CN101252366A - 零中频无线接收机直流偏差消除装置 - Google Patents

Abstract

零中频无线接收机直流偏差消除装置主要包括前馈放大模块A_tot(41)、求和模块(42)、第二放大器Av(24)、跨导放大模块Gm(31)；求和模块(42)的正输入端接射频输入信号(X)，求和模块(42)的负输入端接跨导放大模块Gm(31)的输出端，求和模块(42)将输入的两路信号求和后输出到前馈放大模块A_tot(41)的输入端，前馈放大模块A_tot(41)的输出端输出消除了直流偏差的射频输出信号(Y)，同时前馈放大模块A_tot(41)的输出端还与第二放大器Av(24)的输入端相接，第二放大器Av(24)的输出端接跨导放大模块Gm(31)的输入端。它可以有效消除零中频接收机中混频器输出信号的直流偏差信号，避免信噪比的恶化及后级放大器的饱和，保证零中频接收机的有效运作。

Description

零中频无线接收机直流偏差消除装置

技术领域

本发明涉及直流偏差消除装置，特别是涉及用于零中频无线接收机中的直流偏差连续消除装置。

背景技术

射频接收机位于无线通信的最前端，是通信链路中极其重要的一部分，其结构和性能直接影响着整个通信系统。传统的射频接收机采用超外差结构，认为其是最可靠的接收机拓扑结构，因为通过适当地选择中频和滤波器可以获得极佳的选择性和灵敏度。而且，由于有多个变频级以及非零中频，直流偏差和本振泄漏问题不会影响接收机的性能。但镜像干扰抑制滤波器和信道选择滤波器均为高Q值带通滤波器，它们只能在片外实现，从而增大了接收机的成本和尺寸，而且要利用集成电路制造工艺将这两个滤波器与其它射频电路一起集成在一块芯片上存在很大的困难。

与之相比，零中频接收机近年受到广泛的重视。零中频接收机下变频过程中不需经过中频(中频为零)，且镜像频率即是射频信号本身，不存在镜像频率干扰，原超外差结构中的镜像抑制滤波器及中频滤波器均可省略。这样一方面取消了外部元件，有利于系统的单片集成，降低成本。另一方面系统所需的电路模块及外部节点数减少，降低了接收机所需的功耗并减少射频信号受外部干扰的机会。

但是零中频接收机中存在直流偏差，因为有用信号被下变频到直流。基带电路中的系统偏差，如器件失配会导致直流偏差。但是导致直流偏差的最重要的原因是本征信号自混频(Self-Mixing)。一种可能是一些本征信号泄露到天线，该泄露信号经低噪声放大器18和射频可变增益放大器19后进入混频器与本征信号本身混频。一方面产生一个2倍于本征频率的信号，但该信号会被后续滤波器滤除；另一方面产生直流信号，即直流偏差信号。另一种类似的可能是射频信号泄露到本征信号口。这些原因引起的直流信号将叠加在基带信号上，对基带信号构成干扰，被称为直流偏差。直流偏差往往比射频前端的噪声还要大，使信噪比变差，同时大的直流偏差可能使混频器后的各级放大器饱和，无法放大有用信号。

传统的方法是采用电容隔直流的方法耦合到基带放大器，以此消除直流偏差的干扰。对于直流附近集中了比较大能量的基带信号，这种方法会增加误码率，不宜采用。还有一种方法是将欲发射的基带信号进行适当的编码并选择合适的调制方式，以减少基带信号在直流附近的能量。此时可以用交流耦合的方法来消除直流偏差而不损失直流能量。但这两种方法都要用到大电容，很难片上集成。基带通路上含有多个片外耦合电容不仅增加了片外元件数，还由于与之相关的焊盘和ESD保护电路而增加芯片面积。

而且，偶次非线性产生的差拍为直流的信号也会产生直流偏差来直接干扰零中频信号，因为偶次非线性产生的直流附近的信号在可用信号频带内。不幸的是，这种干扰信号无法通过电容或基带滤波器简单滤除。

还有一些方法利用了环路负反馈，但是基于差模负反馈(DMFB)，对环路各部分要求较高，增加了电路复杂度和设计难度。因此需要一种简单有效且能连续消除直流偏差的电路。

发明内容

技术问题：本发明的目的在于解决上述现有技术中存在的问题，提供一种零中频接收机中的自动直流偏差消除装置，它可以有效消除零中频接收机中混频器输出信号的直流偏差信号，避免信噪比的恶化及后级放大器的饱和，保证零中频接收机的有效运作。

技术方案：本发明不同于常规方案之处在于没有利用交流耦合或电容耦合，或者复杂的多个环路反馈，通过简单的环路负反馈与混频器共用负载网络，将直流偏差电压转为电流与混频器负载中电流运算，从而达到目的。

本发明的零中频无线接收机直流偏差消除装置主要包括前馈放大模块A_tot、求和模块、第二放大器Av、跨导放大模块Gm；求和模块的正输入端接射频输入信号，求和模块的负输入端接跨导放大模块Gm的输出端，求和模块将输入的两路信号求和后输出到前馈放大模块A_tot的输入端，前馈放大模块A_tot的输出端输出消除了直流偏差的射频输出信号，同时前馈放大模块A_tot的输出端还与第二放大器Av的输入端相接，第二放大器Av的输出端接跨导放大模块Gm的输入端。前馈放大模块A_tot由基带可变增益放大器、基带滤波器、第一放大器串联连接组成。跨导放大模块Gm由第七三极管与第九MOS管串联、第八三极管与第十MOS管串联组成。

本发明的反馈环路由混频器，基带可变增益放大器，基带滤波器，第一放大器和DCC偏差消除环路组成，其中DCC偏差消除环路含有以下几个部分：电阻R21、电阻R22和电容C23组成的RC网络，第二放大器和由第七三极管、第八三极管、第九MOS管、第十MOS管及尾电流源Ir组成的跨导放大模块Gm。

频率相同的射频信号RF和本征信号LO经混频器下变频到频谱中心在直流的信号，该信号含有有用信号和直流偏差。在基带信号通路中，混频器，基带可变增益放大器，基带滤波器，第一放大器和输出缓冲器依次顺序连接。基带可变增益放大器根据D/A转换器DAC出来的模拟信号GC调整增益将混频器出来的信号放大然后送入基带滤波器进行滤波。基带滤波器采用低通七阶Buterworth滤波器，滤波带宽由I²C信号和晶体振荡器共同控制。基带滤波器滤除放大后信号中的高频部分，其带宽比DCC偏差消除环路中电阻R21、电阻R22和电容C23组成的滤波电路带宽大，因为电阻R21、电阻R22和电容C23组成的滤波电路是处理基带滤波器之后的信号。从基带滤波器出来的信号经第一放大器放大后被送入由电阻R21、电阻R22和电容C23组成的RC电路。由于电容阻值在低频时很大而高频时很小，所以，电容两端的信号就是该RC电路滤波后取出的直流和超低频信号，与第一放大器放大后信号中的直流偏差信号成比例。第二放大器将该电容两端的信号处理后输入跨导放大模块Gm，控制尾电流Ir在第七三极管Q7、第九MOS管Q9和第八三极管Q8、第十MOS管Q10中电流的分配。由于跨导放大模块Gm31和混频器10的输出相连，分别为端口A和端口B，从而第七三极管Q7、第九MOS管Q9和第八三极管Q8、第十MOS管Q10中电流的变化直接影响混频器10中负载网络中电流的分配，进而调整了混频器最终输出信号，即消除了混频器输出信号中的直流偏差信号。

在动态直流偏差消除过程中，基带可变增益放大器会根据接受信号幅度大小和频率自动调节增益GC。第一放大器也会根据模式的不同选择增益。跨导放大模块Gm的尾电流Ir的大小受第二放大器的控制，其大小直接决定了可调整的最大直流偏差信号大小。因而使可调整的最大直流偏差信号大小能控制在所需范围之内。

在动态自动调节直流偏差信号后，有用信号经输出缓冲器输出。此时，输出缓冲器14的输出信号中的直流偏差信号已经被控制到要求范围之内。

有益效果：本发明通过检测由本征信号自混频，电路不对称等引起的直流偏差信号，经RC网络滤波后取出。取出的信号根据直流偏差的大小自动调节跨导放大模块Gm的尾电流Ir在差分两路的电流分配，从而调节混频器射频负载网络中电流的分配，大大了降低直流偏差信号对有用信号的干扰，保证了后续电路的正常运行。而且基于BiCMOS的设计实现了混频器的高线性和更好的二阶互调分量抑制能力。

附图说明

图1为采用本发明中直流偏差消除装置的典型零中频接收机。

图2为本发明的直流偏差消除电路框图。

图3为图2中带有跨导放大模块Gm的混频器电路图。

图4为本发明的简化反馈电路框图。

图5为本发明的传输特性曲线。

以上图中有：零中频接收机0、反馈环路1、本征信号LO，混频器10，基带可变增益放大器11，基带滤波器12，第一放大器13，输出缓冲器14，，DCC偏差消除环路15，第二放大器24，跨导放大模块Gm 31，第一正交输出16，第一正交输出17，低噪声放大器18，射频可变增益放大器19，前馈放大模块A_tot(41)、求和模块(42)，第三MOS管Q3，第四MOS管Q4，第五MOS管Q5，第六MOS管Q6，第七三极管Q7，第九MOS管Q9，第八三极管Q8、第十MOS管Q10，负载网络100，射频输入信号X，射频输出信号Y。

具体实施方式

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细描述。

如图1所示，本发明的直流偏差消除反馈环路1可以用于零中频接收机0中。I路和Q路的混频器输出信号经过放大滤波后返回DC偏差消除环路15。图2是本发明的直流偏差消除装置框图。相同频率的射频信号和本征信号经混频器10下变频后，含有直流偏差信号的有用信号被基带可变增益放大器11放大。基带可变增益放大器11的增益变化范围是小于零的，也就是说，混频器输出信号经过反相后进入基带滤波器12。对频率在直流附近的信号采用不同的增益是很关键的，比如0Hz附近的信号。然而对有用信号频率附近的信号需要提供很大的增益。通过调整反馈环路对两个不同频率范围内信号的增益，直流偏差大大减少而有用在信号频率处的有用信号保持在所需的大小水平。

在接下来的描述中，将会针对应用于零中频无线接收机中的本设计进行详细分析，但是这并不意味这本设计只能用于零中频无线接收机。本设计的想法和电路框架同样可以用于其它有类似需求的产品中。

本设计的直流偏差消除反馈环路1可以简化为图4的框图来进行分析。图2中前馈信号链路的基带可变增益放大器11、基带滤波器12和第一放大器13被简化成总的前馈放大模块A_tot41。同时，晶体管Q7-Q10和尾电流源Ir被简化成跨导放大模块Gm31。图4中省略了图2中的输出缓冲器14。前馈放大模块A_tot41的增益为A_tot，主极点为S_tot；第二放大器Av24和跨导放大模块Gm31合在一起，增益为A_m，主极点为S_m；电阻R21和电阻R22是相同的电阻，阻值都为R，电容C23的电容值为C。电阻R21、电阻R22和电容C23形成RC网络，主极点S_RC。该RC网络的传输函数为

$H_{\mathrm{RC}}\left(\mathrm{j\ω}\right)=\frac{1}{1+\mathrm{j\ωRC}}$

即直流时，RC网络增益H(0)为1，而在高频时增益趋向0。而且该网络主极点为

$S_{\mathrm{RC}}=\frac{1}{\mathrm{RC}}$

增益为A_tot的前馈放大模块41输出信号的一部分经过求和模块42从输入信号X中减去。如果这种减法在零频率处(如直流情况下)有效实现，那么出现在输入X中的直流偏差信号就能被极大减少或消除。从输入X到输出Y的环路传输函数为

$H_{\mathrm{close}}\left(s\right)=\frac{A_{\mathrm{tot}}}{1+\frac{A_{\mathrm{tot}}{A}_m}{1+\mathrm{sRC}}}=\frac{A_{\mathrm{tot}}}{1+A_{\mathrm{tot}}{A}_m}\·\frac{1+\mathrm{sRC}}{1+s\frac{\mathrm{RC}}{1+A_{\mathrm{tot}}{A}_m}}$

由该公式可知在直流时，图4所示的直流偏差消除反馈环路的闭环增益为

$H_{\mathrm{close}}\left(0\right)=\frac{A_{\mathrm{tot}}}{1+A_{\mathrm{tot}}{A}_m}$

在这种情况下，如果A_totA_m远远大于1，上面式子可以简化为

$H_{\mathrm{DC}}=\frac{1}{A_m}$

由上可知，如果反馈增益A_m足够大，H_close(0)将会很小。因而，如果X是一个直流偏差信号，经过直流偏差消除反馈环路后，只会在输出端Y产生很小的直流偏差。在接收机中，输入端X的信号是有用信号和直流偏差信号的混合，如果所有频率段的信号都这样处理，那么不仅仅直流偏差信号大大减小，有用信号也会急剧衰减。所以，对在有用信号频率附近的信号，环路增益A_totA_m要求远小于1，比如0.1或者更小。从而使

H_signal＝A_tot

现在回到图2和图4，由于前馈放大模块A_tot41由基带可变增益放大器11、基带滤波器12和第一放大器13组成，因而

A_tot＝A₁₁A₁₂A₁₃

其中A11、A12和A13分别是基带可变增益放大器11、基带滤波器12和第一放大器13的增益。因此，基带可变增益放大器11起了很大作用，它在直流下根据检测到的信号的频率调整增益，使得环路增益对直流和直流附近的干扰信号非常大，而对有用信号频率附近的信号呈现极低增益。由于直流环路增益与A11、A12、A13，A_m有关，则可以清楚得知，设计者可以合理设计这些参数使得H_DC很小而H_signal很大以符合要求。

图4中的求和模块42不是一个额外的电路，而是通过混频器10和跨导放大模块Gm31的巧妙组合实现，如图3所示。跨导放大模块Gm31和混频器10共用负载网络100。跨导放大模块Gm31的三极管Q7和三极管Q8的基极分别接到第二放大器24的第一输出端(M)和第二输出端(N)。于是，环路中RC网络检测的输出端Y信号中的直流偏差信号经过第二放大器24放大后控制第七三极管Q7和第八三极管Q8的基极，该信号就是差分电压V_DC。产生第九MOS管Q9的漏极端点A和第十MOS管Q10的漏极端点B的差分电压V_Gm：

V_G_m＝g_m7，8·V_DC·R_tot

R_tot＝R1+R3＝R2+R4

其中g_m7，8是第七三极管Q7和第八三极管Q8的跨导。R_tot是混频器10每列的负载电阻大小之和。混频器10在端点A和端点B产生的差分信号V_mixer为

$V\_\mathrm{mixer}=\frac{2}{\mathrm{\π}}\·\frac{R_{\mathrm{tot}}}{R_e}$

而混频器最终输出信号V_IF为：

V_IF＝V_mixer+V_G_m

如果V_mixer中含有正的直流偏差信号，则直流偏差消除反馈环路产生与该直流偏差信号成反比例的负电压V_Gm，即从V_mixer电压中减去与该直流偏差电压成正比例的电压。如果V_mixer中含有负的直流偏差信号，则直流偏差消除反馈环路产生与该直流偏差信号成反比例的正电压V_Gm，即从V_mixer电压中加上与该直流偏差电压成反比例的正电压V_Gm。

现在看到图5，该图描绘了图4所示的本设计的直流偏差消除电路框图的闭环传输函数。该系统的转换增益在直流(0Hz)及直流附近频率处增益极低但是在信号频率处增益很大。在过渡频率处，增益从初始值变化到后来的增益，如图5所示。转角频率f_Z和f_P即传输函数H_close(s)的零点和极点。根据H_close(s)可以得到

$f_z=\frac{1}{2\mathrm{\πRC}}$

$f_P=\frac{1+A_{\mathrm{tot}}{A}_m}{2\mathrm{\πRC}}=(1+A_{\mathrm{tot}}{A}_m)f_z$

由上可知，f_z是恒定的，可以通过调节电容C或电阻R大小来改变以最优化系统。在零中频接受器中，为了保证有用信号的完整性，要求转角频率f_z很小。不同的标准对零中频接收机的转角频率也是不同的。在本设计中，可以通过调节电容C或电阻R大小来满足要求，方便易行。如果电容C外接，则利用本设计的零中频无线接收机可以满足不同的标准。

图4所示系统在前馈放大器A_tot41前断开，整个系统的开环传输函数为

$H_{\mathrm{open}}\left(s\right)=\frac{A_{\mathrm{tot}}{A}_{\mathrm{RC}}{A}_m}{(1+\frac{s}{s_{\mathrm{tot}}})(1+\frac{s}{s_{\mathrm{RC}}})(1+\frac{s}{s_m})}$

其中S_RC是主极点，决定了传输函数中的转角频率。由于该主极点由电阻R和电容C决定，所以使整个系统的适用范围大大增加，而且方便简单。

最大可消除的直流偏差电压大小V_offmax由很多因素决定，但是最大的限制是来自于尾电流源Ir的电流大小I_r。电压V_DC控制第七三极管Q7和第八三极管Q8中电流的分配，而第七三极管Q7和第八三极管Q8中电流的和为I_r。增加尾电流Ir可以加大可消除的最大直流偏差电压，但是，过大的尾电流I_r会导致功耗和噪声的增加。所以，尾电流I_r的大小要根据要求合理选择。

V_offmax＝I_r·R_tot

虽然，上面结合特定的零中频无线接收机描述了本发明的原理，但显然明白，此描述只是作为例子而不是作为本发明的范围的限制。本领域的技术人员应当明白，其中可做出上述的和各种其它的改变、省略和附加物而不背离本发明的精神和范围。比如，本发明中的混频器10和模块Gm31，可以用MOS工艺或三极管工艺实现。

零中频无线接收机直流偏差消除装置的实施例1是采用一种直流偏差环路负反馈消除技术。该反馈环路1包括混频器10，基带可变增益放大器11，基带滤波器12，第一放大器13和DCC偏差消除环路15，在一个零中频无线接收机0中含有两个电路相同的反馈环路1，反馈环路1含有第一频率信号输入口RF和第二频率信号输入口LO，这两个频率信号进入混频器10，混频器10的第一混频信号输出端A接第九MOS管Q9的漏端和基带可变增益放大器11的第一输入端，混频器10的第二混频信号输出端B接第十MOS管Q10的漏端和基带可变增益放大器11的第二输入端，基带可变增益放大器11，基带滤波器12和第一放大器13顺序相连；第一放大信号输出端口C通过第一滤波电阻R21接第二放大器24的第一输入端E，第二放大信号输出端口D通过第二滤波电阻R22接第二放大器24的第二输入端F，第二放大器的第一输入端E和第二输入端F之间连接电容C23；第二放大器24的两个输出端分别连接到第七三极管Q7的基极和第八三极管Q8的基极，第七三极管Q7的集电极连至第九MOS管Q9的源极，第八三极管Q8的集电极连至第十MOS管Q10的源极，第七三极管Q7和第八三极管Q8的源极相连后通过尾电流源Ir接地。

在DCC偏差消除环路15中，第一电阻R21的端口E和第二电阻R22的端口F通过电容C23相连，同时端口E和端口F分别接到第二放大器24的输入，第二放大器24的两个输出分别接到第七三极管Q7的基极和第八三极Q8)的基极，第七三极管Q7的集电极连至第九MOS管Q9的源极，第八三极管Q8的集电极连至第十MOS管Q10的源极，第七三极管Q7和第八三极管Q8的源极相连后通过尾电流源Ir接地。

对于频率调制和相位调制信号，接受器提供正交输出来避免信息的损失，零中频无线接收机包括低噪声放大器18，射频可变增益放大器19及图一中上下两个一摸一样的反馈环路1.图一上面一路为I路，下面一路为Q路，两路最终输出信号的相位正交，而且两路电路完全对称。

所述混频器为Gilbert双平衡混频器，采用Gilbert双平衡混频器时本征信号f_LO与射频信号f_RF相等，即f_LO＝f_RF。基带可变增益放大器11由一个5位的D/A转换器DAC产生的模拟信号GC控制增益。

混频器10采用了二阶RC滤波负载100，第三MOS管Q3和第五MOS管Q5的漏极相连与电阻R3的一端A相连，电阻R3另一端G与电阻R1相连后经由电阻R1连到电源。第四MOS管Q4和第六MOS管Q6的漏极相连与电阻R4的一端B相连，电阻R4另一端H与电阻R2相连后经由电阻R2连到电源。电容C01的一端接到电阻R3和电阻R1的公共端点G，另一端接到电阻R4和电阻R2的共同端点H。电容C02的两端分别与端点A和端点B相连；大电容C11一端与电源相连，另一端与端点A相连，类似的，大电容C12一端与电源相连，另一端与端点B相连。

混频器10和模块Gm31采用BiCMOS工艺，结合了MOS管和三极管的长处，从而实现了更佳的性能，如三阶互调，混频器10的射频信号RF输入管采用三极管，因为三极管输入阻抗小，容易与前级电路阻抗匹配；最大截止频率高，更适于高频；噪声低，特别是1/f噪声低，而且跨导大；混频器10的本征信号LO采用MOS管，可以加快LO信号输入电路——MOS管Q3-Q6的开关速度，而且该输入电路可以在小尺寸下实现集成。电阻R21与电阻R22的阻值相同，电阻R3与电阻R4阻值相同，电阻R1与电阻R2阻值相同；三极管Q7和三极管Q8完全相同，具有相同的跨导；电阻Re1与电阻Re2阻值相同。

Claims (3)

1.一种零中频无线接收机直流偏差消除装置，其特征在于：该装置主要包括前馈放大模块A_tot(41)、求和模块(42)、第二放大器Av(24)、跨导放大模块Gm(31)；求和模块(42)的正输入端接射频输入信号(X)，求和模块(42)的负输入端接跨导放大模块Gm(31)的输出端，求和模块(42)将输入的两路信号求和后输出到前馈放大模块A_tot(41)的输入端，前馈放大模块A_tot(41)的输出端输出消除了直流偏差的射频输出信号(Y)，同时前馈放大模块A_tot(41)的输出端还与第二放大器Av(24)的输入端相接，第二放大器Av(24)的输出端接跨导放大模块Gm(31)的输入端。

2.根据权利要求1所述的零中频无线接收机直流偏差消除装置，其特征在于：前馈放大模块A_tot(41)由基带可变增益放大器(11)、基带滤波器(12)、第一放大器(13)串联连接组成。

3.根据权利要求1所述的零中频无线接收机直流偏差消除装置，其特征在于：跨导放大模块Gm(31)由第七三极管(Q7)与第九MOS管(Q9)串联、第八三极管(Q8)与第十MOS管(Q10)串联组成。

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