CN102983712A - 大容量电力电子变换系统电磁瞬态分析方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了电力电子变换和控制技术领域中的一种大容量电力电子变换系统电磁瞬态分析方法。包括：大容量电力电子变换系统执行一次保护动作，采集所述变换系统执行保护动作前后的系统参数，确定所述变换系统安全工作区；提取交换系统的杂散参数，进而确定交换系统的瞬态母排结构；根据所述母排结构以及杂散参数确定半导体开关器件门极驱动信号的反馈控制设定值；根据所述半导体开关器件门极驱动信号的反馈控制设定值确定交换系统的延迟时间，最后确定在系统安全工作区的延迟时间。本发明将原有器件安全工作区推广到系统安全工作区，将原有集中参数拓扑结构扩展到考虑杂散参数的主电路结构，将原有信号级脉冲调制算法推广到主电路脉冲控制策略。

Description

大容量电力电子变换系统电磁瞬态分析方法

技术领域

本发明属于电力电子变换和控制技术领域，尤其涉及一种大容量电力电子变换系统电磁瞬态分析方法。

背景技术

大容量电力电子变换系统一般指功率等级在上百、几百千瓦乃至兆瓦以上，电压等级在几百伏、千伏乃至万伏以上，电流容量在几百或上千安培以上的电力电子变换系统。随着全球范围内对大容量电力电子装置的迫切需求，如高压变频调速、电能质量控制、电力牵引、风力/光伏并网发电、分布式独立电力系统、大型冶炼、材料处理加工、等离子体放电脉冲功率以及国防装置需求等，大容量电力电子系统的应用已成为当前电力电子研究领域的最热点问题之一。

大容量电力电子变换系统与小容量系统有很大的不同，很多在小容量系统中并不突出的问题被凸现出来，如半导体器件的瞬态开关特性、主电路瞬态换流回路、回路中的杂散参数、脉冲瞬态过程、di/dt和dv/dt的影响以及开关损耗等，这些问题都集中体现在短时间尺度的电磁能量变换瞬态换流过程之中，而特别由于各回路变换的时间常数不同，常常由于变换不协调、能量变换不平衡导致器件和系统损坏。以往采用常规的理想器件、集中参数、线性拓扑电路以及信号PWM等分析方法难以解释和解决这些现象和问题。

电力电子变换系统主要由功率器件、线路拓扑和控制模块构成。在这个系统中，各个子系统的电磁能量变换的时间常数不同，如无源器件及其组成的回路时间常数以毫秒计，功率开关器件子系统和部分控制回路的时间常数以微秒计，某些高频软开关子系统和数字控制系统的时间常数以纳秒计，如果电力电子变换系统带机械负载，如电机拖动，则机电能量转换部分的时间常数以秒计。不同时间常数的子系统构成整个电力电子变换系统，系统中的瞬态电磁能量变换成为其关键问题。大部分系统或其中的元器件的失效均发生在瞬态（从某个稳态能量分布转向另一个稳态）过程中。在这种瞬态过程中，特别是时间常数不同的各子系统共同工作时，能量分布常有可能失衡，造成破坏性的局部能量集中。

在常规器件应用中，一般使用器件生产商给出的器件安全工作区，比如正偏、反偏、反向恢复等器件安全工作区。但是，在大容量变换系统应用中存在两个明显的缺陷：（1）只关注了器件本体，没有建立器件与系统的互动关系。实际中，器件在系统中受线路杂散参数、控制和保护参数等诸多因素影响而表现出不同的运行特性，只采用器件安全工作区无法分析和控制这些复杂特性。（2）器件安全工作区中描述的是开关器件中的稳态电流及其端电压的关系，不能表述器件的开关瞬态过程，不能用于变换系统的优化设计和瞬态建模之中。

随着变换系统功率等级的提高，系统对耐压、过流、绝缘和散热等能力要求提高，往往需要采用大尺寸的开关器件、无源元件和散热系统，导致功率元件之间的连接导线尺寸增大，导体之间的距离加长，从而使连线的杂散电感增大。当开关中的di/dt很大时，Ldi/dt则构成很高的浪涌电压，导致击穿器件和绝缘。由此可见，杂散参数是决定变换器可靠性的重要因素之一。低杂散电感的层叠母排结构在变换系统的直流母排设计中广泛采用，但是在常规的主电路设计和层叠母排设计中存在如下问题：（1）常规的主电路为理想电路拓扑，只有集中参数没有分布参数，不能分析分布杂散参数问题；（2）层叠母排在理想电路拓扑中也只是一根连线，看作一个整体，等效为一个集中杂散电感参数，难以进行分布参数分析以优化母排。

脉冲调制技术是电力电子变换系统的重要底层控制技术。以往产生PWM脉冲主要基于控制系统宏观算法和理想的开关器件特性（双稳态）。但实际上由于开关器件动作的连续性和非线性，控制系统产生的理想脉冲与其通过驱动电路、开关器件后输出的主电路脉冲有很大差异。尤其在大容量电力电子变换系统过渡过程中，这种差异带来的影响更明显，产生很多的异常脉冲，轻者产生畸变，重者损坏器件和装置。

长期以来，人们一直在呼唤大容量电力电子变换系统分析方法的变革。本发明从系统安全工作区模型、瞬态换流回路以及主电路脉冲控制的新视角提出大容量电力电子变换系统电磁瞬态分析方法。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种大容量电力电子变换系统电磁瞬态分析方法。

为了实现上述目的，本发明提出的技术方案是，一种大容量电力电子变换系统电磁瞬态分析方法，其特征是所述方法包括：

步骤1：大容量电力电子变换系统执行一次保护动作，采集所述变换系统执行保护动作前后的系统参数，确定所述变换系统安全工作区；具体包括：

步骤1.1：在发生故障的时刻t采集变换系统母排电压v_DC(t)、母排电流i_DC(t)和IGBT集射极电压v_CE(t)；

步骤1.2：经过延迟控制Δt后，在时刻t+Δt变换系统执行关断动作，同时采集时刻t+Δt变换系统的IGBT集射极电压v_CE(t+Δt)和交换系统的电流i_C(t+Δt)

步骤1.3：确定时刻t和时刻t+Δt变换系统的母排电压和母排电流之间的关系以及母排电压和母排电流的极限条件；

其中：时刻t和时刻t+Δt变换系统的母排电压和母排电流之间的关系为

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{DC}}(t+\mathrm{\Δt})=i_{\mathrm{DC}}\left(t\right)+\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\·\mathrm{\Δt}+\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{CE}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\·C_{\mathrm{res}}\\ v_{\mathrm{DC}}(t+\mathrm{\Δt})=v_{\mathrm{DC}}\left(t\right)+\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\·\mathrm{\Δt}\end{array}\right.,$

i_DC(t)为时刻t+Δt排电流，v_DC(t)为时刻t+Δt母排电压,C_res为IGBT的反向传输电容；

母排电压和母排电流的极限条件为

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)+\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\·\mathrm{\Δt}+\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{CE}}(t+\mathrm{\Δt})}{\mathrm{dt}}\·C_{\mathrm{res}}\≤I_{\lim }\left(T_j\right)\\ v_{\mathrm{DC}}\left(t\right)+\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\·\mathrm{\Δt}+\frac{{\mathrm{di}}_C(t+\mathrm{\Δt})}{\mathrm{dt}}\·(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})\≤U_{\lim }\left(T_j\right)\end{array}\right.,$

L_DC为变换系统直流母线换流回路杂散电感,L_σ为器件内部的杂散电感,I_lim(T_j)为IGBT器件所承受的最大极限电流,U_lim(T_j)为IGBT器件所承受的最大极限电压,T_j为器件结温，j为器件中的PN结代号；

步骤1.4：引入软短路和硬短路条件，并对

和

作近似线性化处理；

所述软短路条件为 $v_{\mathrm{DC}}\left(t\right)-(L_{\mathrm{DC}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{\σ}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{ls}})\·\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=0,$ L_ls为负载漏感；

所述软短路条件为

L_SC为变换系统输出端短路电感；

对

作近似线性化处理是指令

t_f为器件关断下降时间；

对

作近似线性化处理是指令

步骤1.5：忽略

根据时刻t和时刻t+Δt变换系统的母排电压和母排电流之间的关系、母排电压和母排电流的极限条件、软短路和硬短路条件以及近似线性化处理后的

和

得到所述变换系统安全工作区为

$\left\{\begin{array}{c}{A}_{\mathrm{RB}}\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)\\ v_{\mathrm{DC}}\left(t\right)\end{array}\right)\≤\left(\begin{array}{c}{I}_{\lim \_\mathrm{RB}}\left(T_j\right)\\ U_{\lim }\left(T_j\right)\end{array}\right)\\ A_{\mathrm{SC}}\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)\\ v_{\mathrm{DC}}\left(t\right)\end{array}\right)\≤\left(\begin{array}{c}{I}_{\lim \_\mathrm{SC}}\left(T_j\right)\\ U_{\lim }\left(T_j\right)\end{array}\right)\end{array}\right.,$

A_RB和A_SC分别为系数矩阵，且

$A_{\mathrm{RB}}=\left(\begin{array}{cc}1& \frac{\mathrm{\Δt}}{L_{\mathrm{DC}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{\σ}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{ls}}}+\frac{0.8C_{\mathrm{res}}}{t_f}\\ \frac{0.8(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})}{t_f}& 1+\frac{0.8\mathrm{\Δt}(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})}{t_f(L_{\mathrm{DC}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{\σ}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{ls}})}+\frac{0.64(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})C_{\mathrm{res}}}{t_f^2}\end{array}\right),$

$A_{\mathrm{SC}}=\left(\begin{array}{cc}1& \frac{\mathrm{\Δt}}{L_{\mathrm{DC}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{\σ}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{SC}}}+\frac{0.8C_{\mathrm{res}}}{t_f}\\ \frac{0.8(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})}{t_f}& 1+\frac{0.8\mathrm{\Δt}(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})}{t_f(L_{\mathrm{DC}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{\σ}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{SC}})}+\frac{0.64(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})C_{\mathrm{res}}}{t_f^2}\end{array}\right),$

I_{lim_RB}(T_j)为半导体开关器件反偏置安全工作区的极限电流，I_{lim_SC}(T_j)为半导体开关器件短路安全工作区的极限电流；

步骤2：由所述交换系统安全工作区，提取交换系统的杂散参数，进而确定交换系统的瞬态母排结构；

步骤3：根据所述母排结构以及杂散参数确定半导体开关器件门极驱动信号的反馈控制设定值；

步骤4：根据所述半导体开关器件门极驱动信号的反馈控制设定值确定交换系统的延迟时间，最后确定在系统安全工作区的延迟时间。

所述提取交换系统的杂散参数采用阻抗分析仪量测法、部分元等效法PEEC或量测波形反推法。

本发明针对大容量电力电子变换系统，从对器件、主回路以及控制三个基本构成方面的提出了电磁瞬态分析方法，即从小时间尺度（微秒计）来分析电磁变换过渡过程，从原来的器件安全工作区推广到系统安全工作区，提高系统可靠性；从原来的集中参数拓扑结构扩展到考虑杂散参数的主电路结构；从与原来的信号级脉冲调制算法推广到主电路脉冲控制策略。

附图说明

图1是大容量电力电子变换系统安全工作区示意图；

图2是变换系统母排结构示意图；(a)是原变换系统母排结构示意图，(b)是变换系统瞬态母排结构示意图；

图3是变换系统关断过程中的仿真和试验结果比较图；(a)是IGBT关断电流波形比较图，(b)是IGBT关断电压波形比较图；

图4是主电路脉冲控制在高压IGBT串联中的应用示意图；(a)是高压IGBT串联实物图，(b)是无主动均压控制实验波形图，(c)主电路脉冲调制实验波形图。

具体实施方式

下面结合附图，对优选实施例作详细说明。应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本发明的范围及其应用。

本发明内容包括建立基于大功率半导体器件瞬态模型的系统安全工作区数学模型、建立基于主电路的瞬态换流拓扑回路、以及基于主电路功率脉冲的控制方法，它们组合一起构成一套完整的大容量电力电子变换系统电磁瞬态分析方法。具体内容包括：

1.建立基于大功率半导体器件瞬态模型的系统安全工作区数学模型。

在常规器件应用中，一般使用器件生产商给出的器件安全工作区，比如正偏、反偏、反向恢复等器件安全工作区，在大容量变换系统应用中存在两个明显的缺陷：（1）只关注了器件本体，没有建立器件与系统的互动关系。实际中，器件在系统中受线路杂散参数、控制和保护参数等诸多因素影响而表现出不同的运行特性，只采用器件安全工作区无法分析和控制这些复杂特性。（2）器件安全工作区中描述的是开关器件中的稳态电流及其端电压的关系，不能表述器件的开关瞬态过程，不能用于变换系统的优化设计和瞬态建模之中。

正是基于上述两个问题，本发明提出了系统安全工作区的基本思想：在综合考虑了器件特性、母排电压和电流、和温度、换流回路、控制延迟等多方面因素，从整个变换器系统的角度，推导出变换器可靠运行的安全工作区。所提出的系统安全工作区概念模型如下：

$\begin{array}{cc}\mathrm{Systematic}& \mathrm{SOA}=f(v,i,\frac{\mathrm{dv}}{\mathrm{dt}},\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{dt}},T,N_{\mathrm{\Δt}})\end{array}---\left(1\right)$

其中，以变换系统直流母线电压v_DC和直流母线电流i_DC为系统安全工作区表征量，以系统温度作为主要约束条件，考察系统中的器件特性、机械结构、电路参数和控制延迟等元素之间的定量关系，根据变换器的实际工作状态确定系统安全工作区的数学模型。对分析中使用的参数作如下定义：

(1)器件特性参数：

关断过程中IGBT集射极电压的上升率；功率器件关断过程中的电流的上升率，实际为负值；t_f为器件关断下降时间；C_res为IGBT的反向传输电容。

(2)机械结构杂散参数：L_DC为变换器直流母线换流回路杂散电感；L_σ为器件内部的杂散电感。

(3)温度相关参数：T_h为系统运行温度；T_j为器件结温；I_lim(T_j)和U_lim(T_j)分别为IGBT器件能够承受的极限电流和极限电压，二者是关于器件结温的变化量。

(4)其它参数：Δt为控制延迟，即采样电路检测到保护阈值到器件真正动作之间的延迟，包含了器件的关断延迟；

功率器件通态电流的上升率；

变换器直流母线电压的泵升速率。

以变换器执行一次保护动作的过程，来分析系统安全工作区与系统元素间的定量关系。采样电路在t时刻对直流母线电压v_DC(t)、电流i_DC(t)进行采样并发现故障，经过控制延迟Δt时间后，器件在t+Δt时刻执行关断动作。在t时刻器件处于开通状态，变换器工作在[v_DC(t),i_DC(t)]。在t+Δt时刻器件处于关断过程，考虑器件的特性，变换器工作点[v_DC(t+Δt),i_DC(t+Δt]有如下表：

$i_{\mathrm{DC}}(t+\mathrm{\Δt})=i_{\mathrm{DC}}\left(t\right)+\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\·\mathrm{\Δt}+\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{CE}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\·C_{\mathrm{res}}---\left(2\right)$

$v_{\mathrm{DC}}(t+\mathrm{\Δt})=v_{\mathrm{DC}}\left(t\right)+\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\·\mathrm{\Δt}---\left(3\right)$

器件在关断过程所承受的电应力，不能够超出其极限工作范围，因此有

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\·\mathrm{\Δt}+\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{CE}}(t+\mathrm{\Δt})}{\mathrm{dt}}\·C_{\mathrm{res}}\≤I_{\lim }\left(T_j\right)\\ v_{\mathrm{DC}}\left(t\right)+\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\·\mathrm{\Δt}+\frac{{\mathrm{di}}_C(t+\mathrm{\Δt})}{\mathrm{dt}}\·(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})\≤U_{\lim }\left(T_j\right)\end{array}\right.---\left(4\right)$

L_DC为变换系统直流母线换流回路杂散电感,L_σ为器件内部的杂散电感,I_lim(T_j)为IGBT器件所承受的最大极限电流,U_lim(T_j)为IGBT器件所承受的最大极限电压,T_j为器件结温，j为器件中的PN结代号。

针对变换器的应用，考虑对变换器输出能力要求最高的两种情况：软短路和硬短路。

1）软短路，是指变换器负载为纯感性负载，输出端通过电感性负载发生短路，不妨假设图1中的T₂管、T₃管和T₅管导通，对负载电感充电，由基尔霍夫电压定律得：

$v_{\mathrm{DC}}\left(t\right)-(L_{\mathrm{DC}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{\σ}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{ls}})\·\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=0---\left(5\right)$

2）硬短路，是指变换器输出端在电路上通过导体发生直接短路，不妨假设图1中的T₂管和T₃管导通，而输出端直接短路，短路电感为L_SC，则

$v_{\mathrm{DC}}\left(t\right)-(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}}+L_{\mathrm{SC}})\·\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=0---\left(6\right)$

对

和

作近似线性化处理，可得

$\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{CE}}(t+\mathrm{\Δt})}{\mathrm{dt}}=\frac{0.8v_{\mathrm{DC}}(t+\mathrm{\Δt})}{t_f}---\left(7\right)$

$\frac{{\mathrm{di}}_C(t+\mathrm{\Δt})}{\mathrm{dt}}=\frac{0.8i_{\mathrm{DC}}(t+\mathrm{\Δt})}{t_f}---\left(8\right)$

忽略 $\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\·\mathrm{\Δt},$ 则

v_DC(t+Δt＝v_DC(t)                                （9）

将上述各式整理，可得变换器系统安全工作区的数学模型：

$\left\{\begin{array}{c}{A}_{\mathrm{RB}}\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)\\ v_{\mathrm{DC}}\left(t\right)\end{array}\right)\≤\left(\begin{array}{c}{I}_{\lim \_\mathrm{RB}}\left(T_j\right)\\ U_{\lim }\left(T_j\right)\end{array}\right)\\ A_{\mathrm{SC}}\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)\\ v_{\mathrm{DC}}\left(t\right)\end{array}\right)\≤\left(\begin{array}{c}{I}_{\lim \_\mathrm{SC}}\left(T_j\right)\\ U_{\lim }\left(T_j\right)\end{array}\right)\end{array}\right.---\left(10\right)$

A_RB和A_SA分别为系数矩阵，且

$A_{\mathrm{RB}}=\left(\begin{array}{cc}1& \frac{\mathrm{\Δt}}{L_{\mathrm{DC}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{\σ}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{ls}}}+\frac{0.8C_{\mathrm{res}}}{t_f}\\ \frac{0.8(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})}{t_f}& 1+\frac{0.8\mathrm{\Δt}(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})}{t_f(L_{\mathrm{DC}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{\σ}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{ls}})}+\frac{0.64(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})C_{\mathrm{res}}}{t_f^2}\end{array}\right)---\left(11\right)$

$A_{\mathrm{SC}}=\left(\begin{array}{cc}1& \frac{\mathrm{\Δt}}{L_{\mathrm{DC}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{\σ}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{SC}}}+\frac{0.8C_{\mathrm{res}}}{t_f}\\ \frac{0.8(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})}{t_f}& 1+\frac{0.8\mathrm{\Δt}(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})}{t_f(L_{\mathrm{DC}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{\σ}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{SC}})}+\frac{0.64(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})C_{\mathrm{res}}}{t_f^2}\end{array}\right)---\left(12\right)$

I_{lim_RB}(T_j)为半导体开关器件反偏置安全工作区的极限电流，I_{lim_SC}(T_j)为半导体开关器件短路安全工作区的极限电流。

由于变换器的系统温度是随时间和运行状态而变化的，因此系统安全工作区也会随之改变。显然，系统安全工作区是基于变换器实际系统参数的瞬态模型。

2.建立基于瞬态换流回路的拓扑结构。

随着变换系统功率等级的提高，系统对耐压、过流、绝缘和散热等能力要求提高，往往需要采用大尺寸的开关器件、无源元件和散热系统，导致功率元件之间的连接导线尺寸增大，导体之间的距离加长，从而使连线的杂散电感增大。当开关中的di/dt很大时，Ldi/dt则构成很高的浪涌电压，导致击穿器件和绝缘。由此可见，杂散参数是决定变换器可靠性的重要因素之一。低杂散电感的层叠母排结构在变换系统的直流母排设计中广泛采用，但是在常规的主电路设计和层叠母排设计中存在如下问题：（1）常规的主电路为理想电路拓扑，只有集中参数没有分布参数，不能分析分布杂散参数问题；（2）层叠母排在理想电路拓扑中也只是一根连线，看作一个整体，等效为一个集中杂散电感参数，难以进行分布参数分析以优化母排。

基于上述两个问题，本发明提出了瞬态拓扑思想：认为瞬态过程是系统可靠运行的关键，而其中分布参数是分析的基础。为此，综合考虑了器件瞬态行为与母排、连接线、器件内部等杂散参数之间的量化关系，建立变换系统的瞬态拓扑，综合考虑其中的多个不同时间常数的换流回路，据此优化母排结构，提高变换系统的性能。

将瞬态拓扑的思想落实到实施方法的过程分为两个核心，一是杂散参数的准确提取，二是杂散参数影响的灵敏度分析。该发明通过电磁场分析中的部分元等效电路法，系统地建立了变换系统母排机械结构与瞬态拓扑之间的联系。在此过程中，根据大尺寸母排的特点进行适当分割，而不是传统的将其看成一个整体。

杂散参数的提取可以采用三种方法：

（1）对一些比较规范的连接件（如直线或直板件）可以直接采用阻抗分析仪量测。

（2）采用部分元等效(PEEC)方法进行计算。

（3）采用量测波形进行反推。

杂散参数影响的灵敏度分析则直接建立考虑杂散参数的电路模型，然后针对每个杂散参数进行灵敏度分析，目的就是为了去掉影响不大的杂散参数，只将影响大的参数放入换流拓扑结构，使问题更加简化。

以PEEC为例说明杂散参数的提取过程。PEEC方法只需要导体几何形状和材料信息，最高工作频率（fmax）和单元划分是其建模的两个关键问题。

受集肤效应和边缘效应影响，不同频率下的分布参数不同，且分布参数和频率之间的关系为非线性。本专利中，杂散参数计算频率的选取是指研究中所感兴趣的某一频率。

第1步：划分单元。单元划分是PEEC法的基本思想，它确定哪些需要分段建模，哪些部分需要单独建模，从而决定所建立的等效电路拓扑。单元划分遵循三条基本原则：

1）单元导体上的所有点都是等电位。

单元上所有点为等电位，即要求单元的最长尺寸远小于工作电磁波波长。具体大小通常是根据所需要的建模精度来决定。精度越高，单元尺寸越小，分段越多，运算成本、复杂程度就越高。所以，一般是在满足一定精度条件下，分段尽量少。本专利中，定义导体单元最长为：

d＜0.01λ

式中，λ＝c/f_max，为对应最高频率的电磁波波长。

2）不同电路拓扑位置处作为划分节点。

3）单元划分要便于分布电感和分布电容的计算，使得构建的等效电路简洁和直观。

第2步：互连线三维物理模型描述。

根据单元划分结果以及铜排的形状、尺寸和材料属性在三维坐标系内建立其物理几何模型。

第3步：单元分类。

在这一步确定计算单元和接地单元。由于只需计算铜排回路的分布参数，因此系统中，屏蔽罩和阻抗分析仪的地都被看作接地单元，铜排属于计算单元。根据铜排的电流流向，给计算单元施加电流源作为后面电磁场计算的激励源。

第4步：网格剖分。

为了考虑集肤效应和边缘效应影响，可根据集肤深度（δ）对母排单元进行分层网格剖分实现电流的不均匀分布。δ根据电导率（σ）和磁导率（μ）进行

计算：

$\mathrm{\δ}=1/\sqrt{\mathrm{\π}{f}_{\max }\mathrm{\μ\σ}}$

对于铜导体，σ＝5.8×10⁷s/m，μ≈μ₀＝4π×10^-7H/m。

第5步：参数计算

最后进行杂散电阻、杂散电感和杂散电容(RLC)的计算，并以RLC矩阵的形式输出计算结果。

得到杂散参数后0，根据瞬态拓扑原理，可以将一个实际的母排结构（如图2(a)所示）演化成相应的瞬态拓扑（如图2(b)所示），仿真结果与实验结果比较如图3(a)和(b)所示。

3.建立基于主电路功率脉冲的控制技术。

脉冲调制技术是电力电子变换系统的重要底层控制技术。以往产生PWM脉冲主要基于控制系统宏观算法和理想的开关器件特性（双稳态）。但实际上由于开关器件动作的连续性和非线性，控制系统产生的理想脉冲与其通过驱动电路、开关器件后输出的主电路脉冲有很大差异。尤其在大容量电力电子变换系统过渡过程中，这种差异带来的影响更明显，产生很多的异常脉冲，轻者产生畸变，重者损坏器件和装置。

从这个问题的现象和产生机制出发，本发明提出了主电路脉冲调制技术的思想：即综合考虑死区、最小脉宽、杂散参数等因素对器件换流动态过程的影响，直接以主电路脉冲及其序列为目标进行主动调制控制，以提高系统主电路脉冲的控制速度和精度。

本发明提出了外围电路、门极有源箝位和门极控制三者结合的方式，提高了器件的电压平衡度。

外围电路是在每支IGBT的负载侧（CE间）并联一个阻值远小于IGBT漏电阻（VCES/ICES）的静态均压电阻Rstatic。此时，各串联器件上的静态电压分配主要取决于Rstatic的阻值。选取阻值相同的静态均压电阻，可使各串联器件在其关断稳态时的承压均衡。

门极侧均压电路是基本稳压管-二极管有源箝位方案和增加Miller电容方案的结合与优化。由串联稳压管Z1~Zn、二极管D、电阻R3、串联稳压管Z11~Z1m及与之并联的电容C1、电阻R1构成箝位支路，再由C2、R2构成RC支路与箝位支路并联构成门极均压控制电路。

门极控制是在门极均压控制电路的箝位支路中，串联一个采样电阻，采样电阻两端的电压经过电平变换之后引入高速比较器，比较器的输出驱动高速光纤发送端子，将有源箝位反馈信号转换为光纤信号，由控制板上的高速光纤接收端子接收该光纤信号，转换为电信号并输入至负责IGBT驱动脉冲控制的FPGA。当有源箝位动作，箝位支路电流超过设定的阈值时，反馈光纤信号由亮变灭，FPGA接收到得有源箝位反馈信号由高电平变为低电平；当有源箝位结束动作，箝位支路电流下降到阈值之下时，反馈光纤信号再次变亮，FPGA接收到的有源箝位反馈信号变为高电平。这样，控制系统通过反馈电路得到有源箝位电路的动作时刻，并可以据此计算有源箝位动作时间长度和动作次数等信息。

高压6.5kV/600A的IGBT串联装置实物和实验波形如图4(a)所示，加上主电路脉冲控制后，经过几个周波，两个串联IGBT的电压就一致了，无主动均压控制实验波形与主电路脉冲调制实验波形试验比较如图4(b)和4(c)所示。

实验结果表明，采用此发明实现的高压IGBT直接串联方式表现出极强的实用性，尤其是用于电力系统中的直接并网变换器或者是高压电力传动中。

本发明具有以下的特点：

1.系统安全工作区方法主要是为了对变换器的优化设计和对变换器运行的安全保护，实现器件与装置的最佳结合，同时从系统的层面、瞬态变化的角度以及电磁能量变换的特点来认识电力电子变换器高效可靠运行的本质。

2.考虑分布参数的瞬态换流回路拓扑分析方法用于相关的高压大容量变换器中，对系统容量提升起到支撑作用，在保证系统可靠性的前提下提高变换器的潜力。

3.将主回路脉冲及其序列的大容量变换器调制技术与半导体开关器件瞬态开关特性相结合，采用外围电路、门极有源箝位和门极控制三者结合的方式提高器件调节能力。这其中充分考虑了控制脉冲与主电路脉冲的差异、脉冲序列的逻辑组合和时序组合、序列中的异常脉冲以及异常序列等，从而将喜好及调制提升到功率级的调制。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (2)

1.一种大容量电力电子变换系统电磁瞬态分析方法，其特征是所述方法包括：

步骤1：大容量电力电子变换系统执行一次保护动作，采集所述变换系统执行保护动作前后的系统参数，确定所述变换系统安全工作区；具体包括：

步骤1.1：在发生故障的时刻t采集变换系统母排电压v_DC(t)、母排电流i_DC(t)和IGBT集射极电压v_DC(t)；

步骤1.2：经过延迟控制Δt后，在时刻t+Δt变换系统执行关断动作，同时采集时刻t+Δt变换系统的IGBT集射极电压v_CE(t+Δt)和交换系统的电流i_C(t+Δt)；

步骤1.3：确定时刻t和时刻t+Δt变换系统的母排电压和母排电流之间的关系以及母排电压和母排电流的极限条件；

其中：时刻t和时刻t+Δt变换系统的母排电压和母排电流之间的关系为

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{DC}}(t+\mathrm{\Δt})=i_{\mathrm{DC}}\left(t\right)+\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\·\mathrm{\Δt}+\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{CE}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\·C_{\mathrm{res}}\\ v_{\mathrm{DC}}(t+\mathrm{\Δt})=v_{\mathrm{DC}}\left(t\right)+\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\·\mathrm{\Δt}\end{array}\right.,$

i_DC(t)为时刻t+Δt母排电流，v_DC(t)为时刻t+Δt母排电压,C_res为IGBT的反向传输电容；

母排电压和母排电流的极限条件为

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)+\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\·\mathrm{\Δt}+\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{CE}}(t+\mathrm{\Δt})}{\mathrm{dt}}\·C_{\mathrm{res}}\≤I_{\lim }\left(T_j\right)\\ v_{\mathrm{DC}}\left(t\right)+\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\·\mathrm{\Δt}+\frac{{\mathrm{di}}_C(t+\mathrm{\Δt})}{\mathrm{dt}}\·(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})\≤U_{\lim }\left(T_j\right)\end{array}\right.,$

L_DC为变换系统直流母线换流回路杂散电感,L_σ为器件内部的杂散电感,I_lim(T_j)为IGBT器件所承受的最大极限电流,U_lim(T_j)为IGBT器件所承受的最大极限电压,T_j为器件结温，j为器件中的PN结代号；

步骤1.4：引入软短路和硬短路条件，并对

和作近似线性化处理；

所述软短路条件为 $v_{\mathrm{DC}}\left(t\right)-(L_{\mathrm{DC}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{\σ}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{ls}})\·\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=0,$ L_ls为负载漏感；

所述软短路条件为

L_SC为变换系统输出端短路电感；

对

作近似线性化处理是指令

t_f为器件关断下降时间；

对作近似线性化处理是指令

步骤1.5：忽略

根据时刻t和时刻t+Δt变换系统的母排电压和母排电流之间的关系、母排电压和母排电流的极限条件、软短路和硬短路条件以及近似线性化处理后的

和

得到所述变换系统安全工作区为

$\left\{\begin{array}{c}{A}_{\mathrm{RB}}\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)\\ v_{\mathrm{DC}}\left(t\right)\end{array}\right)\≤\left(\begin{array}{c}{I}_{\lim \_\mathrm{RB}}\left(T_j\right)\\ U_{\lim }\left(T_j\right)\end{array}\right)\\ A_{\mathrm{SC}}\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{DC}}\left(t\right)\\ v_{\mathrm{DC}}\left(t\right)\end{array}\right)\≤\left(\begin{array}{c}{I}_{\lim \_\mathrm{SC}}\left(T_j\right)\\ U_{\lim }\left(T_j\right)\end{array}\right)\end{array}\right.,$

A_RB和A_SC分别为系数矩阵，且

$A_{\mathrm{RB}}=\left(\begin{array}{cc}1& \frac{\mathrm{\Δt}}{L_{\mathrm{DC}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{\σ}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{ls}}}+\frac{0.8C_{\mathrm{res}}}{t_f}\\ \frac{0.8(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})}{t_f}& 1+\frac{0.8\mathrm{\Δt}(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})}{t_f(L_{\mathrm{DC}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{\σ}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{ls}})}+\frac{0.64(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})C_{\mathrm{res}}}{t_f^2}\end{array}\right),$

$A_{\mathrm{SC}}=\left(\begin{array}{cc}1& \frac{\mathrm{\Δt}}{L_{\mathrm{DC}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{\σ}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{SC}}}+\frac{0.8C_{\mathrm{res}}}{t_f}\\ \frac{0.8(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})}{t_f}& 1+\frac{0.8\mathrm{\Δt}(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})}{t_f(L_{\mathrm{DC}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{\σ}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{SC}})}+\frac{0.64(L_{\mathrm{DC}}+2L_{\mathrm{\σ}})C_{\mathrm{res}}}{t_f^2}\end{array}\right),$

I_{lim_RB}(T_j)为半导体开关器件反偏置安全工作区的极限电流，I_{lim_SC}(T_j)为半导体开关器件短路安全工作区的极限电流；

步骤2：由所述交换系统安全工作区，提取交换系统的杂散参数，进而确定交换系统的瞬态母排结构；

步骤3：根据所述母排结构以及杂散参数确定半导体开关器件门极驱动信号的反馈控制设定值；

步骤4：根据所述半导体开关器件门极驱动信号的反馈控制设定值确定交换系统的延迟时间，最后确定在系统安全工作区的延迟时间。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征是所述提取交换系统的杂散参数采用阻抗分析仪量测法、部分元等效法PEEC或量测波形反推法。

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