CN102932073A - 一种发射信号强度检测电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种发射信号强度检测电路，包括N+1个检波电路、N个放大电路和一个求和电路，其中，N个放大电路级联后用于对待检测信号进行差分放大；所述N+1个检波电路用于对差分放大信号进行全波整流，近似得到与输入信号成平方关系的直流项；所述求和电路对N+1个检波电路输出的信号进行求和，近似得到待检测信号的功率。通过本发明的发射信号强度检测电路，能够实现对大范围的待检测信号的功率检测，且功耗低。

Description

一种发射信号强度检测电路

技术领域

本发明涉及电路领域，具体涉及发射信号强度检测电路。

背景技术

现代无线通信系统的发射机的典型结构如图1所示。基带芯片101输出模拟基带信号I、Q到发射机芯片102，发射机芯片102中的中频滤波及中频可变增益放大器VGA(Variable Gain Amplifier）控制电路105对输入的基带信号I、Q分别进行滤波和增益控制，发射机芯片102中的IQ正交调制变频器106在本振信号(从端口107输入）的参考下对滤波后的信号进行正交调制，形成射频信号，发射机芯片102中的射频VGA控制电路108工作于射频频率，驱动芯片102外部的功率放大器103工作，功率放大器103则将射频信号进一步放大后发射出去。

发射信号强度检测电路(TSSI，Transmitter Signal StrengthIndicator）109置于发射机芯片102内，用于检测射频VGA控制电路108的输出信号功率强度，或者检测输出信号经过衰减网络104后的输出功率强度，并将输出功率转换成直流电平后反馈至基带芯片101，在经过模数转换、数字处理后用于反馈控制中频滤波及中频可变增益放大器VGA控制电路105及射频VGA控制电路108的工作，达到增益控制的目的，从而在满足系统要求的情况下节约了功耗。

然而，由于功率 $P\left(\mathrm{dBm}\right)=10{\log }_{10}(\frac{V_{\mathrm{rms}}^2}{50}/1\mathrm{mW})\left(V\right),$ 这就需要发射信号强度检测电路109构造与输入信号(V_rms）幅度的平方成对数关系的函数。在传统的发射信号强度检测电路109中使用真对数放大器，通过BJT双极性三极管的PN结固有的V-I对数特性来实现。虽然关系简单，但要实现大的动态范围，其电流消耗大，且需要较大的电源电压，这些都很难与对低电压、低功耗的要求日益苛刻的CMOS现代无线通信系统相兼容。

发明内容

针对上述问题，本发明的目的在于提供一种发射信号强度检测电路，采用放大电路和检波电路相结合后的全波整流和分段近似函数特性来实现对数线性关系，从而实现对待检测信号的功率检测，并可进一步作为自动增益控制回路的一部分，完成对发射信号电路的增益控制。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种发射信号强度检测电路，包括N+1个检波电路、N个放大电路和一个求和电路，N为整数且大于或等于1；

每个放大电路包括两个输入端和两个输出端，其中，N个放大电路采用N级级联的方式进行连接，第一个放大电路的两个输入端用于接收待检测信号，所述N个级联的放大电路用于扩展待检测信号的动态范围，对待检测信号进行差分放大；

每个检波电路包括两个输入端和一个输出端，第一个检波电路的两个输入端用于接收待检测信号，剩余N个检波电路中的每个检波电路的两个输入端连接一个放大电路的两个输出端，所述N+1个检波电路用于对差分放大信号进行全波整流，近似得到与输入信号成平方关系的直流项；

所述求和电路连接N+1个检波电路的输出端，并对N+1个检波电路输出端的信号进行求和，近似得到待检测信号的功率。

本发明的有益效果在于：

能够满足待检测信号功率的大动态范围的需求，需要的电源电压较低、功耗低，符合现代无线通信系统的要求。

附图说明

图1为典型的现代无线通信系统的发射机的结构示意图；

图2为本发明的发射信号强度检测电路的电路框图；

图3为图2中发射信号强度检测电路实现功率检测的流程图；

图4为图2中检波电路的电路图；

图5为图4中检波电路的直流传输特性图；

图6为图4中的检波电路的输入输出时域特性图；

图7为图2中放大电路的第一实施方式的电路图；

图8为图7中放大电路的大信号输入输出特性及小信号输入输出特性；

图9为图2中放大电路的第二实施方式的电路图；

图10为大信号经过图9中的放大电路的传输特性图及经过检波电路的传输特性图；

图11为本发明中连续分段对数线性特性的实现示意图；

图12为图2中的求和电路的电路图；

图13为本发明的发射信号强度检测电路对不同频率待检测信号强度检测的效果图。

具体实施方式

下面，结合附图以及具体实施方式，对本发明做进一步描述：

如图2所示，为本发明的发射信号强度检测电路的电路框图。所述发射信号强度检测电路100包括N+1个检波电路10、N个放大电路20和一个求和电路30，其中，N为整数且大于或等于1，例如取值5、10等等。所述N的取值与待检测信号的动态范围要求相适应，要求的动态范围越大，N的取值对应越大。

每个放大电路20包括两个输入端和两个输出端，其中，N个放大电路20采用N级级联的方式进行连接，第一个放大电路的两个输入端用于接收待检测信号，所述N个级联的放大电路用于扩展待检测信号的动态范围，对待检测信号进行差分放大。

每个检波电路10包括两个输入端和一个输出端，第一个检波电路10的两个输入端用于接收待检测信号，剩余N个检波电路10中的每个检波电路10的两个输入端连接一个放大电路20的两个输出端，所述N+1个检波电路10用于对输出的差分放大信号进行全波整流，近似得到与输入信号成平方关系的直流项。

所述求和电路30连接N+1个检波电路10的输出端，并对N+1个检波电路10输出端的信号进行求和，近似得到待检测信号的功率。即，对N+1个检波电路10的输出信号进行叠加，以完成对大范围的功率信号(电压信号的平方）的线性转换，实现对功率信号大小进行检测的功能。

如图3所示，为图2中发射信号强度检测电路实现功率检测的流程图。与以往传统对数放大器通过PN结的V-I特性得到对数关系来计算输入信号本身的即时对数不同的是，本发明利用连续检波对数放大测量信号的包络在对数域中即时的低频变化，近似得到对数线性函数，从而实现对待检测信号的功率检测。

如图4所示，为图2中检波电路的电路图。每个检波电路10包括第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3、第四MOS管M4、第一电容C1和第一电阻R1，M1的栅极和M2的栅极作为检波电路10的两个输入端，用于接收输入电压V_in，M1的漏极和M2的漏极相连，并接至一参考电平V_DD，M1的源极和M2的源极相连，作为第一端，输出为Vcs，M3的栅极和M4的栅极相连，M3的源级和M4的源级分别接地，M3的漏极接第一端，M4的漏极与栅极相连，M4的漏极接入一偏置电流源I_B，所述第一端接R1和C1后接地，所述R1和C1之间的节点A作为检波电路10的的输出端。其中，所述M1和M2相同，R1和C1构成低通滤波电路，用于滤除高频信号而保留直流信号。

图4中的输入输出关系为：

$V_{\mathrm{cs}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{2}-V_{\mathrm{th}}-\sqrt{\frac{I_B}{\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}}},$ 其中V_in为输入电压，V_th为M1(或M2）的阈值电压，μ_n为M1(或M2）的迁移率，C_ox为M1(或M2）氧化层的电容，W/L表示M1(或M2）的宽长比，I_B表示偏置电流源的大小）。

如图5所示，为图4中检波电路的直流传输特性图。由图中可以看出，对于幅值小的差分输入信号，检波电路10工作在线性区，表现为差分对模式，而对于幅值大的差分信号输入，检波电路10表现出源级跟随特性，其输出共源节点电压以某一电压偏移跟随输入变化。

检波电路10能够将输入信号转换成直流信号，即输出共源点电压具有输入信号频率的二倍频，通过三角等式可得到与输入信号电压呈幅度平方关系的直流项以及二次频项，经过R1、C1构成的低通滤波滤除高频信号保留直流信号后，即能够实现功率检测。

如图6所示，为图4中的检波电路的输入输出时域特性图。设定输入到检波电路10的输入信号为s(t)=A(t)cos[ω_ct-φ(t)]，其二倍频为：

$s^2\left(t\right)=A^2\left(t\right){\cos }^2[{\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\φ}\left(t\right)]$

$=A^2\left(t\right)\·\frac{1}{2}[1+\cos 2({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\φ}\left(t\right))]$

$=\underset{\‾}{\frac{1}{2}{A}^2\left(t\right)}+\underset{\‾}{\frac{1}{2}{A}^2\left(t\right)\cos 2({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\φ}\left(t\right))},$ 其中，第一项

为直流项，第二项

为交流高频项，则直流项具有与输入信号幅度平方的关系，在输入为电压或电流信号时，其平方即为功率信号。由此可见，检波电路10能够将输入信号转换成直流信号，对输入信号进行功率检测。

图7为图2中放大电路的第一实施方式的电路图。在该实施方式中，每个放大电路20包括第五MOS管M5、第六MOS管M6、第三电阻R3和第四电阻R4，M5的栅极和M6的栅极作为放大电路20的两个输入端，M5的源极和M6的源级相连后通过一电流源I_B接地，M5的漏极连接R3和R4后与M6的漏极相连，M5的漏极和M6的漏极端分别作为放大电路20的两个输出端。其中，R3和R4之间的节点B接入参考电平V_DD，R3和R4相同，M5和M6与M1和M2相同。

基于二次晶体管模型，忽略体效应和速度饱和效应，图7中放大电路20的差分对大信号特性为：

${\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{out}}=-\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}\·R_L\·{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{in}}\·\sqrt{\frac{4\·I_B}{{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}}-{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{in}}^2},$ 其中，R_L为R3(R4）的值。如图8所示，为图7中放大电路20的大信号输入输出特性(图中左部分)和小信号的输入输出特性(图中右部分)，其限制特性表明一旦输入信号幅度超过某一阈值，差分对的输出将不会变化。定义限制电压V_lim满足：

$V_{\mathrm{in}}=V_{\lim }=\sqrt{\frac{I_B}{\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}}},$ 在这一输入时，所有偏置尾电流全部流过一边，小信号增益如图中所示降低到0。将上式微分可得小信号跨导：

$G_{m0}=\frac{{\∂I}_{\mathrm{out}}}{{\∂V}_{\mathrm{in}}}{|}_{\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{in}}=0}=\sqrt{{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}\·I_B}=g_{m1},$ 其中，g_m1为M1晶体管的跨导，小信号增益A=-g_m1*R_L。

如图9所示，为图2中放大电路的第二实施方式的电路图。在该实施方式中，每个放大电路20包括第五MOS管M5、第六MOS管M6、第七MOS管M7、第八MOS管M8、第九MOS管M9、第十MOS管M10、第十一MOS管M11、第十二MOS管M12、第十三MOS管M13、第二电阻R2和第三电阻R3，M5的栅极和M6的栅极分别作为放大电路20的两个输入端，M5的源极和M6的源极相连后接入M11的漏极，M5的漏极接M7的源级，M6的漏极接M8的源级，M7的栅极和M8的栅极相连后接入参考电平V_DD，M7的漏极接M9的漏极，M8的漏极接M10的漏极，M9的栅极和M10的栅极相连后接地，M9的源极和M10的源极相连，M9的源极和M10的源极之间的节点C接入参考电平V_DD，M7的漏极端和M8的漏极端作为放大电路20的两个输出端，M11的源级接地，M11的栅极接M12的栅极，M12的源级接地，M12的栅极与漏极相连后接M13的源级，M5的栅极和M6的栅极分别通过R2和R3接M13的栅极，M13的栅极与漏极相连后接偏置电流源I_B。其中，在本实施方式中，M5和M6相同，M7和M8相同，M9和M10相同。结合放大电路20和检波电路10来看，第一MOS管至第八MOS管及第十一MOS管至第十三MOS管为NMOS管，第九MOS管和第十MOS管为PMOS管。本领域的技术人员容易知道，其他替换的方式可以是第一MOS管至第八MOS管及第十一MOS管至第十三MOS管为PMOS管，第九MOS管和第十MOS管为NMOS管，即与本实施方式中的方案类似。

进一步地，在本实施方式中，由于N级放大电路的级联导致了比较大的直流增益，从而导致了直流失调问题。在级联链路中，前级放大电路的失调电压通过放大可以导致后级放大电路的饱和，进而降低了功率放大电路的动态增益范围，这可以通过在级间插入交流耦合电容来解决。即，每个放大电路20还包括第二电容C2和第三电容C3，M5的栅极和M6的栅极分别接C2和C3后作为放大电路20的两个输入端，第一个检波电路10的两个输入端分别通过C2和C3来接收待检测信号，剩余N个检波电路10中的每个检波电路10的两个输入端分别通过C2和C3连接至一个放大电路20的两个输出端。

如图10所示，为大信号经过图9中的放大电路的传输特性图(图a）及经过检波电路的传输特性图(图b）。如图11所示，为本发明中连续分段对数线性特性的实现示意图。图中实施方式为发射信号强度检测电路100包括五个检波电路10的实现图。图中下半部分图为第零至第四个检波电路10的输出随待检测信号变化的对应图，图中上半部分图为求和电路30的输出随待检测信号变化的对应图。结合图2所示，每一个放大检波级(如第0级放大检波级、第1级放大检波级等等）围绕着某一值近似地实现对数转移特性，该值由此前级联链路的增益所定。

对于发射信号强度检测电路100，连续放大及检波电路检测待检测信号的有效动态范围的上限受限于：当待检测信号足够大，以使得输入至第1级放大检波级中放大电路20的输入信号达到放大电路20的限制电压时，对应图11中上半部分图的左上端；下限受限于：当待检测信号足够小，所有放大电路20均工作在线性放大模式，对应图11中上半部分图的右下端。

对于非常小的输入电压，第0级放大检波电路10的输出d_et0＝|V_in|，第N级放大检波单元10的输出V_detN=|A^N·V_in|，其中，A为每个放大电路20的增益，所有检波电路10的输出叠加为 $V_{\mathrm{out}}=\underset{n=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|V_{\mathrm{in}}\·A^n|=\left|V_{\mathrm{in}}\right|\·\frac{1-A^{N+1}}{1-A},$ 这对应于图11中上半部分图的右下端所示的线性增益区，这种情况下所有放大器都工作于简单线性放大模式。

随着待检测信号电压的升高，检波电路10的一系列对数线性分段近似的特性开始显现，首先受限的单元是最后一级放大检波级，这对应着图中①一点，当第N放大检波级输入等于V_lim时，此时第N放大检波级中检波电路10的输入

则所有检波电路10的输出叠加为 $V_{\mathrm{out}1}=\underset{0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\frac{V_{\lim }}{A^{N-1}}\·A^n=\frac{V_{\lim }}{A^{N-1}}\·\frac{1-A^{N+1}}{1-A}.$ 随着待检测信号电压继续增大，当第N-1放大检波级输入等于V_lim，这对应着图中②点，此时第N-1放大检波级中检波电路10的输入

则所有检波电路10的输出叠加为 $V_{\mathrm{out}2}=\underset{0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{V_{\lim }}{A^{N-2}}\·A^n+A\·V_{\lim }=\frac{V_{\lim }}{A^{N-2}}\·\frac{1-A^N}{1-A}+A\·V_{\lim }.$ 当待检测信号电压继续增大到放大电路20的小信号增益A倍时，检波电路10的输出变化为 ${\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{out}}=\frac{V_{\lim }}{A^{N-1}}\·(A^N-1)=V_{\lim }\·(A^N-1)\≈V_{\lim }\·A.$ 可见其对数斜率(即对数放大器的增益）为

实现了对数线性的分段近似。

由以上分析可知，所有检波电路20的输出叠加为对数线性近似函数，最终输出函数为近似函数的线性转换，发射信号强度检测电路100对待检测信号的动态增益范围由级数N和放大电路增益A共同决定，所以提高动态范围可通过增加更多的放大检波级N，或是增加每一级放大电路20的放大增益A来提高。在实际中，对于GHz的射频信号，其动态增益范围受物理和工艺所限。在一定范围内，可根据系统指标要求灵活设置。

如图12所示，为图2中的求和电路的电路图。求和电路30包括N+1个第五电阻R5、一个第六电阻R6、一个第四电容C4和第一运算放大器OPA，每个检波电路10的输出端分别通过一个R5接入运算放大器OPA的反向输入端，运算放大器OPA的正向输入端接参考电压V_ref，运算放大器OPA的反向输入端通过并联连接的C4和R6连接至运算放大器OPA的输出端，运算放大器OPA的输出端作为求和电路30的输出端，从而运算放大器OPA完成从第0级到第N级检波电路对数转换后的输出叠加，输出对N+1个检波电路10输出端的信号进行求和后的直流电平。

在图12中，V_det0到V_detN分别对应第0级放大检波级到第N级放大检波级中N+1个检波电路10分别输出的电压，通过电阻R5耦合到运算放大器OPA的反向输入端，V_ref作为直流参考电平直接耦合到运算放大器的正向输入端，反馈电阻R6和反馈电容C4跨接在运算放大器的反向输入端及输出端之间。图中求和电路30的传输函数为：

$V_{\mathrm{out}}\left(\mathrm{j\ω}\right)=V_{\mathrm{ref}}-\frac{R6}{R5}\·\frac{1}{1+\mathrm{j\ωR}6C4}\·\mathrm{\Σ}(V_{\det 0}+V_{\det 1}...+V_{\det N-1}+V_{\det N})$

由上式可看出，通过设置R6、R5及C4的值，可以灵活设置其最终对数斜率，通过合理设置参考电压电平值V_ref，可以满足运放以实现对待检测电压对应的宽动态增益范围的输出。其中，反馈电阻R6及反馈电容C4引入了额外的低通极点，可以降低最终输出电平的纹波。

如图13所示，为本发明的发射信号强度检测电路对不同频率待检测信号强度检测的效果图。发射信号强度检测电路100在0.13umCMOS工艺及电源电压为1.2V电压下的具体实现，采用N=7级的检波放大级，在1GHz~3GHz输入频率下(图中3条线分别对应1GHZ、2GHZ、3GHZ），可以实现大于60dB线性动态增益范围，消耗电流仅为17mA，由此图可见，本发明的发射信号强度检测电路100具有良好的对数线性传输特性

对于本领域的技术人员来说，可根据以上描述的技术方案以及构思，做出其它各种相应的改变以及变形，而所有的这些改变以及变形都应该属于本发明权利要求的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种发射信号强度检测电路，其特征在于，包括N+1个检波电路、N个放大电路和一个求和电路，N为整数且大于或等于1；

每个放大电路包括两个输入端和两个输出端，其中，N个放大电路采用N级级联的方式进行连接，第一个放大电路的两个输入端用于接收待检测信号，所述N个级联的放大电路用于扩展待检测信号的动态范围，对待检测信号进行差分放大；

每个检波电路包括两个输入端和一个输出端，第一个检波电路的两个输入端用于接收待检测信号，剩余N个检波电路中的每个检波电路的两个输入端连接一个放大电路的两个输出端，所述N+1个检波电路用于对差分放大信号进行全波整流，近似得到与输入信号成平方关系的直流项；

所述求和电路连接N+1个检波电路的输出端，并对N+1个检波电路输出端的信号进行求和，近似得到待检测信号的功率。

2.如权利要求1所述的发射信号强度检测电路，其特征在于，每个检波电路包括第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第一电容和第一电阻，第一MOS管的栅极和第二MOS管的栅极作为检波电路的两个输入端，第一MOS管的漏极和第二MOS管的漏极相连，并接至一参考电平V_DD，第一MOS管的源极和第二MOS管的源极相连，作为第一端，第三MOS管的栅极和第四MOS管的栅极相连，第三MOS管的源级和第四MOS管的源级分别接地，第三MOS管的漏极接第一端，第四MOS管的漏极与第四MOS管的栅极相连，第四MOS管的漏极接入一偏置电流源I_B，所述第一端接第一电阻和第一电容后接地，所述第一电阻和第一电容之间的节点作为检波电路的的输出端，其中，所述第一MOS管和第二MOS管相同。

3.如权利要求2所述的发射信号强度检测电路，其特征在于，每个放大电路包括第五MOS管、第六MOS管、第三电阻和第四电阻，第五MOS管的栅极和第六MOS管的栅极作为放大电路的两个输入端，第五MOS管的源极和第六MOS管的源级相连后通过一电流源I_b接地，第五MOS管的漏极连接第三电阻和第四电阻后与第六MOS管的漏极相连，第五MOS管的漏极和第六MOS管的漏极端分别作为放大电路的两个输出端，其中，第三电阻和第四电阻之间的节点接入参考电平V_DD，第三电阻和第四电阻相同，第五MOS管和第六MOS管与第一MOS管和第二MOS管相同。

4.如权利要求2所述的发射信号强度检测电路，其特征在于，每个放大电路包括第五MOS管、第六MOS管、第七MOS管、第八MOS管、第九MOS管、第十MOS管、第十一MOS管、第十二MOS管、第十三MOS管、第二电阻和第三电阻，第五MOS管的栅极和第六MOS管的栅极分别作为放大电路的两个输入端，第五MOS管的源极和第六MOS管的源极相连后接入第十一MOS管的漏极，第五MOS管的漏极接第七MOS管的源级，第六MOS管的漏极接第八MOS管的源级，第七MOS管的栅极和第八MOS管的栅极相连后接入参考电平V_DD，第七MOS管的漏极接第九MOS管的漏极，第八MOS管的漏极接第十MOS管的漏极，第九MOS管的栅极和第十MOS管的栅极相连后接地，第九MOS管的源极和第十MOS管的源极相连，第九MOS管的源极和第十MOS管的源极之间的节点接入参考电平V_DD，第七MOS管的漏极端和第八MOS管的漏极端作为放大电路的两个输出端，第十一MOS管的源级接地，第十一MOS管的栅极接第十二MOS管的栅极，第十二MOS管的源级接地，第十二MOS管的栅极与漏极相连后接第十三MOS管的源级，第五MOS管的栅极和第六MOS管的栅极分别通过第二电阻和第三电阻接第十三MOS管的栅极，第十三MOS管的栅极与漏极相连后接偏置电流源I_B。

5.如权利要求4所述的发射信号强度检测电路，其特征在于，第五MOS管和第六MOS管相同，第七MOS管和第八MOS管相同，第九MOS管和第十MOS管相同。

6.如权利要求4所述的发射信号强度检测电路，其特征在于，每个放大电路还包括第二电容和第三电容，第五MOS管的栅极和第六MOS管的栅极分别接第二电容和第三电容后作为放大电路的两个输入端，所述第一个检波电路的两个输入端分别通过第二电容和第三电容来接收待检测信号，剩余N个检波电路中的每个检波电路的两个输入端分别通过第二电容和第三电容连接至一个放大电路的两个输出端。

7.如权利要求4所述的发射信号强度检测电路，其特征在于，第一MOS管至第八MOS管及第十一MOS管至第十三MOS管为NMOS管，第九MOS管和第十MOS管为PMOS管。

8.如权利要求3或4所述的发射信号强度检测电路，其特征在于，求和电路包括N+1个第五电阻、一个第六电阻、一个第四电容和第一运算放大器，每个检波电路的输出端分别通过一个第五电阻接入运算放大器的反向输入端，运算放大器的正向输入端接参考电压V_ref，运算放大器的反向输入端通过并联连接的第四电容和第六电阻连接至运算放大器的输出端，运算放大器的输出端作为求和电路的输出端，用于输出对N+1个检波电路输出端的信号进行求和后的直流电平。

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