物半导体晶体管即MOS晶体管，所述第一电极是源极，所述第二电极是漏极，以及所述控制电极是栅极。
4.根据权利要求3所述的电压调节器电路，其中所述瞬态上拉晶体管、所述主要上拉晶体管和所述跟随器晶体管是P-沟道晶体管，并且其中所述瞬态下拉晶体管、所述主要下拉晶体管和所述共源共栅晶体管是N-沟道晶体管。
5.根据权利要求1所述的电压调节器电路，其中所述输入级包括第一输入晶体管，其具有连接到尾电流源的源极、耦合以接收参考电压的栅极以及耦合到第一负载晶体管的栅极和漏极与第二负载晶体管的栅极的漏极，并且还包括第二输入晶体管，其具有耦合到所述尾电流源的源极、耦合到所述调节输出导体的栅极以及耦合到所述第二负载晶体管的漏极和所述差分输入级的输出的漏极。
6.根据权利要求5所述的电压调节器电路，其中所述第二输入晶体管的栅极借助于电阻分压器电路耦合到所述调节输出导体。
7.根据权利要求5所述的电压调节器电路，其中所述第一负载晶体管和第二负载晶体管的源极耦合到所述调节输出电压。
8.根据权利要求2所述的电压调节器电路，其中所述滤波电阻器被集成在具有所述电压调节器电路的集成电路芯片上。
9.根据权利要求1所述的电压调节器电路，其中在所述负载电流的第一方向转换期间，所述瞬态上拉晶体管的沟道电阻小于所述主要上拉晶体管的沟道电阻，并且其中在所述负载电流的第二方向转换期间，所述瞬态下拉晶体管的沟道电阻小于所述主要下拉晶体管的沟道电阻。
10.根据权利要求1所述的电压调节器电路，其中所述预定关系由所述调节输出电压对参考电压的预定比率表示。
11.根据权利要求1所述的电压调节器电路，其中所述增益级包括在所述共源共栅晶体管的控制电极上产生恒定偏压的电压源。
12.根据权利要求5所述的电压调节器电路，其包括耦合在所述差分输入级的输出和所述第二供应电压之间的补偿电容器。
13.根据权利要求2所述的电压调节器电路，其中所述负载电容集成在具有所述电压调节器电路的集成电路芯片上，并且耦合到所述调节输出导体，其中耦合到所述调节输出导体的负载需要由所述电压调节器电路供应到所述负载的电流中的阶跃变化。
14.一种用于提供由电压调节器产生的调节输出电压的快速稳定的方法，该方法包括：
(a)控制调节输出电压的精确度，其是通过：
1)反馈调节输出电压到差分输入级的输入，该差分输入级具有施加到所述差分输入级的参考输入的参考电压，并且施加所述差分输入级的输出到跟随器晶体管的控制电极，该跟随器晶体管具有耦合到在调节输出导体上产生所述调节输出电压的输出级的输出的第一电极，及
2)响应于在所述电压调节器的正常调节操作期间在所述跟随器晶体管的第二电极上产生的信号，控制所述输出级的主要上拉晶体管和主要下拉晶体管，以维持所述调节输出电压的预定水平，其中所述输出级的所述主要上拉晶体管和所述主要下拉晶体管中的每个耦合到所述调节输出导体；及
(b)提供所述调节输出电压的快速稳定，其是通过：
1)响应于在负载电流的快速增加转换期间在所述跟随器晶体管的第二电极上产生的信号，开启设置在输出级中并且耦合到调节输出导体的瞬态上拉晶体管，及
2)响应于在所述负载电流的快速减少转换期间在所述跟随器晶体管的第二电极上产生的信号，开启设置在输出级中并且耦合到所述调节输出导体的瞬态下拉晶体管，
其中所述差分输入级、输出级和增益级操作以：
1)在正常的电压调节操作期间，通过控制所述主要上拉晶体管和所述主要下拉晶体管，将所述调节输出电压调节到与所述调节输出电压具有预定关系的预定值，
2)根据负载电流的转换方向，响应于在所述调节输出导体中流动的负载电流的足够大、快速的转换，开启所述瞬态上拉晶体管或所述瞬态下拉晶体管，以便促使所述调节输出电压快速稳定回到所述预定值。
15.根据权利要求14所述的方法，包括提供作为金属氧化物半导体晶体管即MOS晶体管的晶体管，其中所述第一电极为源极，所述第二电极为漏极，而所述控制电极为栅极，该方法包括耦合滤波电阻器的第一端子到所述主要上拉晶体管和主要下拉晶体管的漏极，并且耦合所述滤波电阻器的第二端子到所述瞬态上拉晶体管和瞬态下拉晶体管的漏极以从所述调节输出电压中过滤噪声。
16.根据权利要求15所述的方法，包括通过施加所述调节输出电压到所述跟随器晶体管的源极以促使所述跟随器晶体管的漏极快速地更强烈地开启共源共栅晶体管，并响应于由所述共源共栅晶体管产生的增加的漏极电流促使所述共源共栅晶体管的漏极开启所述瞬态上拉晶体管，供应在快速转换期间快速增加的负载电流的量到负载所要求的负载电流的增加的量。
17.根据权利要求15所述的方法，包括通过施加所述调节输出电压到所述跟随器晶体管的源极以促使所述跟随器晶体管的漏极快速地开启所述瞬态下拉晶体管而减少快速增加的负载电流的量。
18.一种用于产生快速稳定的调节输出电压的电压调节器，其包括：
(a)用于控制由所述电压调节器产生的调节输出电压的精确度的电路，其包括：
1)用于反馈所述调节输出电压到具有施加到差分输入级的参考输入的参考电压的差分输入级的输入的装置，
2)用于施加所述差分输入级的输出到具有耦合到输出级的输出的第一电极的跟随器晶体管的控制电极的装置，该输出级在调节输出导体上产生调节输出电压，
3)响应于在所述电压调节器的正常调节操作期间在所述跟随器晶体管的第二电极上产生的信号，控制所述输出级的主要上拉晶体管和主要下拉晶体管，以维持调节输出电压的预定水平的装置，其中所述输出级的所述主要上拉晶体管和所述主要下拉晶体管中的每个耦合到调节输出导体；及
(b)用于提供调节输出电压的快速稳定的电路，其包括：
1)响应于在负载电流的快速增加转换期间在所述跟随器晶体管的第二电极上产生的信号，开启设置在所述输出级中并且耦合到所述调节输出导体的瞬态上拉晶体管的装置，及
2)响应于在负载电流的快速减少转换期间在所述跟随器晶体管的第二电极上产生的信号，开启设置在所述输出级中并且耦合到所述调节输出导体的瞬态下拉晶体管的装置，
其中所述差分输入级、输出级和增益级操作以：
1)在正常的电压调节操作期间，通过控制所述主要上拉晶体管和所述主要下拉晶体管，将所述调节输出电压调节到与所述调节输出电压具有预定关系的预定值，
2)根据负载电流的转换方向，响应于在所述调节输出导体中流动的负载电流的足够大、快速的转换，开启所述瞬态上拉晶体管或所述瞬态下拉晶体管，以便促使所述调节输出电压快速稳定回到所述预定值。
CN201210377928.2A 2011-09-30 2012-10-08 电压调节器电路和用于提供调节输出电压的快速稳定的方法 Active CN103034275B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/200,761 2011-09-30
US13/200,761 US8624568B2 (en) 2011-09-30 2011-09-30 Low noise voltage regulator and method with fast settling and low-power consumption

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN103034275A CN103034275A (zh) 2013-04-10
CN103034275B true CN103034275B (zh) 2016-12-21

Family

ID=47991945

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201210377928.2A Active CN103034275B (zh) 2011-09-30 2012-10-08 电压调节器电路和用于提供调节输出电压的快速稳定的方法

Country Status (2)

Country Link
US (1) US8624568B2 (zh)
CN (1) CN103034275B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108536206A (zh) * 2018-03-22 2018-09-14 广州慧智微电子有限公司 一种电压调节器及电压调节方法

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2014177901A1 (en) * 2013-04-30 2014-11-06 Freescale Semiconductor, Inc. A low drop-out voltage regulator and a method of providing a regulated voltage
US9910484B2 (en) * 2013-11-26 2018-03-06 Intel Corporation Voltage regulator training
CN104765397B (zh) * 2014-01-02 2017-11-24 意法半导体研发(深圳)有限公司 用于内部电源的具有改善的负载瞬态性能的ldo调节器
CN105159382B (zh) * 2015-08-18 2016-11-23 上海华虹宏力半导体制造有限公司 线性稳压器
US9836071B2 (en) * 2015-12-29 2017-12-05 Silicon Laboratories Inc. Apparatus for multiple-input power architecture for electronic circuitry and associated methods
CN107797599B (zh) * 2017-10-31 2019-09-03 中国电子科技集团公司第五十八研究所 具有动态补偿和快速瞬态响应的ldo电路
US10411599B1 (en) 2018-03-28 2019-09-10 Qualcomm Incorporated Boost and LDO hybrid converter with dual-loop control
CN108508959B (zh) * 2018-05-31 2023-05-23 福州大学 一种基于共源共栅电压翻转跟随器结构的ldo
KR102452619B1 (ko) 2018-07-04 2022-10-07 삼성전자주식회사 Pvt 변화에 적응성 있는 집적 회로
US20200081467A1 (en) * 2018-09-07 2020-03-12 Qualcomm Incorporated Gyrator-based low-dropout (ldo) regulator
US10444780B1 (en) * 2018-09-20 2019-10-15 Qualcomm Incorporated Regulation/bypass automation for LDO with multiple supply voltages
US10591938B1 (en) 2018-10-16 2020-03-17 Qualcomm Incorporated PMOS-output LDO with full spectrum PSR
US10545523B1 (en) 2018-10-25 2020-01-28 Qualcomm Incorporated Adaptive gate-biased field effect transistor for low-dropout regulator
DE102018221294B4 (de) 2018-12-10 2023-06-22 Dialog Semiconductor (Uk) Limited LDO-Regler mit Schaltungen zur Reduzierung von Rauschen
TWI745794B (zh) * 2019-02-12 2021-11-11 新加坡商聯發科技（新加坡）私人有限公司 放大器線性化裝置
US11372436B2 (en) 2019-10-14 2022-06-28 Qualcomm Incorporated Simultaneous low quiescent current and high performance LDO using single input stage and multiple output stages
CN115836264B (zh) * 2020-07-28 2024-03-29 高通股份有限公司 具有宽调节电压范围的混合电压调节器
US11561563B2 (en) 2020-12-11 2023-01-24 Skyworks Solutions, Inc. Supply-glitch-tolerant regulator
US11817854B2 (en) 2020-12-14 2023-11-14 Skyworks Solutions, Inc. Generation of positive and negative switch gate control voltages
US11556144B2 (en) 2020-12-16 2023-01-17 Skyworks Solutions, Inc. High-speed low-impedance boosting low-dropout regulator
US11502683B2 (en) 2021-04-14 2022-11-15 Skyworks Solutions, Inc. Calibration of driver output current

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6188211B1 (en) * 1998-05-13 2001-02-13 Texas Instruments Incorporated Current-efficient low-drop-out voltage regulator with improved load regulation and frequency response
CN1949121A (zh) * 2006-10-25 2007-04-18 华中科技大学 一种双环低压差线性稳压器电路
CN101075143A (zh) * 2006-05-17 2007-11-21 深圳安凯微电子技术有限公司 一种低压线性电压调节器
US7741823B2 (en) * 2007-01-29 2010-06-22 Agere Systems Inc. Linear voltage regulator with improved large transient response

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6930551B2 (en) 2003-08-08 2005-08-16 Texas Instruments Incorporated Zero voltage class AB minimal delay output stage and method
US7633280B2 (en) * 2008-01-11 2009-12-15 Texas Instruments Incorporated Low drop voltage regulator with instant load regulation and method
US7768351B2 (en) * 2008-06-25 2010-08-03 Texas Instruments Incorporated Variable gain current input amplifier and method

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6188211B1 (en) * 1998-05-13 2001-02-13 Texas Instruments Incorporated Current-efficient low-drop-out voltage regulator with improved load regulation and frequency response
CN101075143A (zh) * 2006-05-17 2007-11-21 深圳安凯微电子技术有限公司 一种低压线性电压调节器
CN1949121A (zh) * 2006-10-25 2007-04-18 华中科技大学 一种双环低压差线性稳压器电路
US7741823B2 (en) * 2007-01-29 2010-06-22 Agere Systems Inc. Linear voltage regulator with improved large transient response

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108536206A (zh) * 2018-03-22 2018-09-14 广州慧智微电子有限公司 一种电压调节器及电压调节方法
CN108536206B (zh) * 2018-03-22 2020-10-27 广州慧智微电子有限公司 一种电压调节器及电压调节方法

Also Published As

Publication number Publication date
US8624568B2 (en) 2014-01-07
US20130082671A1 (en) 2013-04-04
CN103034275A (zh) 2013-04-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN103034275B (zh) 电压调节器电路和用于提供调节输出电压的快速稳定的方法
CN102915060B (zh) 低压差线性稳压器
US10481625B2 (en) Voltage regulator
CN103092243B (zh) 信号产生电路
CN106843347B (zh) 具有输出补偿的半导体装置
US7679420B1 (en) Slew rate controlled level shifter with reduced quiescent current
US4857863A (en) Low power output driver circuit with slew rate limiting
CN105843312B (zh) 高和低功率电压调节电路
US9553548B2 (en) Low drop out voltage regulator and method therefor
CN102999074B (zh) 低压差线性稳压器
US8120390B1 (en) Configurable low drop out regulator circuit
CN101136614A (zh) 恒流电路
TW200929859A (en) High-swing operational amplifier output stage using adaptive biasing
US7733182B2 (en) Hybrid class AB super follower
CN108874008A (zh) 一种具有双反馈的ldo电路
CN114879803B (zh) 一种ldo的限流保护电路结构
CN107750351A (zh) 电压调节器
JP5275462B2 (ja) サブスレッショルド集積回路におけるプロセスばらつき防止方法を実現するボディ電位変調回路及びプロセスばらつきを防止するｃ型インバータ
CN105700598B (zh) 一种用于电压稳压器的折返限流电路
Zhao et al. A high-efficiency fast-transient LDO with low-impedance transient-current enhanced buffer
TW201821925A (zh) 穩壓器
CN110007707A (zh) 低压差线性稳压器及系统
US11290061B2 (en) Amplifier circuit with overshoot suppression
CN106598124B (zh) 具有经调节偏压电流放大器的稳压器
US7567124B2 (en) Symmetrical differential amplifier

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant